ELECTRONICĂ
APLICATĂ .. F
Radioreceptor MF—MA
cu circuite integrate
INIŢIERE ÎM
RADIOELECTRON3CÂ .p
Diode zener şi aplicaţiile
lor
Tranzistorui în comutaţie
CQ-YO...................... P
• Antene de emisie şi
recepţie pentru US şi UUS
foiosite de radioamatori
AUDIO .................... p
Procesor audio cu
TDA 1022
LABORATOR .. p
Voltmetru digital cu
autoscaiare
Joystick programabii
SERVICE ................. p
Interşanjabiiitatea
modulelor de baleiaj
verticai
ÂUTO—MGTO .. p
Echipamentul electric al
autovehiculelor.
Terminologie
Carburatorul DAAZ 2108.
Particularităţi de
exploatare
ATELIER ................. f
Temporizator-prelungitor
Maşina de bobinat
(continuare)
CITITORII RECOMANDĂ ....
Oscilatoare CMOS
VIDEORECORDERE ....... p
Videocasetofoanele HQ
şi Hi-Fi .
| REVISTĂ LUiARĂ
1 FEiTSy COiSIBUCTORI! 1
AMATORI
AORESA REDACŢIEI: „TEHNIUM",
BUCUREŞTI, PIAŢA PRESEI LIBERE. NR. 1,
COD 79784, OF. P.T.T.R. 33,
SECTORUL 1, TELEF0I\I:S18 35 66-617 60 10/2059
PreftsS 100 LEI
..... 4
ALEXANDRU ZANCA
© S-a născut la 22.03.1951 in Se¬
beş, jud. Alba;
® A absolvit cursurile Şcolii Postli-
ceale I.F.A., specialitatea Dozime-
trie-Radioprotecţie;
@ A debutat in anul 1980 la revista
TEHNIUM;
© In prezent lucrează la I.F.A.—
I.F.I.N.;
@ Preocupări actuale de domeniile:
audio, aparatură de laborator, automa¬
tizări.
RADIORECEPTOR MF-MA
CU CIRCUITE INTEGRATE
ALEXAWDRU ZAWCA
în rândurile ce urmează propun
constructorilor amatori realizarea
unui tuner MF—MA performant, rea¬
lizat cu circuitul integrat TDA 1220,
circuit similar cu circuitul integrat
TBA 750 A, dar cu performanţe su¬
perioare.
Deoarece acest circuit este mai
puţin cunoscut — dar se poate pro¬
cura din magazinele de specialitate
— se va face mai întâi o prezentare
a funcţionării, a parametrilor şi a
performanţelor acestuia.
SCHEMA BLOC. în figura 4 este
prezentată schema bloc a circuitului
integrat şi configuraţia terminalelor.
Din figură se observă existenţa a
două secţiuni distincte, şi anume,
calea de modulaţie în frecvenţă
(MF) şi calea de modulaţie în ampli¬
tudine (MA),' precum şi un etaj co¬
mun, amplificatorul de ieşire.
Secţiunea MF cuprinde ampiifica-
torul-limitator de frecvenţă interme¬
diară (FI—MF) şi demodulatorul
(detectorul) MF.
AMPLIFICATORUL LIMITATOR
de frecvenţă intermediară are o arhi¬
tectură şi funcţionare similară cu
cea a circuitului integrat TAA 661.
în acest etaj semnalul FI, de 10,7
MHz, este amplificat şi limitat de un
lanţ de patru amplificatoare limita-
toare. Impedenţa de intrare a aces- 1
tui etaj este în jur de 6,5 kn în para- 1
lei cu 14 pF, la frecvenţa de 10,7 1
MHz. Polarizarea primului etaj este |
disponibilă la pinul 14, realizându-se
totodată şi o reacţie totală în c.c.
pentru o funcţionare stabilă. Cea
de-a doua intrare a amplificatorului
este disponibilă ia pinul 15, fiind de¬
cuplată la pinul 14, care la rândul lui
este legat la masă din punct de ve¬
dere alternativ prin condensatorul I
C. O reţea R, L, C conectată la ieşi- 1
rea amplificatorului (pinii 12 şi 13) 1
asigură schimbarea fazei semnalului I
Fi cu 90°, schimbare necesară func- 1
ţionării detectorului sensibil la fază r
din etajul următor. Nivelul semnalu- 1
lui la pinul 13 este de aproximativ
150 mV. I
DETECTORUL MF utilizează un 1
circuit în cvadratură folosit ca de- 1
tector sensibil la fază, cu alte cu- 1
vinte un detector echilibrat şi sin- |
cron. Semnalul se injectează în I
acest etaj prin intermediul bobinei |
L0 cu valoarea de 22 /xH, spre deo- 1
sebire de circuitul integrat TAA 661 1
unde injecţia semnalului se face ca- I
pacitiv. Alegerea parametrilor reţelei 1
R0, CO, L0 stabileşte performanţele |
semnalului audio util, în speţă dis- |
torsiunile. Pentru reducerea aces- |
tora şi îmbunătăţirea fazei se poate |
folosi un circuit dublu acordat, dar fj
în acest caz nivelui semnalului au- I
dio util scade. Tot în scopul |
nealterării calităţii circuitului L0, C0, j)
R0, este obligatoriu ca frecvenţa de |
oscilaţie a bobinei L0 pe capacitatea |
proprie (parazită) să fie peste 30 1
MHz. I
Din cele arătate mai sus, se poate J
vedea uşor superioritatea acestui
circuit faţă de secţiunea similară a
circuitului TBA 750.
SECŢIUNEA MA este întrucâtva
asemănătoare cu cea a circuitului
TBA 750 şi cuprinde următoarele
etaje: amplificatorul RF, mixerul, os¬
cilatorul loca!, dispozitivul de con¬
trol automat al amplificării (CAA).
AMPLIFICATORUL Şi MIXERUL.
Transferul semnalului de la circuitul
de antenă la pinul 2 al circuitului —
intrarea amplificatorului RF — se
realizează în raport subunitar, prin
intermediul bobinei L2, pentru a
realiza o adaptare convenabilă a im-
pedanţei de intrare a amplificatoru¬
lui RF cu impedanţa la rezonanţă a
circuitului acordat din antenă. Per¬
formanţele amplificatorului de RF
sunt stabile până în jurul frecvenţei
de 30 MHz. Mixerul foloseşte un
multiplicator dublu echilibrat, iar ie¬
şirea de frecvenţă intermediară (Fi)
disponibilă la pinul 3, este conectată
direct la bobina filtrului FI.
OSCILATORUL LOCAL este reali¬
zat ca un, etaj diferenţial în cruce,
care oscilează la o frecvenţă deter¬
minată de sşrcina la pinul 1. Pentru
îmbunătăţirea factorului de calitate
al circuitului rezonant al oscilatoru¬
lui local, cuplajul se face prin trans¬
formator, la pinul 1 nivelul oscilaţii¬
lor fiind de aproximativ 100 mV.
Performanţele etajului se păstrează
până mai sus de 30 MHz, dar, pen¬
tru t bună stabilitate faţă de variaţi¬
ile tensiunii de alimentare (+Vcc) şi
pentru o funcţionare corectă a dis¬
pozitivului CAA (evitarea efectului
de „târâre"), este necesar ca pentru
frecvenţe superioare valorii de 10
MHz să se realizeze un raport C/L
ridicai.
în cazul diferitelor aplicaţii parti¬
culare, la pinul 1 se poate aduce
semnal de la un oscilator extern, cu
TEHNIUM 4/1993
Tabela 1
PARAMETRUL
BIBI
HI3
J50B
IHSI
Tensiune almentare
Vcc
3
16
V
Curent absorbit
Id
secţiunea MA
■ 9
CT
BM
secţiunea MF
9
mm
KB
Secţiunea MA (f«
= 1MHz
;fm =1KHz) _|
Sensibilitate intrare
Vi
S/N =26dB m=03
M7M
wm
MM
Raport semnal zgomot
S/N
EH&flEEl
BEEB
rm
Domeniu CAA(AQC)
msmsşs
0
■a
Tensiune audio ieşire
Vo
Vi=1mV m=0,3
80
160
mV '
Distorsiuni
a
S2552BC!1?J
Bm
1
—
Hi
Vi=1mV m= 0,3
B9
mm
Nivel maxim la intrare
v H
m=0,8 d=10%
El
mi
im
Rezistenta de intrare [pini
2-4] Ri
m=0
75
Kjz,
Capacitate intrare [intre pinii 2-43Ci
m=0
-
MM
pf:
Rezistenta de ieşire
Ro
Bl
HN
BOI
mi
! Secţiunea MF (fo =10.7MHz
._dk=1KHz) _ -_ _■_î
Tensiune intrare
Vi
punct limitare-3dB
36
p v
Rejectia modulaţiei In amplitudine AMR
ft f=±225KHz*Vi=3mV
35
48
dB '
Raport semnal zgomot
S/N
>f=+22,5KHz ; Vi=1mV
55
70.
dB
Distorsiuni
d
-un circuit acordat
4 f=+75KHz; Vi=1mV
0,7
3
%
-doua circuite acordate
»f=22,5KHz ; Vi=1mV
0,2
%
Tensiune audio ieşire
Vo
f=22 5KHz Vi=1mV
40
80
160
mV
Rezistenta intrare [intre pinii 16-11] Ri
Af=0
6,5
Ka
Capacitate intrare [intre pinii 16-11] Ci
Af=0
14
pF
Rezistenta ieşire
Ro
7-
K SI
Tabela 2
PINI
1
[I
3
4
5
T
7
“8
9
10
TT
JL
13,
14
15
16
UM
MA
J2_
0j9
12
0,9
0,9
12
12
0,7
ÎL
12
_0_
_
-
-
-
V
MF
-
-
-
-
-
3,2
12
0
~n\
2,5
2,5
2j5_
V
condiţia ca nivelul oscilaţiilor (sem¬
nalului) să fie de 50 mV, pinul 1 fi¬
ind conectat ia +Vcc printr-un rezis¬
te r de ioon.
AMPLIFICATORUL DE FI Şl DE¬
TECTORUL. Amplificatorul de FI
este un amplificator de bandă largă
cu etajul de ieşire acordat. Ieşirile
sunt disponibile la pinii 6 şi 7 ce'ali¬
mentează sarcina simetrică şi detec¬
torul diferenţial de vârf pozitiv MA,
acesta fiind astfel polarizat încât să
reducă distorsiunile în cazul semna¬
lelor puternic modulate. în cazul de¬
tectoarelor echilibrate de acest tip,
la ieşire apare o componentă de ni¬
vel scăzut a cărei frecvenţă este
aproximativ dublul FI. Pentru a evita
influenţa acestei componente asu¬
pra semnalului util, ecranul bobinei
L3 se va lega la masă, iar antena de
ferită trebuie plasată într-o poziţie
optimă.
CONTROLUL AUTOMAT AL AM¬
PLIFICĂRII (CAA sau AGC). Atât
TABELA 3
® cosa
1 LI
2 L2
3 masă RF-MA,L1;L2
4 ieşire instrument*
5 ieşire audio R
6 masa audio
7 ieşire audio L
8 indicator mod STEREO/MONO
9 test 19 kHz
10 +Vcc[13V]
11 masa alimentare [0V]
12 coutator K1
13 intrare FI-MF
14 masa RF-MF
BLOC UUS
1011
BOBINA
NR.SpRE
TIP
CONDUCTOR
INDUCTANTA
TIP
CARCASA
OBS.
LI
65
Li+o' R.F.
263 jjH
Soro -feri fă
—
L2
14
Llfd R.P.
—
Se tx>binea2ă
Ia Cţ-p rece
L3
30 + 30
<ţ> 0,09
Cu ■+■ pol'Ur.
IIOjjH
Mtfcfl'e fr-tfgV.
MA „SOLO ?OQ
Q =125
L4
47+16
117 jjH
0 =125
L5
26
—
Q =125
L6 1
, 2.6
—
Q =125
11
63
117 jjH
Q =125
' L 8
12
—
Q ^125
L9
' 80
141 jjH
Q =125
L10
28 :
Cu +R>liurehn
22jjH
„SOLO 500 "
Medre^ Free.
Q =100
LII
20
cp 0,45
Cu +- foi iu ret.
2- 3pH
bară -ferilă
<P 2
—
Lo
11
<£>0,48
Cu + fioiiur<?t
3,4
„ SOLO Soo"
Medie F nec.
.
a =100
amplificatorul de radiofrecvenţă, cât
şi primul etaj al amplificatorului de
frecvenţă intermediară, au aceeaşi
configuraţie de amplificator diferen¬
ţial.
CAA este obţinut prin controlul
curentului de colector al acestor
etaje. Componenta continuă, nece¬
sară circuitului CAA, este extrasă
prin filtrarea componentei audio de
RF cu ajutorul unui condensator ex¬
tern conectat la pinul 8.
AMPLIFICATORUL DE AUDIO-
FRECVENŢĂ şi etajul de ieşire sunt
comune atât secţiunii MF cât şi sec¬
ţiunii MA. ieşirea este disponibilă la
pinul 9. Filtrarea eventualelor com¬
ponente de Fj—MA din semnalul util
cât şi dezaccentuarea semnalului
MF MONO sunt realizate de un con¬
densator extern cuplat tot la acest
terminal 9. Atenţie, valoarea acestui
condensator Cf va trebui schimbată
în sensul micşorării ei, dacă lâ pinul
9 se conectează un decodor stereo!
împedanţa de ieşire a acestui etaj.
este în jur de 7 kh, deci sarcina co¬
nectată la pinul 9 trebuie să aibă cei
puţin 50 kn.
COMUTATORUL MF-MA.Comu-
tarea circuitului pentru funcţiile MF
sau MA se realizează foarte simplu,
şi anume pinul 13 se va conecta la
+Vcc.
FUNCŢIONARE, REGLAJE
SECŢIUNEA MF. Semnalul
FI—MF obţinut din blocul de acord
UUS este adus la intrarea amplifica¬
torului îimitator (pin 16, figura 1)
prin intermediul amplificatorului
adaptor, realizat cu tranzistorul TI.
Acest amplificator adaptor are rolul
de a face o adaptare cât mai corectă
între ieşirea blocului de acord şi fil¬
trul 02, respectiv intrarea amplifica-
toruiui-limitator din circuitui TDA
1220. După amplificare şi limitare,
semnalul Fi—MF este adus ia intra¬
rea detectorului sensibil ia fază, prin
intermediul bobinei- L10. Reţeaua
R6, L0, C19, conectată ia pinii 12 şi
13, asigură schimbarea fazei semna¬
lului (în cazul frecvenţei centrale Fi)
cu 90 de grade, schimbare necesară
funcţionării detectorului sensibil ia
fază.
(CONTINUARE ÎN NR. VIITOR)
TEHNÎUM 4/1993
INIŢIERE IN RADIOELECTRONICĂ
i # S-a născut la 25.02.1949, în Si-
ghetu Marmaţiei:
® A absolvit Facultatea de Chimie
Industrială, în 1972;
@ Este coautor la 34 de lucrări şti¬
inţifice publicate în reviste de speciali¬
tate de circulaţie internaţională, 14
brevete de invenţie şi două cărţi;
@ în 1984 obţine titlul de doctor în
chimie-fizică;
® în prezent cercetător principal la
ICPE;
® Radioamator (Y05AVN) cu bo¬
gată activitate, atât în domeniul con-
x Or. ing. 10SIF UNGVAY s trucţiilor, cât şi al traficului;
DIODE ZENER
Şl APLICAŢIILE LOR
Or. ing.lQSIF LIIUGWAY
Diodele Zener sunt dispozitive se¬
miconductoare care se caracteri¬
zează prin aceea că, la polarizare in¬
versă, caracteristica U—I prezintă
un domeniu cu rezistenţă mică- do¬
meniu în care creşterilor mici de
tensiune le corespund variaţii mari
de curent — domeniu de „stabili¬
zare". Caracteristica U—I tipică a
unei diode Zener, cu notaţiile tipice
ale unor parametri electrici, este
prezentată în figură.
După cum se observă pe caracte¬
ristica U—I tipică (fig.1), se disting
patru domenii, după cum urmează:
I — Zona de conducţie în direct,
ce se întinde de la tensiunea de
deschidere în direct (V TO )_ spre ten¬
siuni în direct mai mari. în această
zonă, ca la orice diodă în polarizaţie
directă, caracterizarea se face prin
specificarea curentului în direct (l R )
şi a căderii_de tensiune corespunză¬
toare (Vf). între aceşti doi parametri
există corelaţia:
(1) V;, = V FO + r d • U
în care tensiunea de deschidere
(V fo ), pentru siliciu, este de cca
0,65 V, iar r d — rezistenţa dinamică
în direct.
Din. construcţie, puterea de disi¬
paţi© a capsulei este limitată (P max ,
parametru ce se specifică pentru
fiecare serie de către fabricant). La
funcţionarea pe caracteristica di¬
rectă (zona 1) a unei diode Zener,
avem puterea de disipaţie P^:
(2) P rf = !,.•■ V F ,
relaţie care, împreună cu (1),
va da la curentul maxim admisibil
(3) P max = (V fo + fd • \ Fmax ) • \ Fmax
II — Zona de blocare în direct se
întinde . între 0 şi 0,65 V (V ro ) şi se
caracterizează printr-un curent rezi¬
dual mic.
■III — Zona de blocare în invers se.
întinde între 0 V şi tensiunea la care
dioda începe să conducă în polari¬
zare inversă. Pentru diodele Zener
mai „profesionale", fabricanţii „se¬
rioşi" garantează ca în această zonă
curentul rezidual să NU treacă peste
o valoare (l R ), specificată şi măsu¬
rată la o tensiune de blocare dată
(V R ).
Valoarea iui 1 R este în mare mă¬
sură determinată de calitatea mate¬
riilor prime foiosite şi de acurateţea
tehnologică la realizarea diodei. Cu
cât I R este mai mic la Mr/Mzk cât
mai mare (de obicei se ia la 0,7) se
consideră că dioda este mai bună,
mai fiabilă.
IV — Zona de stabilizare: zonă de
stabilizare prorpiu-zisă, respectiv pe
care variaţii reiativ mari de curent se
traduc prin variaţii mici de tensiune.
La începutul acestei zone, fabrican¬
ţii definesc, la tensiunea de „cot"
(Vz*), curentul corespunzător (Iz*),
curent ce este de fapt curentul mi¬
nim ce trebuie asigurat prin dispozi¬
tiv în regim stabilizator de tensiune.
Prin suprapunerea unui semnal al¬
ternativ (de obicei 1 kHz) de mică
amplitudine peste curentul continuu
fixat I zk şi măsurarea excursiei Mzk
se defineşte un parametru important
— rezistenţa dinamică la „cot":
parametru care indică „fermitatea
cotului", respectiv o valoare mare a
acestuia presupune un cot „ferm" şi
„abrupt".
Punctul de caracterizare şi clasare
pe clase de tensiune a diodelor Ze¬
ner este marcat de fabricant prin
impunerea curentului nominal (I zt)'
la care se stabilizează pe dispozitiv
tensiunea Zener nominală (V Z a). Fa¬
bricanţii, în funcţie de solicitările
beneficiarilor, «ortează pe clase de
tensiune producţia de diode Zener
în serii cu clase de precizie de ±10;
±5 sau ±2% după seria de valori in¬
dicate în normativul internaţional
E24. Astfel, dacă o diodă Zener este
sortată în clasa de ±5%, aceasta în¬
seamnă că la grupa de 10 V exem¬
plarele admise au la I zr — Vzr cu¬
prins între 9,4 şi 10,6 V. în mod si¬
milar la seriile sortate în ±10% clasa
de 10 V, conţine exemplare cu V zjv
între 9 -Ml V, iar la cele de ±2% în¬
tre 9,8 şi 10,2 V.
Desigur V Z r, la un curent impus
Izr este funcţie de temperatură.
Dacă fabricantul nu specifică alt¬
ceva în foaia de catalog, sortările pe
clase de tensiune V zr la l zr s-au fă¬
cut la 25°C. Variaţia cu temperatura
a tensiunii stabilizate la un curent
dat este specificată de fabricant în
catalog şi se numeşte coeficientul
de temperatură al tensiunii de stabi¬
lizare {a Vx ). La un curent de măsură
(stabilizare) dat, a V: reprezintă va¬
riaţia relativă a tensiunii de stabili¬
zare la o variaţie dată a temperaturii,
adică:
_ V ZT1 ~ V ZT2
“ Vz ~ v ZT (t, -1 2 )
[1/°C].
în unele cataloage, tot sub denu¬
mirea de „coeficient de tempera¬
tură" regăsim:
3 exprimat în mV/°C.
I Gradul de stabilizare, respectiv
I de stabilitate a lui V zr în jurul lui l Z7 ,
1 depinde nu numai de temperatura
capsulei ci şi de rezistenţa dina-
1 mică de funcţionare, respectiv:
| măsurat prin suprapunere de sem-
; nai alternativ de amplitudine dată.
Desigur puterea de disipare a
capsulei este limitativă şi deci va li¬
mita curentul maxim (\ ZM ) pe dispo¬
zitiv în regim de stabilizare (zona IV)
astfel:
(8) Pdma X = \zM • V ZM,
unde Mzm este tensiunea cores¬
punzătoare lui IzM-
Considerând (la r zr suficient de
mic) Mzm Vzr, pentru I zm avem:
I —
(9) «ZM ~ —
V ZT
De fapt Izm este indicat de
majoritatea cataloagelor.
ttrlfcic Vk
r -M*
**■ A/zk
Este important de remarcat că
diodele Zener uneori sunt soliei,ţaţe •
accidental la puteri mult mai mari
decât Pdmax. Pentru asemenea situa¬
ţii — care trebuie să fie NEREPETI¬
TIVE şi de FOARTE SCURTĂ DU¬
RATĂ — fabricanţii fie că indică pu¬
terea maximă accidental acceptabilă
'în impuls de durată specificată (de
obicei 10 ms), fie că dau grafic pu¬
terea inversă de vârf de suprasar¬
cină accidentală (P RW ) funcţie de
durata impulsului.
Pentru diverse aplicaţii specifice,
au fost concepute şi puse în fabrica¬
ţie de serie diode Zener speciale.
Dintre acestea cele mai semnifica¬
tive sunt:
— Diode Zener termocompensa-
îe: se caracterizează prina^z foarte
mic (de ordinul 10" 6 /°C). De obicei
din construcţie (cu excepţia cazuri¬
lor când sunt realizate în variantă
integrată) au rezistenţă dinamică
mare, deci drept referinţă pot fi fo¬
losite numai dacă se alimentează
dintr-un generator de curent con¬
stant.
— Diode Zener cu anod (caîod)
comun: conţin două joncţiuni Zener
în serie şi polarizate în opoziţie. Ele
au caracteristică simetrică. Rezis¬
tenţele dinamice r zr şi Xzk sunt mai
proaste decât la un Zener simplu de
aceeaşi valoare, datorită înserierii pe
„ ambele direcţii a câte două joncţiuni
pn — una în direct şi cealaltă în in¬
vers.
-- Diode Zener logaritmice: pre¬
zintă o caracteristică U—I logariţ-
, mică şi se utilizează în special pen¬
tru generatoare de funcţii şi amplifi¬
catoare logaritmice.
— Diode Zener rapide: se carac¬
terizează printr-un timp scurt de co¬
mutaţie în invers (î„). Se utilizează
în special ca îimitatoare de supra¬
tensiuni tranzitorii la protecţia unor
componente ce lucrează în regim de
comutaţie.
— Diode Zener cu zgomot, redus:
se caracterizează printr-un nivel
scăzut al semnalului de zgomot ge¬
nerat.
Un parametru important pentru
toate tipurile de diode Zener este
rezistenţa termică joncţiune-capsulă
(ambiant), (R,*,-*), parametru speci¬
fic capsulei şi' care printr-un a vz
poate influenţa tensiunea stabilizată.
- kr
4
TEHNIUM 4/1993
Să urmărim componentele curen¬
tului prin tranzistorul blocat şi res¬
pectiv saturat (la un tranzistor pnp
în conexiunea BC — bază comună).
în regim de blocare (tăiere), tran¬
zistorul poate fi utilizat în conexiune
normală (figura 5a) sau în cone¬
xiune inversă (figura 5b).
| Prin sarcina R circulă curentul
I Iov sau li/dat de relaţiile:
TRANZISTORUL
ÎN COMUTAŢIE
Ing. ŞERBÂW NfllCU
- Ţ -Ţ^E;
( 0-1 tranzistor blocat
*1 0-2 tranzistor saturat
X U CB^° \
-T Ee i
^întrerupător deschis
Tranzistor blocat
/"U CB >0
-Ee, U EB >0
u / i
Tranzistor saturat
importantă aplicaţie a tran¬
zistorului este aceea de comutator
(întrerupător). Pentru a înţelege
acest mod de lucru, să ne reamintim
regimurile de funcţionare ale tran¬
zistorului.
Deoarece tranzistorul are două
joncţiuni şi fiecare dintre ele poate
fi polarizată direct sau invers, re¬
zultă patru moduri de polarizare a
tranzistorului, prezentate în tabel.
Semnul tensiunilor a fost conside¬
rat pentru un tranzistor pnp.
Regimul activ normal este modul
de lucru cel mai uzual al tranzisto¬
rului, iar regimul activ invers (în
care se inversează rolurile emitoru-
lui şi colectorului) este mai rar utili¬
zat.
în aplicaţiile de comutaţie, tranzis¬
torul lucrează în ultimele două regi¬
muri de lucru. în regimul de tăiere
(ambele joncţiuni polarizate invers),
prin tranzistor circulă doar curenţii
reziduali de valoare foarte mică.
Tranzistorul se comportă ca un în¬
trerupător deschis, care întrerupe
curentul prin circuit.
în regimul de saturaţie (ambele
joncţiuni polarizate direct), prin
tranzistor circulă curentul maxim.
Tranzistorul se comportă ca un în¬
trerupător închis, adică permite tre¬
cerea curentului prin circuit.
Aceste două moduri de lucru se
pot urmări în figura 1. Când comu¬
tatorul K este pe poziţia „1“, prin re-
zistoru! Rai joncţiunea BE este po¬
larizată invers ca şi joncţiunea CB.
Cele două joncţiuni (diodele J B£ şi
Jce din figura 2a) sunt blocate. Fi¬
gurând tranzistorul ca un întrerupă¬
tor, acesta este deschis (figura 3a).
Dacă se trece comutatotul K pe
poziţia „2“, joncţiunile BE şi CB
sunt polarizate direct, iar cele două
diode echivalente J B£ şi J C s sunt
deschise (figura 2b). Tranzistorul se
comportă ca un întrerupător închis
(figura 3b).
Cel mai adesea, tranzistorul în co¬
mutaţie se utilizează în configuraţia
EC (emitor comun).
Caracteristicile de ieşire ale tran¬
zistorului pnp în conexiune EC sunt
prezentate în figura 4. Sunt figurate
dreapta de sarcină şi curba puterii
disipate maxim admisibile.
Se remarcă regimurile de lucru:
— regimul de tăiere (punctul A şi
dincolo de el) în care nu există cu¬
rent de bază, iar cel de colector este
minim;
— regimul activ, unde există am¬
plificare;
— regimul de saturaţie (punctul
B) în care o creştere a curentului de
bază nu mai determină o creştere a
curentului de colector.
Funcţionarea tranzistorului în re¬
gim de comutaţie nu este totuşi per¬
fectă, din mai multe motive:
— tranzistorul deschis are o că¬
dere de tensiune la borne (U C £kh) şi
disipă putere;
— la curent de colector zero, ten¬
siunea pe dispozitiv nu este nulă;
— curentul zero la intrare nu anu¬
lează curentul principal prin tranzis¬
tor.
Regim de funcţionare
Polarizarea
joncţiunii EB
Polarizarea
joncţiunii CB
Regimul activ normal
Regimul activ invers
Regimul de tăiere (blocare)
Regim de saturaţie
Direct (U EB > 0)
Invers (U EB < 0)
Invers (U EB < 0)
Direct (U EB > 0)
Invers (U CB < 0)
Direct (U CB > 0)
Invers (U CB < 0)
Direct (U CB >0)
întrerupător închi
Tensiunea de colector
_ Regim de tâiere
1 Lzll,. -6
'^Ef 0
IB 350 -
cu D \
I IprlO P X
-£ | _i 5 q Dreapta, de sorbiri
^ ..
3 iş- 2 00
/ ■
Puterea disipată
maxim admisibilă
o c ^
>3 § c
l EH ţa *CN
[Xv/Tl
u E B<oJyo rj R
-rit-
Conexiune normală (N)
U EB>° U CB~°
Conexiune normalâ(N)
L —— ’ '
, _ •cBoO — a l) i
’CN “ i
1 - a N a,
! _ ÎEBOCÎ ~ q n) I
1 - a N a| I
unde:
I cbo şi I ceo reprezintă curenţii rezi-f
duali colector-bază şi coiector-
emitor;
(CONTINUARE ÎN PAG. 19) ’L
! ei iţh ! ci
rrr/r
yU E B<0 U C B<0
i v y
j+ rzr
Conexiune inversai!)
*FT £ L ÎHT
Ueb=° u cb >0
Conexiune inversă (l-
T c
n' \ (; ■
u EB >° u CB U R ^
I V y.
y i j 11
■ ■ na dintre cele mai simple antene, uşor de
H B realizat şi care oferă un câştig destul de
ţJH bun, este aceea cunoscută sub denumirea
de „long wire“ adică „fir lung“ sau „antenă
lungă". Ea este monofilară şi lungimea ei totală L,
din figura 1, reprezintă atât conductorul radiant,
cât şi fiderul de coborâre care de fapt radiază şi
el. Lungimea L este un multiplu de X/2. Astfel de
antene au efect direcţional, şub un anumit unghi
faţă de axa firului, efect cu atât mai pronunţat cu
cât sunt mai lungi. Lungimea L a lor se poate cal¬
cula cu relaţia:
L = 15 °( N ;°' 05 > [metri] '
f
în care N este numărul de X/2 al antenei, care se
alege după dorinţă, iar f = frecvenţa, în MHz. Ele
sunt antene multiband, putând fi folosite pe toate
benzile de radioamatori, de la 28 MHz până la 3,5
MHz şi chiar 1,75 MHz, dacă lungimea lor totală L
este de cel puţin 40 sau 80 m.
în tabela 1 sunt indicate o serie de date utile, în
legătură cu astfel de antene, raportate la lungi¬
mea lor, câştigul în dB funcţie de lungime şi un¬
ghiul lobilor de radiaţie maximă. Ca şi antena
Hertz (Conrad-Windom), aceste antene se pot co¬
necta direct cu bobina circuitului oscilant al eta¬
jului final prin intermediul unui condensator fix
cu dielectric mică, sau ceramic, cu capacitatea de
2000—5000 pF, deci nu numai inductiv, ca în fig.
1. Tensiunea de lucru a acestui condensator tre¬
buie să fie cu cel puţin 50% mai mare decât
aceea anodică din etajul final, deoarece la o
eventuală rupere, a antenei, aceasta ar putea pro¬
voca un scurtcircuit prin pământ, periclitând re¬
dresorul anodic. Dacă se cuplează direct, poziţia
optimă a prizei pe bobină se determină experi-
ANTENE
DE
EMISIE
ŞI
recepţie
PENTRU
US ŞI uus
DOSITE DE RADIO AMA
buie să aibă o grosime suficient de mare, de ?•
mm diametru, astfel încât să nu se rupă la înt
dere, mai ales iarna, când se poate depune c
ciură pe cablu, îngreunându-l artificial foa
mult. Din aceste motive sârmele folosite, care pug
fi izolate sau nu, nici nu trebuie întinse prea mult
ca o coardă de vioară, deci li se poate lăsa o oa¬
recare „burtă" ţinând seama că iarna, când eşti
foarte frig, metalele se contractă, mărind forţa de
întindere-a firului şi putând să-l rupă, mai ales
când pe el se depune chiciură (givraj), care nu se
topeşte prea repede. De altfel, de astfel de consi*|
derente trebuie să se ţină seama pentru orice fel'i
de antene, dacă firul radiant are o lungirpe mai^
mare de 10—20 metri.
Până în anul 1954, am folosit două' antene
Hertz, una cu lungimea firului radiant de circa 101
metri, iar cealaltă de circa 20 metri.
în acel an am instalai o primă antenă „long
wire" cu o lungime totală de aprox. 84 m. Antena -
pleca de pe acoperişul blocului unde locuiesc,;
traversa strada şi era ancorată pe o altă casă de
peste drum. Firul folosit era izolat, de tipul PLVC, j
cu diametrul conductorului masiv de cupru de 1,5
mm.
Firul trebuia să fie izolat, deoarece el trecea pe!
deasupra conductoarelor electrice de pe stradă
folosite pentru iluminatul electric noaptea, fire;
care nu §rau izolate. O eventuală rupere a firului:
antenei, putea scurtcircuita conductoarele elec-:
trice de pe stradă, fapt care ar fi ridicat diverse
probleme, nu numai pentru reţeaua electrică de
iluminat, existând şi posibilităţi de deteriorare aj
emiţătorului sau de electrocutări. De aceea am
mental, astfel încât intensitatea curentului anodic
al etajului final să fie maximă, la aducerea la re¬
zonanţă a circuitului oscilant respectiv.
Cuplajul optim al unor asemenea antene cu
emiţătorul se realizează însă folosind un filtru
„pi“ (filtrul Collins). Utilizarea filtrului nu numai
că realizează o mai bună adaptare a antenei dar,
lucrul cel mai important este acela că el conîri-
Ing. LIVIU MACQVEANU YQ3RD — Maestru al Sportului
buie la reducerea substanţială a frecvenţelor ar¬
monice radiate de antenă, destul de copios, redu¬
când deci mult posibilitatea de interferenţe cu re¬
cepţiile de televiziune şi radio din aparatele veci¬
nilor apropiaţi.
Deoarece antenele de acest gen sunt în general
foarte lungi, de multe zeci de metri, conductoa¬
rele lor din sârmă de cupru masiv sau liţate, tre-
preferat un conductor Izolat, cu cauciuc şi că¬
maşă textilă, cum era acest tip de cablu, tip
PLVC, de atunci. Antena era orientată aproxima¬
tiv pe direcţia America de Sud—Japonia.
După instalarea antenei, în seara respectivă am
început să lucrez în telefonie, în banda de 14
MHz. Am rămas uimit de rezultatele obţinute: stă¬
teau la coadă radioamatori din Brazilia, Argentina
P-"h—
-i
POŞTA REDACŢIEI
Se oferă colecţia TEHN!UM
1970—1991
Horia Grîdeanu, Str. loan W. Roman
Nr. 1QA
Constanţa cod 8700
Botezafy loan — Bicaz
Vă mulţumim pentru amabila scri¬
soare.
Din toate materialele solicitate vă
expediem Suplimentul — Echiva¬
lenţe şi unele exemplare din revista
Tehnium.
Restul mai târziu.
Angheli'nâ Constantin — Bacău
Circuitul Integrat de la ceasul dvs.
nu are echivalent şi nu poate fi pro¬
curat clin magazine. Singura soluţie
este să' cumpăraţi alt ceas.
. Dan Doru . — . Ploieşti
Regretabil că în cartierul dvs. se gă¬
sesc atât de puţine reviste Tehnium.
Vă trimit două exemplare din Teh¬
nium Service, cărţi nu vă putem pro¬
cura.'"'
Pălrâşcu Ghe. — Ploieşti
Avem în vedere să publicăm mai
multe cataloage de componente şi
de echivalenţe. Aimanah nu vom pu¬
blica anul acesta, în schimb vor
apare câteva ediţii Service temaîiA
zate pe elemente frecvent solicitate
de cititori.
Vă expediem prin poştă unele
scheme solicitate.
Ştirbei ioan — Sighişoara.
Puteţi obţine componentele electro¬
nice de care aveţi nevoie de lâ ma¬
gazinul Conex-Electronic, Str. Maica
Domnului 48, sector 2, Bucureşti,
Tel. 687 42 05.
Programele de televiziune în zona
Sighişoara se pot recepţiona numai
dacă există staţii de televiziune.
Antena „Pirat" ia care vă referiţi
captează micul semnal radiat de ca¬
blul antenei colective.
Releu disjunctor-conjuctor electronic pentru
tensiunea de 6V ce poate fi montat la autotu¬
rismele Trabant sau la oricare alt autovehicul
utilat cu dinam de 6¥, puteţi procura de la
S.C. TEHNIUM — ROMFABER S.R.L., di¬
rect sau prin colet poştal
Adresa: Piaţa Presei Libere Nr. I, Of.
P.T.T.R. 33, sector 1, Telefon: 618 35 66.
TEHNIUM
şi din alte ţări ale Amerieii de Sud, care îmi dă¬
deau controalele obişnuite RS de 59+10 sau +20
dB, peste S9. De curiozitate, cu unii am făcut
unele experienţe, fără a le spune despre ce este
vorba spre a nu-i influenţa.
Deci pentru cei care îmi dădeau controalele 59
+, am conectat la emiţător vechea mea antenă-
Hertz de circa 20 m lungime, cerându-le să-mi
dea un nou control.
Unii de abia mă auzeau cu RS56.
Categoric antena long wire funcţiona excelent.
Ulterior, încurajat de aceste rezultate, am instalat
încă o antenă, tot long wire, dar cu lungimea de
227 metri din care conductorul aerian avea 205
Tabela l
Datele antenelor lungi monofilare
Lungimea
antenei,
. X
in —
2
Cîştigul,
în dB
Unghiul lobi¬
lor
de radiaţie
maximă
1
... 1,0
90°
2
1,2
54°
3
1,3
42°
4
1,4
36°
6
1,7
30°
■ 8
2,1
26°
10
2,5
22,5°
12
3,0
20° - ‘
24
7,0
12°
metri, folosind tot cablul PLVC, cu diametrul firu¬
lui de 1,5 mm. Burta antenei, la mijloc avea cam 2
m.
Această a doua antenă era orientată aproxima¬
tiv către America de Nord-Auştralia. Mărturisesc:
că, folosind aceste antene, n-a existat DX carş
să-mi scape şi nu cu controale de ordinul S3, ci
cel puţin S7-8. E drept, însă, că puterea etajului
meu final de la emiţător era atunci de 400 waţi in-
put în telefonie, şi între 200 şi 800 waţi input în
telegrafie.
Dar cum în viaţă plăcerile mari sunt destul de
scurte, cele procurate mie de aceste antene au
încetat la uri moment dat şi ele. După vreo patru
ani de folosinţă cu mult succes, într-o iarnă ge¬
roasă ambele antene s-au givrat. Pe conductoa¬
rele ior era un manşon de gheaţă de chiciură, cu
diametrul de circa 3—4 cm. Anterior montării an¬
tenelor, făcusem o serie de probe, la o maşină de
întins, cu conductorul respectiv PLVC, care, am
constatat că se rupea la o forţă de întindere de 75
kg/m. La astfel de lungimi de fire, calculasem că,
dacă ele se vor givra cândva cu un manşon de
gheaţă cu diametrul de circa de 2 cm, firele nu
vor mai rezista şi se vor rupe. De fapt aşa s-a şi
întâmplat în 1959, când givrajul a fost enorm. S-a
rupt mai întâi antena de 127 m care a rezistat
eroic aproape o săptămână şi, apoi, cea' de 84 m.
De atunci însă nu am mai putut reconstrui aceste
antene, deoarece, pe traseul lor crescuseră o se¬
rie întreagă de copaci, sub ele, şi dacă le-aş fi
reinstalat, firele s-ar fi găsit printre crengile copa¬
cilor ceea ce nu le-ar mai fi priit, mai ales când ar
fi fost vânturi puternice care puteau să rupă sâr¬
mele chiar şi fără gîvrage.
De atunci, am revenit Ta modesta mea antenă
Hertz de cira 20 m lungime, pe care am folosit-o
până în 1983, când mi-am instalat pe acoperişul
blocului unde locuiesc atena Trident, descrisă şi
în paginile revistei, mai de mult, şi care funcţio¬
nează excelent.
Oricum, am dat mai multe detalii despre aceste
antene simple long wire, deoarece ele sunt la în¬
demâna oricărui radioamator, oferă rezultate
bune şi nu sunt dificil de realizat, cu condiţia să
se dispună de suficient spaţiu spre a fi instalate
pe diverse direcţii.
Mulţi radioamatori din străinătate folosesc ast¬
fel de antene, cu rezultate foarte bune, însă cu
condiţia să fie orientate spre anumite direcţii pre¬
ferenţiale.
Ele pot funcţiona şi pe alte direcţii decât cele
preferenţiale, cu rezultate suficient de bune, dar,
optim este în DX.
una dintre antenele frecvent folosite de ra¬
dioamatori, fiind destul de simplă şi uşor
de realizat, este cunoscută sub denumirile
„antena dipol" sau „antena dublet“. în
principiu există două variante deosebindu-se în¬
tre ele în ceea ce priveşte fiderii de alimentare.
Astfel, antena propriu-zisă este formată din două
conductoare orizontale, egale ca lungime, dis¬
puse unul în continuarea celuilalt, dar izolate în¬
tre ele cu un izolator ceramic. De la fiecare din
conductoare, la extremităţile de lângă izolator, se
conectează câte un fider. La unul din tipurile de
antenă dublet, fiderii, izolaţi la exterior, sunt ră¬
suciţi (torsadaţi) împreună, realizând o impedanţă
de circa 72 ohmi. Schema simplificată a acestei
antene şi modul în care se ataşează la radioemi-
ţător sunt prezentate în fig. 2. Lungimea fiderului
răsucit poate fi oricare. Lungimea totală a ante¬
nei, notată cu L, rezultă din tabela 2, fiind expri¬
mată în metri. Se deduce de aici că izolatorul,
sau izolatoarele dintre cele două conductoare ra¬
diatoare, nu trebuie să fie prea mari, nedepăşind
în total mai mult de 5... 8 cm.
în altă variantă, fiderii sunt distanţaţi între ei
r~
Izolatoare r
—
4
---
Izolatoare
ZIZ
u
h .
2S0..350pF 2S0...350pF
4 £3$r\250...350pF
j 250 .350pF
W 350pF
Circuit onodic '
cu izolatoare sub formă de bare ceramice sau din
material plastic, ori reglete sau chiar bare din
lemn de parafină.
în acest caz, impedanţa fiderilor nu mai este
de cca 72 ohmi ci de cca 500 ohmi, putându-se
calcula cu formula:
= 276 log
[ohmi]
în care: d = distanţa dintre conductoarele fişlerilor
în cm şi r = raza conductoarelor în cm. 1
Conductoarele liderilor pot fi şi neizolate,
avându-se însă grijă de a le izola corespunzător
la trecerea în locuinţă. La acest gen-de fider], lun¬
gimea lor, Lo, este critică şi ea se poate alege tot
din tabela 1. Cuplarea antenei la radioemiţător se
face inductiv, folosind, ca şi la antena dublet des¬
crisă mai sus, o bobină cu 2...3 spice, egală ca
diametru cu aceea a circuitului oscilant, ia pare
este ataşată, dar utilizând după nevoie, fie în se¬
rie cu ea două condensatoare variabile cu dielec-
tric aer, fie numai unul singur, în paralel, funcţie
de banda în care se lucrează.
De altfel, aceste detalii sunt date tot în tabela
2 iar modul cum se conectează conductoarele
este prezentat în fig. 3.
Această antenă, cu dimensiunile .indicate, nu
funcţionează însă bine în banda de 21 MHZ, fiind
necesare alte dimensionări.
Din categoria antenelor dipol face parte şi
acea cunoscută sub denumirea de „antena dipol
repliat" sau „antena trombon", ori „antena folded
dipol" prezentată în fig. 4. Lungimea L a acestei
antene se determină cu formula L = 142,7/f[m],
unde f = frecvenţa în MHz. Fiderul său este de ti¬
pul panglică, cu conductoare paralele, înglobate
în material plastic, cu impedanţa 300 ohmi.
Această antenă poate funcţiona pe toate benzile
de radioamatori, precum şi în cele de unde ul¬
trascurte, având 'bineînţeles dimensiunile adec¬
vate. Are un efect-direcţional, dar nu prea pro¬
nunţat iar câştigul oferit este comparabil ou cel a
altor antene monofilare, gen Conrad-Windom.
Cuplarea fiderului la radioemiţător se realizează
Tabela 2
Bând!?,
în MHz
,n m
. &-■
Acordul
3,5
41,48
20,74
Parale!
7
41,48
20,74
Paralel
14
41,48
20,74
Paralel
28
41,48
20,74
Paralel
7
20,74
30,50
Paralel
14
20,74
30,50 |
Paralel
| 28
20,74
30,50 |
Paralel
7
20,74
20,44
Serie
14
20,74
20,44
Paralel
28
20,74
20,44.
1
Serie
ca şi la celelalte antene dipol descrise în acest
articol.
Nu am utilizat niciodată antena dipol, şi deci,
din propria experienţă nu pot spune cum se com¬
portă. Oricum, datorită modului de cuplare induc¬
tiv cu radioemiţătorul şi a acordării lor pe fiecare
bandă în parte, aceste antene radiază mai puţine
frecvenţe armonice perturbatoare pentru recepţi¬
ile de televiziune, la vecini.
S.C. TEHNIUM ROMFABER S.R.L.
Piaţa Presei Libere nr. 1 *
Bucureşti
Telefon: 618 35 66; 617 60 10,
Organizează:
1. Cursuri radio-TV de întreţinere şl depa¬
nare;
2. Execută cataloage de produse, pliante,
prospecte, caiete service, etc.;
■ 3. Publicitate pentru orice produse;
4. Intermedieri vânzări-cumpărărl de bunuri
şi produse;
5. Proiectare-amenajare-iistaiare-expioatare
instalaţii de sonorizare pentru localuri publice
(săli de conferinţe, şcoli, biserici, etc.);
6. Tipărire de cărţi tehnice şl ştiinţifice.
TEHNIUM 4/1993
1
AUDIO
Introducere. Materialul de faţă
este o revenire asupra circuitelor in¬
tegrate BBD/CTD şi a unor modali¬
tăţi de operare mai puţin cunoscute,
ca răspuns la interesul manifestat
faţă de iiniile de întârziere — delay
lines. Cele două abrevieri, BBD şi
CTD, provin de la iniţialele cuvinte¬
lor englezeşti Bucket Brigade Devi¬
ces şi Gharge Transfer Devices.
Prima denumire' sugerează cât se
poate de plastic modul de funcţio¬
nare a liniilor de întârziere electro¬
nică, printr-o analogie; a doua de¬
numire evidenţiază procesul fizic
real care are loc în aceste dispozi¬
tive.
După cum se ştie, în „ urmă cu
aproximativ doi ani, prinîr-o con¬
junctură fericită, au apărut pentru
prima dată în magazinele de specia¬
litate de la noi, circuitele integrate
pentru întârziere electronică, de ti¬
pul celor mai sus menţionate. Po¬
tenţialul aplicativ deosebit de ridicat
al liniilor de întârziere electronică
analogică a făcut ca aceste circuite
integrate să fie „absorbite" imediat,
deşi ele s-au găsit în cantităţi sufi¬
ciente, iar preţurile nu erau de na¬
tură să încurajeze această acţiune.
Interesul subit manifestat pentru
aceste circuite integrate are uneori
şi o explicaţie mai puţin îmbucură¬
toare: s-a generalizat şi a persistat
confuzia, printre cei mai puţin avi¬
zaţi, că orice linie de întârziere
poate să producă reverberaţie, ecou
şi multiecou — efecte sonore foarte
apreciate în ultimul timp. Circuitele
integrate BBD/CTD, deşi foarte v,er-
satile în obţinerea muîtor efecte, ! nu
pot realiza reverberaţia, ecoul şi
multiecou! pentru simplul motiv că
întârzierea realizată nu depăşeşte
câteva zeci de milisecunde, iar pen¬
tru obţinerea acestor efecte sunt ne¬
cesare întârzieri de câteva sute de
milisecunde (care se pot obţine nu¬
mai prin intermediul liniilor de întâr¬
zie r e digitală, realizate cu
DRAM-uri, cărora ii se asociază
obligatoriu convertoare Â/D şi D/Â).
Cei care au realizat montaje cu
circuite integrate pentru întârziere
analogică au constatat că parametrii
nu suni întotdeauna satisfăcători
(ne referim la lăţimea de bandă, la
raportul semnaS/zgorrsoî, la distor¬
siuni). Precizăm de ia început că în¬
suşi principiul de funcţionare al
acestor circuite integrate nu permite
obţinerea simultană a unei întârzieri
mari cu parametri de calitate. Con¬
form unei relaţii empirice folosită de
noi, se poate conta pe obţinerea
unor parametri satisfăcători dacă
'este îndeplinită egalitatea î=C/4fs în
care: t = timpul de întârziere, în mili¬
secunde; C = capacitatea de întâr¬
ziere a circuitului integrat; fs = frec¬
venţa maximă a semnalului ce ur¬
mează a fi procesat. (Capacitatea de
întârziere a unui circuit integrat
. BBD/CTD este dată de numărul uni¬
tăţilor de stocare/întârziere pe care
îe încorporează. O unitate de stoca¬
re/întârziere constă dintr-un con¬
densator şi un tranzistor, FET. Con¬
densatorul stochează sarcinile elec¬
trice corespunzătoare. eşantioanelor
semnalului analogic, iar îranzistoa-
rele FET, controlate prin impulsuri
de tact în contrafază, asigură trans¬
ferul sarcinilor electrice de la intrare
la ieşire, timp în care se realizează
întârzierea). Dacă ne referim la un
circuit integrat cu capacitate medie,
respectiv 512 u.s., se poate conta pe
o procesare de calitate bună a unui
semnal cu lăţime de bandă de 12,5
kHz, pentru întârzieri de maximum
19 milisecunde. Frecvenţa de tact,
care este şi frecvenţa de eşantio¬
nare, trebuie să fie cel puţin dublă
faţă -de frecvenţa maximă a'semna¬
lului procesat, adică minimum 25
kHz pentru exemplul de mai sus. în
acest fel este îndeplinită şi relaţia
dintre întârziere şl valoarea frecven¬
ţei de taci: t=C/2ft, în care t - timpul
de întârziere în milisecunde; C = ca¬
pacitatea, liniei de întârziere; ft =
PROPF^nR
AUDIO
CU TDA 1022
AURELIAN LĂZĂROIU şi-CATAUN LAzAROIU Y03FVR
frecvenţa semnalului de tact expri¬
mată în kHz.
Cele mai evoluate circuite inte¬
grate BBC/CDT au capacitatea de
4096 u.s., ceea ce permite obţinerea
unor întârzieri de maximum 80 mili¬
secunde. Din nefericire, asemenea
circuite integrate nu se comerciali¬
zează în mod curent (ele se produc
numai la comandă), datorită randa¬
mentului tehnologic scăzut, specific
procesului de realizare a liniilor de
întârziere eiectrbnică analogică. în
lipsa circuitelor integrate de capaci¬
tate mare (1024—2048 u.s.) sau
foarte mare (4096 u.s.) s-au dezvol¬
tat modalităţi speciale de operare a
circuitelor integrate de capacitate
mică (180 u.s.) sau medie (512 u.s.),
care permit obţinerea unor para¬
metri mai buni. In funcţie de para¬
metrul considerat a fi cei mai impor¬
tant pentru o aplicaţie dată, se
adoptă modalitatea de operare cea
mai adecvată. Dezavantajul principal
pentru întârzierea electronică
semnalelor analogice, sunt;
— capacitatea
512 u.s.;
— frecvenţa de tact,
fî 5...500 kHz;
— timpul de întârziere 0,51...51 ms;
— frecvenţa semna¬
lului de intrare
fs < 0,5 ft;
— frecvenţa maximă
a semnalului de
intrare
45 kHz;
— tensiunea maximă
a semnalului de
intrare
2,5 Vrms;
— atenuarea de
inserţie
-3 dB;
— distorsiuni
armonice
1%;
— raportul semnal/
zgomot pentru
ft > 3fs
-74 dB;
— tensiune de
alimentare
-V DD =— 15V
— curent de
. (-10...-18);
TDA 1022 P
al acestor modalităţi speciale de
operare este acela că folosesc un
număr dublu sau cvadruplu de cir-
- cuite integrate în comparaţie cu
7 configuraţia tipică (pentru acelaşi
timp de întârziere). într-un număr
anterior al revistei am prezentat un
procesor audio cu circuitele inte¬
grate TCA 350, în care era utilizat
modul de operare paralel sau multi-
piexat. în materialii! de faţă prezen¬
tăm un alt proces#audio, cu circui¬
tele integrate TD 1022 operate în
regim diferenţial sau balansat, mod
de lucru caracterizat prin distorsiuni
armonice reduse şi prin eliminarea
zgomotelor tipice datorate semnalu¬
lui de tact (glitches). Suplimentar,
datorită unei „descoperiri" prin care
am minimalizat componenta rezidu¬
ală de tact, s-a reuşit în final obţine¬
rea unui raport semnal/ zgomot de¬
osebit pentru această categorie de
circuite integrate.
Scurtă descriere a circuitului in¬
tegrat TDA 1022P. înainte de a
trece la prezentarea schemei pro-
priu-zise a procesorului vom face o
scurtă descriere a circuitului inte¬
grat TDA 1022P, produs de firma
PHILIPS. Principalii parametri -ai
acestui circuit integrat specializat
alimentare
• n
=0,3...
0,5 mA.
în absenţa unor precizări exprese
referitoare la condiţiile de măsurare
a distorsiunilor şi a raportului sem¬
nal/zgomot, putem considera valo¬
rile indicate ca fiind ideale, dacă ele
se raportează la un circuit integrat
în configuraţie tipică. Această afir¬
maţie are ca suport faptul că atât
distorsiunile cât şi raportul semnal/
zgomot sunt puternic influenţate de
frecvenţa, amplitudinea, forma şi
factorul de umplere ale semnalului
de tact, precum- şi de frecvenţa şi
amplitudinea semnalului de intrare,
în plus, valoarea măsurată a rapor¬
tului semnal/zgomot este influenţată
de panta şi frecvenţa de tăiere a fil¬
trului trece-jos cuplat la ieşirea liniei
de întârziere şi de eventuala reţea
de ponderare folosită în măsurători.
Configuraţia terminalelor pentru
circuitul integrat TDA 1022P în cap¬
sulă DIL cu 16 terminale, este pre¬
zentată în figura 1. Privind această
configuraţie, ne-am pus întrebarea
firească: de ce există două ieşiri?
Precizăm că în cele câteva scheme
pe care le-am avut la dispoziţie, pu¬
blicate de profesionişti sau amatori,
cele două ieşiri sunt conectate di¬
rect între ele. în lipsa unei docu¬
mentaţii detaliate, am ajuns la con¬
cluzia că circuitul integrat conţine
două secţiuni operate paralel (du¬
plex), deci cu intrările de semnal în
fază şi cu cele de tact în contrafază.
în. aceste condiţii, conectând ieşirile
între eie, se minimalizează compo¬
nenta de tact ia ieşire. Faptul că
aceste ieşiri apar în toate schemele
conectate direct este motivat proba¬
bil prin aceea că se contează pe o
perfectă împerechere a celor două
secţiuni (ceea ce, practic, nu este
întotdeauna valabil). Un indiciu su- i
plimentar că circuitul integrat TDA
1J322P conţine 2x512 u.s. ar fi acela
că, la unele tipuri de circuite inte¬
grate din categoria BBD/CTD,
există o relaţie directă între codul
de marcare ai acestora şi numărul
unităţilor de stocare/întârziere. Aşa
de exemplu, SAD 1024 are 1024 u.s.,
TCA 380 are 2x190 u.s., ROM 064
are 64 u.s. Deci, dacă această relaţie
nu este întâmplătoare, înseamnă că
TDA 1022 ar avea 2x512 u.s. Dife¬
renţa de o unitate se poate explica
prin faptul că prima unitate de sto¬
care dintr-un BBD/CTD nu contri¬
buie efectiv la realizarea întârzierii.
Precizăm că cele de mai sus sunt
simple supoziţii şi speculaţii; invităm
pe eventualii deţinători ai unei do¬
cumentaţii detaliate să îe confir-
fc me/infirme.
Am putea fi întrâbaţi de ce am dat
atenţie acestui aspect, adică semni¬
ficaţiei celor două ieşiri. Aşa cum
am arătat mai sus, dacă cele două
eventuale secţiuni nu sunt perfect
împerecheate, se poate minimaliza
componenta de tact prin balansarea
celor două ieşiri, după cum se va
vedea mai jos.
Descrierea schemei. Schema de¬
taliată a procesorului audio realizat
cu două circuite integrate TDA
1022P este prezentată în figura *2.
De ia bun început, precizăm că spre
deosebire de modul de operare pa-
ralef/muftiplexat — prezentat într-un
nurpăr anterior al revistei — în care
cele/ două intrări de semnal erau
,, atacate în fază, iar cele de tact în
contrafază, la modul de operare ba¬
lansat/diferenţial situaţia este in¬
versă. Procesorul, este compus din
patru etaje, după cum urmează;
- — Primul etaj realizat cu tranzis¬
torul TI în configuraţie de defazor,
are sarcina distribuită egal în circui¬
tul de colector şi de emitor. în acest
fel, la bornele celor două rezistenţe
de sarcină .se găsesc tensiuni egale
şi în contrafază, necesare atacului
corect a! intrărilor de semnal ale ce¬
lor două circuite integrate TDA
1022P.
— Linia de întârziere prbftpu-zisă
realizată cu două circuite integrate
TDA 1022P, operate diferenţial-ba-
lansat. în acest scop, intrările de
semnal sunt atacate în contrafază,
iar intrările de tact în fază... Ieşirile
celor două circuite integrate sunt
sumate într-un amplificator diferen¬
ţial. în schema din figura 2, cele
două circuite integrale TDA 1022P
sunt „inversate" faţă de modul tipic
de folosire în scopui compatibilizării
cu restul montajului alimentat cu
minusul la masă. De asemenea, am
simplificat reţeaua componentelor
asociate circuitului, faţă de varianta
standard, propusă de producător. în
sensul celor arătate anterior, cu pri¬
vire la existenţa celor două ieşiri, se
poate observa introducerea unor
potenţiometre semireglabile între pi¬
nii 8 şi 12, pentru minimalizarea
componentei de tact, prin balansare.
— Prima secţiune a amplificatoru¬
lui operaţional dubiu de tip Bi-FET
B082D este inclusă într-o configura¬
ţie tipică de amplificator diferenţiat.
Prin intermediul lui sunt sumate ie¬
şirile celor două circuite integrate
de întârziere, ceea ce are drept con¬
secinţă eliminarea distorsiunilor ar¬
monice de ordin par şi a unor zgo¬
mote specifice datorate componen¬
tei de tact (glitches);
— Ultimul etaj, realizat cu cea
de-a doua secţiune a amplificatoru¬
lui operaţional dublu, este un filtru
trece-jos cu frecvenţa de tăiere fi¬
xată la 7,5 kHz şi panta asimptotică
de -18 dB/octavă. Rolul acestui filtru
este de a elimina reziduurile compo¬
nentei de tact, în scopul îmbunătăţi¬
rii raportului semnal/zgomot.
Pentru prezentarea unei scheme
desenate cât mai „aerisit", am re¬
curs ia o modalitate mai puţin folo¬
sită; conexiunile barate cu două linii
paralele semnifică faptul că acestea
reprezintă do.uă conductoare. De
altfel, în dreptul lor figurează câte
două numere, corespunzătoare ter¬
minalelor respective de ia fiecare
circuit integrat.
în schemă nu a fost figurat gene¬
ratorul de tact, care, în funcţie de
aplicaţia procesorului, poate avea
diferite configuraţii. Principial, el
este un generator bifazic de tipul
astabilului, care produce impulsuri
dreptunghiulare în contrafază, apli¬
cate pe intrările de tact 01 şi 02.
Reglaje şi măsurători. Pentru
efectuarea operaţiilor de reglaj şi a
măsurătorilor sunt necesare un ge¬
nerator de audiofrecvenţă, un muiti-
voltmetru electronic, un osciloscop,
b punte de măsurare a distorsiunilor
armonice şi eventual un frecvenţme-
tru digital. Se poziţionează cursoa¬
re!?. semireglabileîor la jumătatea
cursei. Se aplică impulsuri de tact
d©' la un generator bifazic pe intrări¬
le 01 şi 02. Frecvenţa impulsurilor
de tacî d ' '~ ~~
dinea de -aproximativ 90% din ten¬
siunea de alimentare a circuitelor
integrate TDA 1022P, iar factorul de
umplere de cca 0,48. Mai întâi se re¬
glează SR 3 oână la obţinerea unei
— atenuarea de
inserţie — 1 dB.
Precizăm că raportul semnal/zgo¬
mot este neponderat şi că el cores¬
punde frecvenţei de tact egală cu 25
kHz, valoare pe care o considerăm
ca minimă pentru aplicaţii de cal-i-
tate. Dublarea frecvenţei de tact
conduce la creşterea raportului
semnal/zgomot la aproximativ —76
dB (neponderat). Pentru cei mai pu¬
ţin familiarizaţi cu aspectele practice
a!e folosirii circuitelor integrate
BBD/CTD, precizăm că valorile pa¬
rametrilor enumeraţi mai sus pot fi
considerate ca foarte bune pentru
această categorie de dispozitive.
Pentru o evaluare mai corectă a
acestora, indicăm mai jos principalii
parametri ai magnetofonului profe¬
sional NAGRA IVL (pentru viteza de
9,5 cm/ş) şi ai liniei de întârziere di¬
gitală URSA MAJOR SPACE STA-
TION, unul dintre procesoarele cele
mai răspândite în studiourile de
sunet:
rele folosite, balansul corect poate
conduce la o mărire a raportului
semnal/zgomot cu 2... 10 dB.
întârzierea realizată prin interme¬
diul acestui procesor poate varia în¬
tre 1... 16 milisecunde, pentru care
frecvenţa impulsurilor aplicate pe
intrările de tact 01 şi 02 trebuie să
fie cuprinsă între 256 kHz şi mini¬
mum 16 kHz. Se recomandă folosi¬
rea unui preamplificator cu câştig
de 10...20 dB la intrarea procesoru¬
lui, pentru a realiza atacul corect, în
vederea conservării raportului sem¬
nal/zgomot iniţial. Prin conectarea
unui condensator în paralel pe re¬
zistenţa de sarcină a acestui pream-
piificator, se va realiza simultan şi o
filtrare trece-jos, pentru evitarea dis¬
torsiunilor de intermoduiaţie. Ali¬
mentarea montajului se face de la o
sursă de tensiune bipolară, stabili¬
zată şi bine filtrată.
Aplicaţii. în cele câteva materiale
referitoare la efecte sonore, publi-
NAGRA URSA MAJOR
— banda de frecvenţă 30—7000 Hz/±3 dB 20—7000 hz/-3 dB
— distorsiuni armonice 0,8% 0,15%
— raport semnal/zgomot -74 dBA -81 dBA
După cum se vede, raportul sem-,
nai/zgomot ai celor două aparate a
fost măsurat prin intermediu! filtru¬
lui de pondere de tip A. Este de la
sine înţeles că, dacă raportul sem¬
nal/zgomot al procesorului anaiogic
propus de noi ar fi fost măsurat cu
acest filtru, valoarea lui ar fi crescut
sensibil. Referitor ia rezultatele mă-
surăioriior efectuate pe montajul ex¬
perimentai ai procesorului din figura
2, sunt necesare câteva precizări.
Impuisuriie de tact aplicate celor
cate de noi anterior, am indicat mo¬
dalităţile şi configuraţiile specifice
de obţinere a celor mai multe efecte
realizabile cu timpi de întârziere cu¬
prinşi în domeniul 1...75 milise¬
cunde. în cele ce urmează, ne vom
referi numai la câteva aplicaţii aie
•procesorului prezentat, aplicaţii care
nu reclamă configuraţii suplimen¬
tare şi care se bazează pe timpi de
întârziere cuprinşi între i şi 10 mili¬
secunde. Procesorul poate fi folosit
ca atare, pentru obţinerea efectului
în căşti (datorită timpului de întâr¬
ziere relativ mic). Pentru cele două
aplicaţii de mai sus, comutatorul S
se va afla în poziţia de mijloc, iar
semnalul procesat este preluat de la
ieşirea OUTI. V *
Profitând e existenţa unui defâzor
în structura procesorului (realizat cu
tranzistorul TI), putem obţine foarte
simplu efectul de flanger pozitiv sau
negativ, în funcţie de poziţia comu¬
tatorului S. Semireglabilul SR 6 re¬
glează gradul de rejecţie a Hangeru¬
lui, care poate atinge valori de peste
50 dB; în aceste condiţii, profunzi¬
mea efectului este maximă. Dacă
generatorul de tact produce impul¬
suri cu frecvenţă fixă, se obţine Han¬
ger static sau comb filter (filtru
pieptene). Dacă generatorul de tact
este de tip VCO, controlat de un ge¬
nerator de funcţii se poate obţine
flanger dinamic, rotor-sound, efecte
Leslie, caracterizate printr-o puter¬
nică senzaţie de spaţialitate şi dina¬
mism. Pentru aceste efecte, semna¬
lul procesat este prezent la ieşirea
OUT II.
Concluzii. în acest material s-a
prezentat un procesor audio, reali¬
zat cu circuitele integrate TDA
1022P operate In configuraţie dife¬
renţială, care împreună cu balansa¬
rea separată la ieşirea fiecărui cir¬
cuit integrat, au condus la obţinerea
unor performanţe superioare în ceea
ce priveşte raportul semnai/zgomot
şi distorsiunile armonice.
Acum, după ce am prezentat pe
■ parcursul mai multor articole mo¬
duri specifice de operare a liniilor
de întârziere de tip BBC/CTD (nor¬
mal, paralei/multipiexat şi diferen-
ţial/baiansat), putem aiege configu¬
raţia optimă raportată !a~o aplicaţie
minime, 'rnoicată'd.e voitmetrul două circuite Integrate TDA 1022P
/ i s oscopui :e .esiica OUT i au provenit de la un generator bifa-
— -> egUr; ? SR - pentru minimali- zic, realizat cu. un circuit integrat’
/ • r zac no ii ui generai Se aplică MMC 4069 (două inversoare incluse
ic >tre,ea procesorului INF jn sen- Intr-o configuraţie tipică de astabil,
na ciop ecvenţa 38 Hz Iar alte două folosite ca buffere).
şi ani lift dinea le ;ca 2 ' ’ms. Din După cum se vede din schemă,
ju >< labilelor SR * şi SR polarizarea celor do.uă circuite inte-
lăreşîe e os - io*- cor» udţs- grate TDA 1022P pe pinii 5 şi 13,
ii semnai nuso-idal per- este comună. Deoarece se constată
- corect, o , o oarecare dispersie inerentă a vaio-
- ie- ii optime de polarizare la intrare în
t 1 >, dica n eoe- ‘uncţie de exemplarul folosit,,’ reco-
istorstum armonice- de mandăm polarizarea separată a ce-
”, % lor două circuite integrate, atunci
......... vp. VT / U ... n;■g r;o; t- Pe cieiis
is no: c ? : .
, . îorrn ' u 2, zc "M "eeeeM r , w:T encr ee ; -
ăîoarele genţe de înaltă calitate-.
c?:~
.. '■un \ " -
'■ ene N - , . c , ' .'.'-u -
.3-dB; ' cerea distorsiun c armonice şi
— distorsiuni ea raportului sem. ai zgom'c
armonice' 0,25% la 1 kHz; O îmbunătăţire substanţială a aces-
, ! • -u -
zgot : " —70 dB
■ (neponderat); între pinii 8 şi 12, ceea ce confirmă
— tensiunea ’ supoziţia noastră referitoare ia cele
maximă de două ieşiri aie circuitului integrat
intrare 2,35 Vrms; TDA 1022P. in, funcţie de exempla-
• de vibrato real, ca sintetizator pseu- concretă binâ -
dostereofonic sau ca schimbător de moduri de lucru, obţinem o nouă
spectru. Pentru obţinerea efectului configuraţie numi s alansat/mul i-
de vibrato rea! (adica de - vribrato piexată, care evident îmbină avanta-
frecvenţă şi nu de amplitudine care jeie ceior două metode, îmbunăfă-
se poate obţine.simplu cu unui .sau ţind substanţial performanţei© siste-
două tranzistoare), este necesar ca muiui. Nu putem însă recomanda
generatorul de tact să fie de tip amatorilor această 'configuraţie, de-
VCO controlat, -automat de un sem- • oarece numărul circuitelor integrate
nai sinusoidal cu frecvenţa de 1...10 este dubiu faţă de modul paralel sau
Hz, şau prin intermediu! .unui poten- diferenţial si cvadruplu aţă j© a-
■■ ţiomeiru-pedală. Semnalul ce ur¬
mează a fi procesat, care provine Jn au . -
generat de la instrumente muzicale grate c r>r ' > < ~ ,
clasice, de exemplu chitară, se torc $ '>o > de j td
. m. ' ’■ - . t.r m..:.,'
UşUc m. ocţUe limmd mocişM. rJM I ogr-.o î" d î" rur-c
perceput pp pppp.pp pcpep/pp : ddd- pppuPr v „r ppppp'p.p :n-
pgr.p poc'pupUPp 'p.;'p:ps.i f'OPt/'ţo /osppp -.rre. Refedtoî ia re-
" .■ : P rr r-t;.-..:.;Oi -. ■ ■. P-. ec P .: ' 'p ' :e, . er
fonic, procesorul va fi controlat de mitem în final, dar nu Ir
un generator de tact cu frecvenţă ând, • o aîen r t
fixă, de cca 25 kHz. Pentru a obţine BBD/CTD sunt realizate în tehn.cl.o-
efecte pseudostereofonice, semnalul gie 10S, ce • na jvr ţ ie zu pru-
ynei surse monotonie© se . aplică denţă!
■ unui amplificator stereofonic; pe un
. canal, semnalul se aplică direct, iar
pe celălalt canai, prin intermediul
procesorului. Menţionăm că efecte
pseudostereofonice evidente, impre¬
sionante, se obţin numai la audiţia
r|r > ' /A
Propun posesorilor de calcula¬
toare personale din seria HC-85,
TIM-S, sau compatibile şi care se
implică în problemele jocurilor elec¬
tronice pe calculator, realizarea unui
joystick programabil.
Se ştie că fiecare joc electronic pe
calculator are o anume combinaţie
de taste pentru comanda mişcărilor,
iar. folosirea actualelor joystick-uri,
este--foartelimitată,", daca nu chiar
imposibilă, întrucât acestea du¬
blează numai anumite taste ale cal¬
culatorului care, frecvent, sunt altele
decât cele de care am avea nevoie.
Din analizarea schemei de princi¬
piu, se observă că este vorba de o
mică intervenţie la tastatura calcula¬
torului, în sensul că toate firele care
vin la aceasta, se vor duce şi la o
mufă tip conector-priză cu 23 con¬
tacte, pentru care este necesar un
cablu plat cu 13 + 2 fire, care se vor
lipi pe placa cu taste.
Conectorul priză se va fixa pe car¬
casa calculatorului, iar în lipsa unui
asemenea conector se pot folosi şi
trei mufe cu 5 contacte folosite ia
magnetofoane.
în al doilea rând, trebuie observat
că fiecare comandă dată de joystick,
şi care trebuie să dubleze de fapt o
anumită tastă a calculatorului, se
obţine şi se găseşte la intersecţia
uneia din cele 4 linii cu una din cele
10 coloane, notate conform schemei
de principiu a calculatorului HC-85,
ales pentru exemplificare. Notaţiile
se regăsesc pe comutatoare şi în ta¬
belul de programare.
De exemplu, comanda „DOWN“,
dacă trebuie obţinută cu tasta „M“ a
calculatorului HC-85, se va acţiona
asupra perechilor de comutatoare
de pe această direcţie, formând
combinaţia C-8, conform tabelului
de programare ce se va aplica ia ve¬
dere pe joystick.
Deci, ia fiecare tastă a calculato¬
rului corespunde o combinaţie for-
Dr. ing. CONSTANTSN ROŞU şi Fiz. EUGENIA CĂRBUNESCU
în cele ce urmează vom prezenta
schema de principiu şi modul de re¬
glaj al unui voltmetru digital cu trei
cifre. Având la bază circuitul specia¬
lizat C250, el prezintă următoarele
performanţe: +5 Qc
— are 6 game de măsură, având ca- N. r n->
petele de scală de 999V/ iN T
99,9V / 9,99V / 999mV / 99,9mV / ii I
9,99mV; 1 1 1
— impedanţa de intrare Zi egală cu j
1,5MO pe scările de volţi şi ÎMI! în N *
rest; ' K 5
— schimbare automată a scalei, VL i
dacă tensiunea de intrare depăşeşte L / f
valoarea 0,95 x Ucs sau scade sub -j Liţ—£—
valoarea 0,095 x Ucs (unde Ucs re¬
prezintă valoarea capătului de scală
curentă);
— indicare automată (cu led) a
semnului tensiunii de intrare;
— modul de lucru — c.a./'c.c., co¬
mandat normal; vizorul DIV şi es
— în modui c.a. (curent alternativ), aplificatorul A. Tei
banda de frecvenţă (3dB) este tată este aplicată
20 Hz 4- 20 k Hz pe toate scările; cializat C250, (fiin
—indică automat (cu led) dacă va- ^ precum şi compa
loarea afişată este în volţi sau mili- C2. în regim de
volţi; mală, mărimea ten
— prezintă posibilitatea de memo- cadrată în gama:
rare a indicaţiei, la comandă nor- Semnalele A şi
mală; TTL) vor avea, în
— este protejat ia supratensiune; mea lui U,, valorii
+- timpul de stabilizare a regimului jos:
îermic este de 20 min. 1) dacă: 0 < U,
Menţionăm că autoscaiarea este A= „1“ şi B = „1
deconectată dacă tensiunea depă- 2) dacă: 0.095V <
şeşte 950V (pe scala de 999V) sau A = „1“ şi B = „
scade sub 0.95m.V (pe scala de 3) dacă: 0,95V <
9,99mV). în acest caz eventualele A = „0“ şi B = „
depăşiri sunt indicate de C250. Etajul AST repr
IV
u eta!on 01V
>—_
•J3
JTJ1
AST.
NR ■
--
1
K5k 2 .K 3 k 1
-'S CI2
ANALIZA
FUNCŢIONĂRII
Modul de funcţionare poate fi în¬
ţeles pe schema de principiu repre¬
zentată în figura 1.
Semnalul de intrare trece prin di-
vizorul DIV şi este amplificat de
aplificatorul A. Tensiunea U, rezul¬
tată este aplicată integratului spe¬
cializat C250, (fiind afişată de AF)
precum şi comparatoarelor CI şi 1
C2. în regim de funcţionare nor¬
mală, mărimea tensiunii U, este în¬
cadrată în gama: 0 < U, < IV.
Semnalele A şi B (compatibile
TTL) vor avea, în funcţie de mări¬
mea lui U„ valorile prezentate mai
jos:
1) dacă: 0 < U, < 0.095V,
A= „1“ şi B = „1“;
2) dacă: 0.095V < U, < 0.95V
A = „1“ si B = „0“;
3) dacă: 0,95V < U, < IV,
A = „0“ şi B = „0“.
Etajul AST reprezintă un astabil
comandat care oferă pulsuri cu du-;
rata de 0,2 sec şi frecvenţa 0,4 Hz, j
cât timp semnalele A şi B satisfac
condiţiile 1) şi 3) de mai sus; când ;
gama de lucru este cea corectă (ca-:
zul 2), astabilul nu funcţionează. Im¬
pulsurile generate atacă un numără¬
tor reversibil (etajul NR din figura 1) ;
JOYSTICK PR0GRAMAB
Ing. CONSTANTIN SCURTU
a f j
dnod
care avanseaza in sens crescător
dacă A = 1 sau descărcător dacă A
= 0. Prin construcţie scala de 100 V
corespunde semnalului nul la ieşirea
numărătorului.
După prelucrare în etajul NR,
semnalele numărătorului comandă
punctele zecimale ale afişajului
(pentru a permite citirea scalei), di-
vizorul DIV de la intrare (în trei
game având factorul de transfer re¬
lativ 1/1, 1/100, 1/1000) şi amplifica¬
rea lui A (în trei game corespunză¬
toare unor amplificări în tensiune
egale cu 1, 10, 100).
Schema corectă este prezentată în
figura 2. Etajui CI 1/1 este realizat
cu integratul TL082 care oferă per¬
formanţe ridicate în ceea ce priveşte
impedanţa de intrare, stabilitatea
termică şi banda de frecvenţe. Pro¬
tecţia la supratensiune este realizată
cu diodele Dl, D2. Dacă contactele
K4 şi K5 sunt deschise, factorul de
transfer este 1; pentru K4 închis şi
K5 deschis el devine 1/100, iar dacă
K4 şi K5 sunt închise obţinem
mată dintr-o literă şi o cifră ce
poate fi formată de la orice pereche
■ de comutatoare.
Articolul de faţă materializează
ideea că joystick-urile din dotarea
noastră, fabricate de o firmă cu tra-
1 / 1000 .
Am preferat comanda iui K4cutii
releu, deoarece soluţia în care fold-j
sim pe post de comutator un tranzi-j
tor sau integratul 4016 nu a dat rţg
zultate bune în ceea ce priveşte]
comportarea în frecvenţă. Conden-I
satoareie C2, C3, C4, CT1, şi CT£
asigură compensarea în frecvenţă
divizorului de intrare.
Etajul următor, realizat cu a doua
secţiune a lui TL082 (CI1/2) repre*
zintă un amplificator cu amplificări
fixe (An = 1 dacă K1 este închis, An
=10 dacă K2 este închis, An =100
dacă. K3 este închis). Reglajul iniţiat;
ai amplificărilor se realizează cu po-
tenţiometrele P3, P4 şi P5.
Detecţia şi indicarea polarităţii
este efectuată prin intermediul unei;
scheme realizate cu CI3. Ea repre¬
zintă un convertor detector (cu fac-;
torul de transfer de circa 1/2) care
oferă în punctul *> o tensiune pozi¬
tivă, oricare ar fi semnul tensiunii dej
intrare. Răspunsul de frecvenţă este;
optim în cazul integratului ROB07;
operaţionalele /? 741, fi 108, ROB101 ;
oferă o bandă de frecvenţă net infe- j
rioară. Potenţiometrul P8 asigură si-.
metrizarea convertorului, astfel încât '
pentru tensiuni egale, dar de semne \
opuse, la intrare, să obţinem ten¬
siuni identice în punctul =*=.
Semnul este indicat de ledul D22,
comandat derCI3 prin intermediul ]
iui R15, T2; dacă tensiunea de in¬
trare este pozitivă, ledul este aprins
şi stins în caz contrar.
Pentru a compensa factorul de'<
transfer de 1/2 ai lui CI3, a fost in¬
trodus un amplificator realizat cu
CI4. în punctul 3 obţinem tensiunea.;
necesară pentru comanda voltme- j
trului propriu-zis realizat cu C520. j
diţie în domeniu, cu foarte micii
cheltuieli pot deveni universale şi ul- j
tilizabile pentru orice combinaţie de )
taste cerută de un anume joc. !
Am realizat un astfel de joystick j
programabil, deci şi partea meca-
Protecţia iui CI5 este realizată cu
diodele D9-D13, care iimiteazâ
brusc tensiunea aplicată la intrare
(CI5/11) la valoarea de 3,5V.
Pentru ca valorile indicate în cu¬
rent aiternativ să fie efective, este
necesar ca factorul de transfer al lui
CI4 să fie de 1,11 ori mai mare faţă
de cel din curent continuu; aceasta
se realizează (când K6 este deschis)
cu P10,
Toate circuitele CI1-CI4 au prevă¬
zută posibilitatea de reglaj ai nulu¬
lui, prin intermediul potenţiometre-
lor Pi, P6, P7, P9.
Voltmetrul CI5 prezintă o schemă
standard, în care identificăm reglajul
nulului (PI2) şi al capătului de scală
de 999mV (PI3). Comutatorul K7
permite memorarea indicaţiei (K7
deschis) sau funcţionarea perma¬
nentă (K7 închis). Afişajul este reali¬
zat cu trei cifre (led) cu anod co¬
mun, comandate cu tranzistoarele
T3-i-T5 respectiv cu decodificatorul
BCD-7 segmente (realizat cu CI6).
Pentru a asigura funcţia de autos-
calare, tensiunea U, este trimisă
comparatoarelor CI7/1, CI7/2. Ele¬
mentele R31, Pil şi R36, R37, D8,
PI4 oferă tensiuni de referinţă de
0.95V respectiv 95mV la intrările
neinversoare ale comparatoarelor.
Pentru a evita fenomenele de auto-
oscilaţie prezente în cazul unei evo¬
luţii lente a semnalului la intrare,
comparatoarele au fost transformate
în triggere Schmitt cu R42 şi R43.
La ieşiri se obţin semnalele A şi B
(respectiv A şi B după inversarea lor
cu T6, T7).
Circuitul CI8 comandă astabilul
CI9, dacă CI8/8 = „1“; în plus el asi¬
gură funcţiunile:
a) permite comanda lui CI9 numai
dacă U, < 95mV sau dacă U, >
0,95V;
b) dacă scala de măsură este cea de
9,99mV şi U, < 95 mV, astabilul este
blocat pentru a nu permite tranziţia
pe o scală neprogramată (de
0,999 mV);
c) analog, astabilul este blocat dacă
scala este 999V şi U, > 0,95V; de¬
păşirea scalei este indicată de C520
prin simbolul „]]]“.
Impulsurile generate intră în cir¬
cuitul C110 care funcţionează ca
„macaz". Astfel, dacă
U, < 0,95V (A = 1) numărătorul Cili
primeşte impulsurile la intrarea sa
crescătoare (Cil 1/5); numărul indi¬
cat la ieşire creşte, corespunzător
unei scale mai sensibile. Impulsurile
sunt generate până când, pe scala
corectă, semnalul A B = „1“ blo¬
chează astabilul. Analog, dacă U, >
0.95V (A = 0) impulsurile ajung la
intrarea descrescătoare (Cil 1/4),
procesul desfăşurându-se ca mai
sus.
Gupul T8, C9, R50, R51 are rolul
nică, într-o carcasă de plastic cu di¬
mensiunile de 35 x 100 x 165 mm,
cu cinci comenzi programabile în¬
corporate.
Lângă perechile de comutatoare
cu 1 x 5 poziţii şi 1 x 8 poziţii, mai
sunt montate două LED-uri, unul
conectat direct la sursa de +5V, iar
ai doilea „se aprinde" la comanda
„AUTOFIRE", ce este acţionată de
la un comutator de translaţie liniar,
permanent închis sau permanent
deschis.
Cele cinci perechi de comutatoare
sunt de tipul „furculiţă", model folo¬
sit la televizorul color „ELCROM"
pentru schimbarea benzilor de frec¬
venţe, considerându-le ca fiind si¬
gure în funcţionare, corespunzător
unei simplităţi de execuţie.
de a aduce la zero numărătorul la
conectarea alimentării (scala de
1000 V). Este prevăzută şi posibilita¬
tea comenzii manuale de trecere pe
scala de 1000 V (prin închiderea lui
K8).
Semnalele oferite de Cili (Cil 1/3,
Cil 1/2, Cil 1/6) comandă adresele
promului C112 (folosit pentru a eco¬
nomisi nu număr mare de circuite
TTL cu care s-ar putea simula func¬
ţiile de comandă necesare). Cele 8
ieşiri Q1-Q8 comandă divizorul de
intrare, amplificatorul CI1/2, punc¬
tele zecimale ale afişajului şi ledul
D23 care indică trecerea volţi-mili-
volţi. Semnalele generate de acesta,
precum şi stările diferitelor elemente
din schema din figura 2, sunt pre¬
zentate în tabelul alăturat,pentru fie¬
care scală de măsură. Diodele
D14-D21 au rolul de a proteja de
distrugere promul, deoarece el este
cuplat direct cu integratul 4016 (ali¬
mentat cu±5V).
REGLAJUL
VOLTMETRULUI ,
Reglajul aparatului se face
obligatoriu în ordinea indicată mai
jos. Pentru reglaje este nevoie de un
voltmetru digital profesional (cu 4
cifre), o sursă dublă de tensiune de
±20V, un generator de semnale
dreptunghiulare cu amplitudinea de
maximum 10V şi un osciloscop.
(CONTINUARE ÎN PAG. 12)
TABEL DE PROGRAMARE
“TĂ
B
C
D IE
E
D
CD
U
A
1 i
2
3
cn
6
7
CP
CD
0
4
2 o
W
E
R T
Y
U
I 1 0
p
5
3 A
S
D
F ' 6
H
3
K L
EN
- -
7
6 ss
Z
X
C V
B_
N
M CS
SP ■
s_
TEHNIUM 4/1993
11
liTERŞANJ ABILITATE A MODULELOR OE BALEIAJ
VERTICAL
La receptoarele T.V. alb-negru
(staţionare) distingem două tipuri de
module de baleiaj vertical şi anume:
— module echipate cu 6 tranzis-
toare, care pot fi de două tipuri
(P35782 A, B, C, D, E ia T.V. cu Ci
clasice şi P11586—000 la T.V. cu CI
cu consum redus de energie);
— module echipate cu circuituIN
integrat TDA1170S, care pot fi şi ele '
de două tipuri (P35315A la T.V. cu 6
CI clasice şi P23607—510 la T.V. cu
6 CI cu consum redus de energie).
Modulul de baleiaj vertical echipat
cu 6 tranzistoare (figura 1), cod
P11586—000, cuprinde 3 etaje:
— oscilatorul format în principal
cu tranzistoarele T501, T502;
— formatorul de tensiune în dinte
Ing. ŞERBAW WAICU
când T501 este blocat, T502 va fi
saturat şi invers.
Să presupunem că la pornire T.501
este saturat iar T502 este blocat.
Tensiunea U#* a iui T502 (formată
din suma căderii de tensiune pe
R508 şi tensiunea de pe C501) va fi
pozitivă, cu o variaţie descrescă¬
toare. Când ea va atinge valoare de
-0,6 V tranzistorul T502 se va des¬
chide, tensiunea sa de colector va
creşte, ceea ce va determina bloca-
Vom obţine, deci, în colectorul lui
T502 (anodul diodei D502) un tren
de impulsuri dreptunghiulare, a că¬
ror frecvenţă se poate regla din se-
mireglabilul R506.
Oscilatorul este sincronizat din
exterior prin R501 de către impulsu¬
rile de sincronizare cadre provenite
de ia modulul sincroprocesor.
Impulsurile pozitive din colectorul
va bloca şi se va forma tensiunea î||
dinte de ferăstrău.
Circuitul de formare a tensiunii în|
dinte de ferăstrău este format dini
R509, R510, C503, C504, D502 şi Sfii
alimentează cu o tensiune filtrată ctfj
R514 şi C502.
Această tensiune în dinte de feil
răstrău preluată prin C505 este am-|
plificată de preamplificatorul realizaţi
cu T503, T504 şi finalul T505, TEgfl
la nivelul necesar pentru coman«
bobinelor de deflexie pe verticâlfj
De pe rezistenţa R519 (Ift), îhâf||
riată cu bobinele de deflexie se ia.ţ»
tensiune de reacţie folosită pentrUS"
corecţia liniarităţii curentului de de^
mătoarea: oscilatorul echipat cu
T5G1, i 502 (tranzistoare de tip pnp
cu siliciu) generează impulsuri drep¬
tunghiulare de scurtă durată în co¬
lectorul lui T502. Prin modul de ale¬
gere a rezistoarelor R503 şi R505,
tensiunii l) M a lui T502, ducând
tranzistorul în blocare. Tensiunea de
colector a lui T502 va scădea, ceea
ce se va transmite prin R503 în baza
iul T501, ducându-l ia saturaţie. Ci¬
clul se va relua.
lui T502 vor deschide periodic dioda
D502, moment în care C503, C504
şe vor descărca rapid prin aceasta,
în pauza dintre impulsuri dioda se
flexie prin- bobine, asigurând corn-’
pensarea termică a defiexiei de ca-,
dre.
Tensiunea de alimentare a modu-
VOLTMETRU
DIGITAL CU AUT0SCALARE
(URMARE DIN PAG. 11)
CAP
SCALA
ADRESA PROM.
CI 12
Q1
Q2
Q3
Q4
Q5
Q6
Q7
■
Q8
led
(V/rnV)
10
11 1
12
999 V
0
0
o
1
0
0
1
1
1
0
0
1 '
99,9 V
0
0
■ 1 !
1
0
0
1
0
0 I
1
0
1
9,99 V
0
1
o !
0
1
0
1
0
0
0
1
1
999 mV
0
1
i
1
0
0
0
0
1
0
0
0
99,9 mV
1
0
o I
0
T 1
0
0
0
0
1
0
0
9.99 mV
1
0
1
0 |
_1
0
1
0
0
0
0
-1
0
ATENŢIE! La fiecate etapă de
reglaj este necesară o pauză de
10—15” după aplicarea alimentării,
pentru a asigura stabilizarea
regimului termic ai aparatului.
Etapeie de reglaj sunt următoarele:
1} Se desface legătura în punctul 1
şi se pune R23 la masă. Reglăm P9
pentru ca U3 = U, să fie nul (cu
voltmetrul de reglaj pus pe scala cea
mai sensibilă). Refacem apoi
legătura în punctul 1.
2) Desfacem legătura în punctul 4,
conexiunea între P8-4 şi legătura
dintre R12, D4 şi punctul 5.
Conectăm R11 (punctul 4) ia masă.
Legăm o rezistenţă de 22 kfl între
bornele CI3/4 şi CI3/6. Cu voltmetrul
conectat în punctul CI3/6, reglăm P7
pentru ca U6 = 0. Desfacem
rezistenţa de 22 kfi şi refacem
legăturile lui P8, R12, D4. Aplicăm o
tensiune de + 1,00QV la intrarea 4
(dinspre CI3) şi măsurăm tensiunea
Uo la borna 1. Aplicăm o tensiune de
semn contrar de -1,000V la borna 4
şi măsurăm tensiunea U" la borna 1.
Calculăm Ud = (U-t + U.l)/2 şi reglăm
P8 pentru ca (U4 = -Ţ000V) să avem
UI = U,. Repetăm de mai multe ori
(de 4—6 ori) operaţia de mai sus
până când circuitul este bine
simetrizat. Refacem legătura în
punctul 4.
3) Desfacem legătura în punctul 7 şi
punem R8 la masă. Cu voltmetrul
conectat în punctul 4 şi K3 închis,
reglăm P6 pentru ca U4 = 0.
Refacem legătura în 7 şi desfacem
ştrapul lui K3.
4) Cu K4 şi K5 deschise, conectăm
un condensator de 100 nF între 8 şi 1
masă. Conectăm 9 la masă şi reglăm
PI pentru ca U7 = 0. închidem K4 şi I
verificăm dacă zeroul (U7) se strică; )
în caz afirmativ, conectăm un
potenţiometru de 100 kfl între 10 şi j
. +5V sau între 10 şi -5V şi îl reglăm ?
pentru ca U7 = 0. Conectăm în locul
potenţiometrului o rezistenţă fixă de
valoare egală. Introducerea sa în ;
circuit se face cu unul din l
contactele releului R1. Desfacem !
legătura S-masa. -
5) Menţinem C = 100 nF între 8 şi '
masă. Cu K1 şi K6 închise şi restul
deschise, aplicăm U9 = 0.999V. Cu ’
voltmetrul conectat în 3, regiăm P5
pentru ca U, = 0.999V.
8) Cu K2, K6 închise şi restul des¬
chise, aplicăm U9 = 99,9 mV. Re¬
glăm P4 pentru ca U3 = 0.999V.
7) Cu K3, K6 închise (restul de£Ş
chise), aplicăm U9 = 9,99 mV. Re¬
glăm P3 pentru ca U3 = 0.999V.
8) Cu K2, K4, K6 închise (restuf;
deschise), şplicăm U9 = S,99V. Re¬
glăm P2 pentru ca U3 = 0.999V.
9) Cu K.1, K4, K5, K6 închise (res- ?
tui deschise), aplicăm U9 = 200V.
Reglăm Pil pentru ca U3 = 200 mV.
10) Desfacem condensatorul. de i
100 nF dintre 8 şi masă. Cu K2, K4, |
K6 închise (restul deschise) aplicăm
un semnal dreptunghiular cu ampli-*
tudinea de 10V şi frecvenţa de 1 kHz
la borna 9. Cu osciloscopul aplicat
pe brona 7, reglăm CT1 pentru ca
U7 să fie dreptunghiular.
11) Cu K1, K6 închise (restul des-1
chise), aplicăm un semna! dreptun¬
ghiular de IV (1 kHz) la borna 9.
Reglăm CT2 pentru ca pe oscilos- ■
cop U7 să fie dreptunghiular. Astfel,
toate gamele au fost compensate în
frecvenţă.
12) Conectăm C = 100 nF între 8 şi
masă. Cu K1 închis şi restul des-
12
TEHNÎUIW 4/1993
© MODUL ' BALEIAJ VERTiCAL p3S7g9jl
o orocoo m\ DIMENSIUNE 0 ~ 1<7/
2*BC25zlBlU VERTICALA _ R 514- ^2K nBC174 _
4asf|||fed
R5C4 T m L_h 1 C502] tL3^T50 5 1
|_ . 2,2K R Ţ C5091 /PST ? , A
i R503 (j Vsni ' 1 25V«=^= -jpP H{ ) fe
«iii
] oSpfI
y RS12 2Sv
R507 47 Ka X
M
M-R507
1n R508 2°:
.U 2,7Kri r '
IFRECV VE
► T506
BD137 C507
fSS 3 -
^ 1,5jjF/250V
■ A S24
les3p 0V
1000u/P jy l
„ 25V ^ !
D502 2^«2<?4-D504 0503^^
luiui provine din U5 (28V) prin R716
(221),), fiind de 25V, la un curenî de
140 mA (la o baleiere normaiă).
Acest tip de modul BV echipează
T.V. cu consum redus cu 3, 4 şi 5
Cl¬
in figura 2, este prezentată
schema modului BV echipat tot cu 8
tranzistoare (cod P35782A), care
echipează T.V. clasic cu 5 CI. Mo¬
dulul se alimentează de la +U4
(23.5V).
Receptoarele i .V. cu consum re¬
dus, cu 6 CI, au în componenţă mo¬
dului BV echioaî cu circuitul inte¬
grat TDA1170SH (cod P23607—510)
prezentat în figura 3.
C.l. TDA1170 încorporează toate
funcţiunile necesare pentru produ¬
cerea curentului de.deflexie necesar
bobinelor de deflexie pe verticală,
conţinând:
— un oscilator sincronizat, de tip
prag:
— un generator de tensiune în
dinte de ferăstrău;
— un etaj amplificator de trans-
conducianţă.
Oscilatorul este sincronizat din
exterior cu impulsuri pozitive sosite,
prin reţeaua R515, C509, de ia mo¬
dului sincroprocesor, care ajung pe
pinul 8 al C.l.
La pinul 6 al C.l. este furnizată o
tensiune de 6,5 V care prin R501 şi
R502 (semireglabil cu care se re¬
glează frecvenţa proprie a oscilato¬
rului) încarcă pe R502 (150nF).
Condensatorul C502 se descarcă
în momentul când tensiunea la pinul
9 al C.l. atinge 4V, sau când este
comandat de impulsurile de sincro¬
nizare exterioare. Banda de sincro¬
nizare este de 10%, frecvenţa pro¬
prie a oscilatorului fiind reglată la
45Hz (oricum, sub 50 Hz). Plaja de
reglare (din R502) este cuprinsă în¬
tre 35—52 Hz.
Cijcuitul situat între pinii 1,12
(R567, R508, C503, C504, R505) for¬
mează generatorul tensiunii în dinte
de, ferăstrău.
în interiorul C.I., între pinii 7 şi 12,
se află o oglindă de curent, iar ten¬
siunea pe pinul 7 este stabilizată la
6,5 V.
Astfel, curentul care încarcă pe
C503, C504 şi care determină di¬
mensiunea dintelui de ferăstrău se
reglează cu ajutorul semireglabiluiui
R504 (dimensiune verticală). încăr¬
carea celor două condensatoare se
face la curent constant, tensiunea
crescând liniar.
Rezistorul R508 (ca şi R505)
introduce o corecţie de liniaritate.
Tensiunea în dinte de ferăstrău,
obţinută l.a pinul 1 ai C.L, se aplică
prin R506 la pinul 10, care este la
intrarea inversoare a amplificatoru¬
lui final.
La intrarea neinversoare (pinul 11
al C.l.) cu un potenţial de 2,2 V, se . sară sau nu inversarea polarităţii
conectează circuitul oscilant R509, condensatorului de cuplaj cu bobi-
C506 şi C510. nele de deflexie V;
Amplificatorul final (de putere) — se va verifica dacă este nece-
poate livra un curent de max. 1,6 sară sap. nu modificarea vaiorii re-
Air (pinul 4 a! C.Î.). Prin grupul zistenţei de alimentare pentru stabi-
R510, R511, R512 şi R513 se asigură lirea unei tensiuni de alimentare co-
o reacţie de c.c., iar prin R513 şi recte pentru modului * respectiv.
R512 o reacţie de c.a. Astfel, în ceea ce priveşte modu-
Tensiunea continuă la ieşire (pi- leîe BV echipate cu 6 tranzistoare.
nul 4), fără semnai, este stabilită din se observă vă polaritatea condensa-
reacţia de c.c. torului de cuplaj cu bobinele de de-
R514, C508 amortizează diferitele fiexie V este cu armătura pozitivă la
osciiâţii care pot apărea ta ieşirea „pinul 7 al modulului şi cu cea nega-
etajului. tivă la pinul 6, invers decât ia modu-
Dioda D501 asigură dublarea im- lele BV echipate cu C.l. — TD.A1170
pulsului pe cursa inversă de cadre. (adică plusul condensatorului ia pi~
Se constată că la pornirea şi la nul 6 aî modulului şi minusul îa pi-
oprirea T.V., tensiunea din timpul nul 7).
cursei inverse de cadre poate depăşi Deci, în cazul înlocuirii unui mo-
limita maximă .de 55 V, pe pinul 4 al dui BV echipat cu tranzistoare cu
C.L, fapt care conduce la distruge- unul echipat cu C.l. (sau invers),
rea tranzistoarelor finale interne. .. este obligatorie schimbarea pclarită-
Pentru .protecţia C.L TDA1170 îm- ţii condensatorului de cuplaj cu bo-
potriva acestor supratensiuni în tim- binele de deflexie.
pul cursei 'inverse de cadre, se co- ceea ce priveşte tensiunea de 1
nectează o diodă Zener D502 aiimentare, se constată că, dacă se
(PL51Z) cu catodul la pinul 4 şi va înlocui un modul BV cu C.L cu
anodul ia masă. ‘ alt tip echipat tot cu C.I., nu este
Modulul se alimentează de la +U5 necesară modificarea rezistenţei de
(28V) prin R716 (47), tensiune fii- alimentare. Acelaşi lucru se întâm-
trată cu C725, consumul de curent plă dacă se înlocuieşte un modul BV
al modulului fiind de 14QmA (la o echipat cu tranzistoare cu altul echi-
bajeiere normală). pat tot cu tranzistoare.
în figura 4, este prezentată în schimb, dacă se va înlocui un
schema modulului BV echipat tot cu modul cu C.l. cjj unul cu îranzis-
C.l. — TDA1170 (cod 35315) care îoare (sau invers), rezistenţa de pe
echipează T.V. clasic cu 6 C.L aiimentare se va micşora (de la 471;
Modului se alimentează de ia +U4 ia 2211), respectiv, în cazul invers se
(23,5 V). va mări (de la 2211 la 470). Deci, dacă ■
în caz că se urmăreşte înlocuirea se va introduce pe T.V. un moduf-
unui tip dintre aceste module pre- echipai cu C.L, tensiunea de aii-'
zentate cu altui, se vor avea în ve- mentare se va reduce (prin dublarea
dere următoarele precizări: rezistenţei) cu scopul protecţiei "
— se va verifica dacă este nece- acestuia.
chise, apiicăm U9 = C,9QGV. Reglăm
P10 pentru ca U3 = Q,999V (am re¬
glat astfel voitmetrui pentru ca valo¬
rile indicate să fie eficace).
13) Desfacem C = 100 nF dintre 8 şi
masă. întrerupem iegătura în 3. Cu
K7 închis, conectăm punctul 3 (ca¬
pătul dinspre C520) la masă; reglăm
P12 pentru ca afişajui să indice
zero. Conectăm apoi U3 = 999 mV şi
reglăm PI3 pentru ca afişajui să in¬
dice 39S. Se reface iegătura în
punctut 3.
14) Desfacem iegătura în punctui
10; conectăm între 10 şi masă o
sursă cu tensiunea de Q,95V. Re¬
glăm Pil până când tensiunea din
punctul A îşi inversează starea lo¬
gică. Analog, aplicăm U1Q = 95,0mV
şi reglăm P14 până când în punctul
B, starea logică se inversează.
Cu aceasta, reglajul este determi¬
nat şi vcltmetru! este gata de func¬
ţionare.
DETALII
CONSTRUCTIVE:
Particularităţile constructive şi di¬
mensiunile finale depind de compo¬
nentele folosite. Alimentarea se face
de ia o sursă dublă de +5V, -5V
(bine stabilizată, deoarece reglajul
nulului depinde de aceste tensiuni).
Vom prezenta mai jos câteva con¬
diţii strict necesare în realizarea volt-
metrului.
a) Intrarea este prevăzută cu o
mufă BNC.
b) Toate elementele de circuit, de
la intrare la CI5 (inclusiv acesta)
vor fi ecranate, prevăzându-se acces
la dispozitivele de reglaj.
c) Rezistenţele care urmează să
fie deconectate ia reglaj vor fi pla¬
sate pe partea cablajului.
d) Panoul frontal (vertical) conţine
afişajui, comutatoarele K6, K7 şi K8
şi ledurile D23 şi D22. Mufa BNC
este plasată în spatele sau în faţa
aparatului, după dorinţă.
LISTA
MATERIALELOR
Toate rezistenţele vor fi chimice
(0.25W) cu excepţia celor marcate
cu o steluţă „*“, de tip RPM.
Potenţiometrii de reglaj vor fi de tip
multitură pentru a uşura procedura
de reglaj. Ei trebuie să fie de
calitate, cu contact stabil al
cursorului, pentru a nu prejudicia
precizia 'aparatului. Comutatoarele
Kt, K2, K3, K5 sunt realizate cu
integratul MMC4016; în figură sunt
indicaţi doar pinii de legătură.
Integratele GI5 şi CI12 au fost
montate pe socluri 2 x 8. Comu¬
tatorul K6 trebuie să reziste la
1000V, restul fiind comutatoare de
mică putere. Rezistenţa R1 şi CT1
trebuie să reziste de asemenea la
1000V. Lista componentelor este
dată mai jos:
R1* = IM 11/2 W; R2* = 470 kll; R3* =
39 H;R4* = 10 kll; R5* = 50 kll;
R6* = 15 kll; R8* = 1 kll; R9* = 39 fi;
R10* = 50 kll; R11* = 10 kll; R12* =
10 kll; R13* = 5 kll; R14* = 5 kll;
R15* = 10 kll; R16* = 200 fi; R17* =
50 kll; R18* = 39 11; R19* = 50 kll;
R20* = 10 kll; R21* = 39 11; R22* =
10 kll; R23* = 1 k 11; R24 4- R26
= 3x1,8 kll; R27 = 10 kll; R28 4- R34
= 7x200 11; R35* = 365 11; R36* = 560
11; R37* = 560 11; R38 4- R41
= 4x1 kll; R42 = 220 kll; R43 = 2M H;
R44 = 10 kll; R45 = 10 kll; R46.R47 =
2x300 11; R48 = 22 kll; R49 = 10 kll;
R50 = 10 kll; R51 = 1 kll; R52^R59 =
8x10 kll; R604-R62 = 3 x 300 11;
R63 = 200 11; R64—R71 = 8x470 11;
R72 = 10 kll.
CT1, CT2 = 10 pF/iOGOV;
CI = 1Q0nF/12Q0V; C2 = lOOpF;
C3 = 1 OnF; C4 = IQOnF; C5 =
IOmF/ISV; CS = 300nF/1SV; C7 =
TO/uF/16¥; C8 = 10nF/16V; CS =
100/i F/16V.
Dl—D21 = 1N4148; D22.D23 = led
orice tip.
P8, PI, P6, P7, P9, PI2= 50 kll;
P2 = 5 kll; Pil = 500 11; P3 = 150 kll;
P4= 15 kll; *P5 = 1,5 kll; P10 = 10
kll; PI 4 = ,.500 11; P13 = 15 kll.
TI, T2, T6-T12 = BC171;
T34-T5 = 3x3017?-.-
C î 1 = TL082; C12 = MMC4Q16;
CI3 = ROB07; CS4 = £108;
CI5 = C520; CI6 = CDB447; C17 =
£324; CI8 = CDB454; Ci9 = £555;
C110 = CDB400; Cili = CDB4192
C112 = SN74188;
Ai4 A3 = MDE2101R.
■ R1 = reieu de 5V.
Pentru comoditate prezentăm în
figura 3, schema la soclu pentru
MMC 4016 şi pentru afişaje. în figura
3a sunt indicate semnalele"* de
comandă aplicate direct de ia C112.
TEHNIUM 4/1993
13
Ing. ŞERBAINi NAICU
Prezentăm în rândurile de mai jos terminologia specifică echipamen¬
tului electric auto, conform standardelor române şi internaţionale,
conţinând definiţiile termenilor generali, cât şi ale celor specifici fiecăruia
dintre cele opt sisteme principale care alcătuiesc instalaţia electrică auto.
Terminologia în domeniul echipamentului electric auto este standar¬
dizată la noi în ţară în STAS 10571—76.
TERMENI GENERALI
Pct.
Termen
definiţie
1.
Instalaţie electrică
auto
Ansamblul sistemelor montate pe un tip de
autovehicul astfel interconectate, încât să
poată executa anumite funcţiuni privind
producţia, distribuţia şi utilizarea energiei
electrice pe acesta.
2.
Sistem
Ansamblu de elemente ale echipamentului
electric auto între care există una sau mai
multe relaţii unitare.
3.
Sistem de alimentare
Sistem ce cuprinde elementele pentru
producerea şi înmagazinarea energiei
electrice pe autovehicul şi elementele de
semnalizare a îndeplinirii acestor funcţiuni.
4.
Sistem de pornire
Sistem ce cuprinde elementele pentru pornirea
motorului cu ardere internă.
5.
Sistem de aprindere
Sistem ale cărui elemente servesc pentru
aprinderea amestecului carburant în motorul
cu aprindere prin scânteie.
6.
Sistem de iluminare
Sistem ale cărui elemente servesc pentru
iluminarea exterioară şi interioară a
autovehiculului.
7.
Sistem de
semnalizare
Sistem ale cărui elemente servesc pentru
semnalizarea optică şi acustică a prezenţei
autovehiculelor şi a manevrelor în circulaţie.
8.
Sistem de măsură şi
control
Sistem ale cărui elemente servesc pentru
măsurare şi control pe cale electrică a
anumitor parametri ai motorului cu ardere
internă, ai instalaţiei electrice sau ai
autovehiculului.
9.
Sistem de distribuţie
Sistem ale cărui elemente servesc pentru
transmiterea şi distribuţia energiei electrice pe
autovehicul, asigurând protecţia de curent a
acestuia.
10.
Sistem auxiliar
Sistem ale cărui elemente servesc ca elemente
auxiliare de securitate, acţionare, climatizare
sau întreţinere şi nu condiţionează
funcţionarea propriu-zisă a autovehiculului
TT
Sistem special
Sistem ale cărui elemente sunt prevăzute să
echipeze autovehiculul în cazuri speciale sau
opţional.
~
Sistem de confort
Sistem ale cărui elemente servesc pentru
asigurarea confortului de conducere şi
călătorie şi nu condiţionează funcţionarea
normală a autovehiculului.
“kT
Tensiunea nominală
a echipamentului
Tensiuaea după care se clasifică echipamentul
electric auto.
Tensiune de
funcţionare
Tensiunea reală, instantanee la bornele
elementelor de echipament electric auto, în
funcţionarea normală a acestora.
15. Tensiune de
încercare
Tensiunea pentru care se definesc
caracteristicile tehnice ale elementului de
echipament electric auto.
16.
Domeniul tensiunilor
de funcţionare
Domeniul de tensiuni în limitele căruia
echipamentul electric auto trebuie să
funcţioneze corect în condiţiile de exploatare
stabilite.
Prezentăm în continuare definiţiile termenilor care alcătuiesc cele opt
sisteme principale din cadrul instalaţiei electrice.
1
. SISTEMUL DE ALIMENTARE
Pct.
Termen
Definiţie
2, Regulator de Dispozitiv de reglare automată, care, primind la
tensiune intrare tensiunea de la bornele alternatorului,
modifică curentul în înfăşurarea de excitaţie în
scopul menţinerii constante a tensiunii la
bornele alternatorului.
3. Baterie de Ansamblul de acumulatoare electrice legate în
acumulatoare serie, montate în aceeaşi cuvă pentru a obţine
la borne o tensiune mai înaltă decât aceea a
unui singur acumulator.
4. Turaţie de conectare Turaţia Cu care trebuie să fie antrenat
alternatorul (sau generatorul) pentru ca, în
condiţii date de temperatură, excitaţia fiind
alimentată la tensiunea de încercare, să
asigure la bornele sale chiar tensiunea de
■ încercare.'
5. Caracteristică de Reprezentarea grafică a dependenţei cu-
sarcină rentului debitat de alternator (sau generator) în
funcţie de turaţie, pentru anumite condiţii de
temperatură, excitaţia fiind alimentată la
tensiunea de ‘încercare; tensiunea la bornele
alternatorului (sau generatorului) este
constantă şi egală cu tensiunea de încercare.
6. Caracteristică de Reprezentarea grafică a curentului debitat de
scurtcircuit alternator (sau generator) în funcţie de turaţia
sa, în anumite condiţii de temperatură, atunci
când excitaţia este alimentată la tensiunea de
încercare; bornele alternatorului (sau genera¬
torului) sunt scurtcircuitate.
7. Caracteristică de Reprezentarea grafică a dependenţei tensiunii
reglaj a regulatorului reglate la bornele alternatorului de către
de tensiune regulatorul de tensiune, funcţie de mărimea
curentului debitat de alternator, în regim
stabilizat şi la turaţie constantă a
alternatorului.
8. Treaptă de reglaj Limitele tensiunilor reglate în cadrul cărora
caracteristica de reglaj a regulatorului de
tensiune are o variaţie continuă şi monotonă.
OBSERVAŢIE — Termen specific regula¬
toarelor electromagnetice de tensiune.
9. Treapta I de reglaj Treaptă de reglaj corespunzătoare valorilor
mari ale curentului debitat de alternator.
10. Treapta a I l-a de Treaptă de reglaj corespunzătoare valorilor
reglaj mici ale curentului debitat de alternator.
11. Compensare termică Modificarea caracteristicii de reglaj a
regulatorului de tensiune în raport cu
temperatura, în sensul scăderii tensiunii
reglate cu temperatura.
12. Coeficient de corn- Deplasarea caracteristicii de reglaj a
pensare termică regulatorului de tensiune stabilizat termic la o
anumită temperatură în raport cu carac¬
teristica de reglaj a aceluiaşi regulator de
tensiune stabilizat termic la o temperatură de
referinţă (de obicei temperatura ambiantă)
corespunzătoare unei variaţii de temperatură
de 1 0P C.
13. întreruptor întreruptor de putere acţionat manual, care
baterie-masă stabileşte sau întrerupe legătura bateriei de
acumulatoare la masa autovehiculului.
14. Releu baterie-masă Releu electromagnetic de putere care,
comandat de la distanţă, stabileşte sau
întrerupe legătura bateriei de acumulatoare la
masa autovehiculului.
2. SISTEMUL DE PORNIRE
Pct. Termen Definiţie
1. Demaror Motor electric de curent continuu, care
Sinonim: motor serveşte pentru pornirea motoarelor cu ardere
electric de pornire internă.
2. Termostarter Dispozitiv care asigură încălzirea aerului
aspirat de motor prin combustia unui amestec
de aer şi motorină vaporizată, pentru uşurarea
pornirii la rece a motoarelor diesel.
1. Alternator Generator de curent alternativ echipat cu 3. Bujie cu filament Bujie cu fir rezistiv ce devine incandescent la
redresor, care asigură alimentarea cu energie incandescent trecerea unui curent electric de tensiune relativ
electrică a instalaţiei electrice auto. joasă şi care se montează în cilindrii
14
TEHNIUM 4/1993
motoarelor cu autoaprindere pentru uşurarea
pornirii lor.
4. Releu demaror Releu ale cărui contacte, când sunt excitate,
închid circuitul principal de alimentare a
demarorului, permiţând pornirea motorului.
5. Rezistenţă adiţională Rezistenţă conectată în serie cu înfăşurarea
primară a bobinei de aprindere, care, la pornirea
motorului termic, este scurtcircuitată sau, fiind
rece, are rezistenţă mică şi serveşte pentru
compensarea scăderii tensiunii la bornele
bateriei pe durata pornirii.
2. SISTEMUL DE APRINDERE
Pct. Termen Definiţie
1. Bobină de aprindere Autotransformator cu circuit magnetic
deschis, a cărui înfăşurare este parcursă de
curent continuu întrerupt periodic, destinat
producerii scânteilor electrice în bujiile de
aprindere.
2. Distribuitor de Dispozitiv cu ajutporul căruia se face
aprindere conectarea temporară şi succesivă a bobinei
de aprindere la bujii şi care serveşte pentru a
comanda reglajul şi distribuirea scânteilor la
bujii.
3. Bujie de aprindere Dispozitiv montat în camera de ardere a unui
Sinonim: bujie motor cu aprindere prin scântei în vederea
aprinderii amestecului carburant.
4. Cablu de aprindere Conductor electric de tensiune înaltă care
serveşte la transmiterea, cu pierderi minime, a
impulsului de înaltă tensiune către bujie.
5. Cablu de aprindere Cabiu de aprindere cu inductivitate distribuită
reactiv la care conductorul serveşte atât drept bablu
. de aprindere, cât şi pentru înlăturarea
perturbaţiilor radioelectrice.
6. Magnetou
Generator electric de curent pulsatorj cu
inductorul format din magneţi permanenţi şi
îndusui din una sau mai multe bobine.
7.
Eclator standard
Dispozitiv destinat încercării sistemelor de
aprindere, alcătuit din trei electrozi cu vîrf, iloi
principali şi unul de amorsare de formă
specială, dispuşi astfel încât - între electrozii
principali să apară scânteie de îndată ce
tensiunea dintre ei depăşeşte o" anumită
valoare. = *
8.
Antiparazitare
Combaterea perturbaţiilor recepţiei radio-
eiectrice produse de instalaţii proprii
autovehiculului, prin acţionare directă asupra
sursei acestor perturbaţii.
9.
Element de
antiparazitare
Element constructiv ataşat surselor de
perturbaţii radioelectrice proprii ale auto¬
vehiculului în scopul antiparazitării.
10.
Rezistor de
antiparazitare
Rezistor care se montează în circuitul de înaltă
tensiune, de obicei între bobina de aprindere şi
fişa centrală a distribuitorului, în vederea
reducerii nivelului de perturbaţii radioelectrice.
TT
Antiparazitare de
apropiere
Antiparazitare destinată în primul rând
instalaţiilor de emisie-recepţie de pe
autovehicule sau din imediata apropiere a
acestora, dar ataşate lor.
Tz"
Antiparazitare de
depărtare
Antiparazitare destinată în primul rând
instalaţiilor de emisie-recepţie neataşate
autovehiculului considerat.
13.
Dispozitiv de antipa¬
razitare
Set de elemente de antiparazitare destinat li¬
mitării perturbaţiilor radioelectrice proprii ale
autovehiculelor.
(CONTINUARE ÎN NR. 8)
CARBURATORUL DAAZ 2108.
Particularităţi de exploatare
Dr. ing. MIHA1 STRATULAT
în continuarea prezentării carbu¬
ratorului care se află în echiparea
motoarelor de pe autoturismele
Lada 2108, se vor da câteva indicaţii
privitoare la exploatare şi reglare.
Camera de nivel constant
După cum s-a văzut în numărul
precedent, la intrarea în carburator,
fluxul combustibilului se divide; o
parte intră în camera de nivel con¬
stant iar cealaltă se returnează ia re¬
zervor. Măsura a fost luată pentru a
spori economicitatea şi a uşura por¬
nirea motorului cald. Cum se ex¬
plică aceasta? După oprirea motoru¬
lui, şi mai ales pe timp canicular,
temperatura sub capotă poate de¬
păşi 100—-110°C. Din acest motiv
presiunea în furtunul de aducţiune
creşte iar combustibilul este propul¬
sat spre motor. Ca rezultat, după un
interval de timp de 15—30 minute
de la oprirea motorului, pornirea de¬
vine dificilă datorită amestecului ex¬
cesiv de bogat. Tocmai astfel de si¬
tuaţii este chemat să le prevină sis¬
temul de retur, a cărui colmatare
sau obturare intenţionată poate
duce ia incidente de pornire.
Aşadar, buna stare tehnică a
acestui sistem şi reglajul corect al
nivelului combustibilului în camera
de nivel constant constituie premi¬
sele funcţionării normale a carbura¬
torului.
Reglarea nivelului este relativ sim¬
plă. Se aşază maşina cu motorul
rece pe o suprafaţă plană orizontală,
se scoate filtru! de aer, se slăbesc
colierele conductelor de aducţiune
şi de retur aie benzinei şi se desfac
trei din cele cinci şuruburi care fi¬
xează capacui carburatorului. Por¬
niţi motorul, lâsaţi-i să funcţioneze
2—3 minute şi apoi opsiţi-î. După
aceasta scoateţi furtunurile de com¬
bustibil, desfaceţi cablul de acţio¬
nare a clapetei de aer (pornire) s*.
desîăcând şi celelalte două şuruburi
aie capacului, eliberaţi camera de
nivel constant.
După scoaterea capacului, nivelul
combustibilului rămas în cameră
trebuie să se afle la 25—26 mm de
suprafaţa de separare a corpului de
capac. Măsurarea se poate face în
oricare din cele două comparti- ii
mente ale camerei, deoarece ele :
sunt, de fapt, două vase comuni-
cânte, unite între ele printr-un canal |
aflat la baza lor.
După reglarea corectă a nivelului, |
se reverifică nivelul de câteva ori î
pentru a ne convinge de stabilitatea j
reglajului; înainte de ultima verifi- i
care se poate mări durata de func- jj
ţionare a motorului la 5—6 minute, S
pentru a controla astfel şi etanşarea j
supapei de benzină (poantoui). f
Acest detaliu este nedemontabil, j
aşa încât dacă se constată că el şi-a j
pierdut etanşeitatea, trebuie să fie j
înlocuit.
Sistemul semiautomat de pornire
şi încălzire.
Verificarea acestei părţi a carbura- |
torului se poate face prin două pro-
cedee.
în primul rând, trebuie să se ştie j
că atunci când clapeta de aer este
complet închisă, între marginea cia- ;
petei de acceleraţie şi peretele ca¬
merei de carburaţie trebuie să ră¬
mână o fantă lată de 0,85 mm. Veri- î
ficarea se face folosind două bare
cilindrice: una cu diametrul de 0,8
mm iar cealaltă de 0,9 mm. Reglajul
se face acţionând asupra tijei cu I
cap sferic care se află pe pârghia ;
clapetei de acceleraţie, folosind fie |
o şurubelniţă, fie o cheie fixă cu J
deschidere de 7 mm. Operaţiunea
impune demontarea carburatorului j
de pe motor.
O a doua cale este de a aprecia f
jocul menţionat după turaţia moto- .
rului, măsurată când clapeta de ac- I
celeraţie este complet închisă. Dacă ;
aceasta se situează între 2500—2800
mm~‘ atunci totul este în regulă. Cu \
toate că necesită un turometru, §
această caie de verificare este mai f
comodă, deoarece primul procedeu
impune demontarea carburatorului 1
de pe motor.
Pentru reglajul deschiderii clape¬
tei de aer după pornirea motorului, J;
nu trebuie să se demonteze decât
filtrul de aer. Ca scule sunt nece¬
sare o şurubelniţă, o cheie fixă de 8
mm şi o bară cilindrică de 3 mm. Se
închide complet ciapeta de aer şi se
apasă cu şurubelniţa tija mecanis¬
mului de pornire până la refuz. în
această situaţie clapeta de aer tre¬
buie să ofere o deschidere între
marginea ei şi peretele capacului
carburatorului cu lăţimea de 3 mm.
Corectarea se face cu ajutorul şuru¬
bului aflat pe capacul dispozitivului
de pornire care se asigură apoi prin
strângerea contrapiuliţei.
Sistemul de mers în goi
Trebuie să se reţină că uzina pro¬
ducătoare alege, prin încercări, ji-
clorul de benzină al acestui circuit,
dintr-o gamă largă, cuprinzând ji-
cloare cu diametrul de la 0,39 la
0,45 mm. De aceea, în principiu,
acest jiclor nu poate fi înlocuit decât
cu unul absolut de acelaşi diametru.
Fiind încorporat în structura supapei
electromagnetice, când aceasta se
defectează şi trebuie schimbată, ji-
clorul din supapa veche trebuie
scos şi montat în cea nouă (dacă nu
cumva, cu totul întâmplător, cele
două jicloare sunt identice).
Circuitul de accelerare
Funcţionarea corectă a acestei
părţi a carburatorului se poate apre¬
cia calitativ acţionând brusc clapeta
de accelerare şi observând dacă
benzina este pulverizată simultan,
fin şi uniform prin cele două pulveri-
zatoare ale camerelor de carburaţie.
în caz contrar este necesară curăţi¬
rea puiverizatoarelor prin spălare şi
suflare cu aer. Se pot folosi în acest
scop şi sârmuliţe de cupru, dar tre¬
buie să prevenim ruperea lor în ori¬
ficiile pieselor supuse curăţirii. Gru¬
pul de puiverizatoare impune o oa¬
recare dificultate de demontare,
care implică riscul ruperii tubului
lor; de aceea, operaţia trebuie să se
facă cu maximă precauţie.
în fina!
O particularitate a acestei serii de
carburatoare o prezintă modui de
strângere a capacului, ia şuruburile
căruia se folosesc două şaibe: una
plată şi alta elastică. Procedeul ur¬
măreşte să evite aşchierea bazei de
sprijin a şaibelor elastice şi căderea
piliturii metalice în carburator. Nu¬
mai că o astfel de strângere cedează
în timp, şi slăbeşte fixarea capacu¬
lui, facilitează pătrunderea de aer
fals în carburator precum şi a impu¬
rităţilor. Din acest motiv funcţiona¬
rea circuitului de mers în gol se de¬
teriorează iar canalizaţiile şi mai
ales jicloarele se colmatează, ia
aceasta contribuind şi gumele actu¬
ale pe care în mod inerent le for¬
mează benzinele.
Şi încă o observaţie: prezenţa apei
în camera de nivel constant poate
avea urmări extrem de neplăcute. în
locul în care ea se adună, se for¬
mează o crustă dură de culoare albă
care provoacă coroziunea intensă a
metalului şi blochează unele canali¬
zaţii, scoţând carburatorul din func¬
ţie.
Cel mai adesea se obturează ji-
cloareie cu diameîre mai mici de 0,5
mm printre care intră jiclorul de
benzină al circuitului de mers în goi,
orificiile puiverizatoarelor pompei de
acceleraţie şi jicloarele circuitului de
îmbogăţire. Destul de frecvent se
produce şi defectarea supapei elec¬
tromagnetice de blocare a jiciorului
de mers în gol, defecţiâne ce se evi¬
denţiază fie prin nefuncţionare, fie
prin funcţionare instabilă, aleatorie
a acestui organ.'Xonstructorul car¬
buratorului recomandă ca în aceste
cazuri posesorul să repare singur
supapa. Pentru aceasta ea se de¬
montează şi se prinde cu partea he¬
xagonală a corpului intr-o men¬
ghină, cu jiclorul în jos. Apoi cu aju¬
torul unui ciocan se bate .uşor în zo¬
nele de strângere a fundului supa¬
pei. Pentru ca contactul să fie stabi¬
lit, strângerea nu trebuie să se facă
cu mai mult de 0,2-—0,3 mm.
Jicloarele obturate se curăţă nu¬
mai cu alezoare de acelaşi diametru,
sau cu un diametru mai mic cu
0,01—0,02 mm.
TEHNIUfW 4/1993
15
Triac
TB6N5
CONSUMATOR
■ 1PM 05 •
DZ6V1
ÎMSUMATOR
TEHNEUtf 4/1!
DEMSAW PETRU, Timişoara
Circuitul din figura 1 permite în¬
treruperea funcţionării oricărui con¬
sumator conectat la reţea, după un
interval de timp reglabil în trepte
(din 10 în 10 minute), valoarea ma¬
ximă putând ajunge până la 90 de
minute.
La conectarea tensiunii de alimen¬
tare, datorită rezistenţelor'R4, R5 şi
suri cu perioada de oscilaţie cores¬
punzătoare relaţiei:
12 = 16 TI = 16 (2R1 + R2) CI In2
(1.2)
Numărătorul decadic cu ieşiri de¬
codificate (MMC4017) va număra
impulsurile de tact aplicate pe intra¬
rea CLK2 a acestuia şi va activa una
din ieşirile decodificate 10... 19. Ast¬
fel, după primul front crescător al
semnalului CARRY-OUT al circuitu¬
lui MMC4516, are loc activarea ieşi-
du-se blogarea astabilului, în conti¬
nuare circuitul rămânând într-o
stare staţionară.
Valoarea rezistorului R9 se alege
astfel încât să se poată asigura o
amorsare sigură şi completă (pe
ambele semialternanţe) a triacului.
Dacă se utilizează un triac de tipul
TB6N5, atunci curentul de amorsare
pe grilă va fi ceva mai mic de 100
mA, deci putem alege R9 = lOOil
pentru tensiunea din secundarul
transformatorului de 9 V.
întrucât amorsarea triacului se
realizează aproape de momentul tre¬
cerii prin zero a tensiunii reţelei
(unghiul de comandă aproape 0),
rezultă că şi radiaţia parazită intro¬
dusă ca urmare a amorsării triacului
este foarte redusă.
Este indicat ca cele două con¬
tacte, K1 şi K2, să corespundă unui
singur comutator, astfel încât atunci
când K1 este închis, K2 să fie des-
ţial circuitul integrat MMC4060, care
cuprinde în aceaşi capsuiă un osii-
lator şi un numărător binar asincrdn
de 14 biţi.
Oscilatorul conţine ca elemente
exterioare circuitului integrat rezis-
toarele R4, R5, R10 şi condensatoa¬
rele CI, C2, fiind de tipul RC. Prin
intermediul comutatorului K se pot
asigura două valori distincte ale tim¬
pului de temporizare.
Semnalul dreptunghiular de la ie¬
şirea acestui oscilator (se poate
pune în evidenţă funcţionarea osci¬
latorului măsurând tensiunea pe pi¬
nul 9) este divizat cu 2' de către
numărător, întrucât am preluat bitul
cel mai semnificativ al rezuitatului
numărării. Astfel, după înscrierea în
numărător a 2 ' impulsuri, are loc
trecerea în stare activă a bitului ce¬
lui mai semnificativ, ceea ce deter¬
mină saturarea tranzistorului, deci
blocarea triacului totodată având loc
şi blocarea oscilatorului datorita
deschiderii diodei D.
Rezistoareie R6, R7 şl condensa
torul C3 realizează iniţializarea cir
cultului MMC4060 la conectarea sui
tensiune a circuitului (setează nu¬
mărătorul pe 0).
Este de preferat ca atunci când
K1 este închis, K2 să fie deschis şi
invers, deci aceste contacte să apar¬
ţină aceluiaşi comutator, cu secţiuni
diferite. Prin acest mod se asigură o
poziţie de funcţionare în regim de
temporizare, iar în cealaltă poziţie
montajul funcţionează ca prelungi¬
tor.
perioada temporizării poate fi i
aproximată cu relaţia:
T = 2 V • 2.70 R. • a (s) (2.1),
unde: R. este rezistenta R4|iR5;
C, este capacitatea echivalentă a
condensatorilor CI, C2.
Pentru valorile din figura 2, am
obţinut pentru o poziţie a comutato¬
rului o durată T = o oră şi 20 de mi-;,
note, iar pentru !<3 deschis Ţ = 2,
ore si 22 ds minute.
Din cele prezentate, rezultă şi %
sibiiităţils largi de alegere a valorii
din oscilatorul RC daci o. valori
rezistenţelor R4, R5 şi a cond
■oarelor CI, C2.
Pentru obţinerea unei tempori
de 1—-2 ore, condensatoarele’
C2 pot"- înlocuite cu un singur C ;
dansator nepolarizat, iar rezistoâ'
R‘7 75 por -nărite putând c..
ss se utilizeze
icul SC337, întruc
de tipul BC171 .
t maxim admisibil
C, 1 A (cais: T iimi
orindere a frîacul
condensatorului C3, are ioc activa-
inie PESET si deci iniţializarea
circ elor MMC4516 şi MMC4017.
Circuitul 0E555 împreună cu pie-
sele aferente realizează un astabil
cu perioada de oscilaţie corespun¬
zătoare relaţiei:
TI = (2RÎ + R2) -CTIn2 (1.1)
Ieşirea acestui astabil este conec-
tată ia 'ntrarea de tact a circuitului
3 -16 (numărător Johnson .de¬
cadic cu zece Ieşiri., decodificate),
care va avea roi de divizor cu 16.
' 'C os ieşirea CARRY—OUI a
circuitului MMC4516 se obţin impui-
rii îl, după al- doilea se activează
12 ...
Comutatorul K3 va realiza selecţia
temporizării -- @ a că cor stato¬
rul se găseşte în poziţia indicată,
atunci după aproximativ 20 de mi¬
nute se activează linia 12 {nivei' activ
pe 1), ceea ce duce ia saturarea
trsnzistoareior TI şi T2. Saturarea
tranzistorului T2 va determina blo¬
carea triacului şi. deci întreruperea
alimentării consumatorului, iar. satu¬
rarea tranzistorului TI va determina
aducerea unui nivei 0 iogîc pe intra¬
rea ALO a circuitului p E55S reaîizân-
his şi i vers Acest montaj, atunci
ân , nu este oetiv, joacă rol de pre¬
lungitor.
Domeniul de aplicativitate a circu¬
itului prezentat poate fi extins în ca¬
dru! laboratoarelor foto prin monta¬
rea încă a unui comutator care să
introducă în circuit diverse valori
pentru condensatorul CI.
Circuitul prezentat în figura 2
poate realiza oprirea funcţionării
oricărui consumator cuplat la reţea
după un timp, care poate ajunge ia
o valoare maximă de ordinul oreior.
Montajul conţine ca element esen-
In figurile 4, 5, 6 sînt date dimen¬
siunile principalelor repere nece¬
sare realizării maşinii de bobinat,
precum şi materialele din care
acestea se execută. Celelalte com¬
ponente, ca şuruburi de fixare, piu¬
liţe, nu au mai fost figurate expres.
Pentru axele 7 şi 17 s-au folosit la¬
găre provenite de la magnetofoa¬
nele MAIAK sau KASTAN. Acestea
se pot achiziţiona (ca şi motorul de
altfel) de ia magazinele specializate
pentru piese de schimb. Aceste la¬
găre sînt de preferat, deoarece sînt
autocentrante. De notat, pentru re¬
perul 19, că îndoirea după linia
grosime, prin strîngerea şurubului
„c“ mai mult sau mai puţin faţă de
suportul 5 se va realiza o frînare mai
puternică sau mai slabă a discului
15, deci un control al întinderii sîr-
mei de bobinaj (vezi detaliul A).
La montarea reperului 24 se va
urmări ca axul 23 — ce trebuie să
aibă diametrul de 3 mm şi lungimea
de 260 mm — să se deplaseze uşor
fără blocări, în sensul arătat de
săgeţi. De asemenea, axul 7, după
montare, trebuie 'să se rotească
uşor, dar fără joc lateral; la nevoie
se modifică puţin poziţia unuia din
suporturi.
Maşina se va monta pe o placă de
PAL cu grosimea de 16 mm şi di¬
mensiunile 320 X 220, iar şuruburile
ce se montează pe dedesubt se vor
îngropa în placă.
Ca motor se poate folosi un mo¬
tor de magnetofon (MAIAK, KAS¬
TAN, UNITRA ZK) sau alt tip de
motor, suficient de puternic pentru
scopul propus şi de preferat, ali¬
mentat direct de la reţeaua de 220
volţi c.a.
Pentru montarea mosorului cu
sîrmă de bobinat se procedează
astfel: se desface piuliţa „a“ se
scoate axul 17 din lagărul 6, se des-
Se strînge sau se eliberează şuru¬
bul „c“ (vezi detaliul A) pentru a
realiza o întindere convenabilă a
sîrmei de bobinaj.
Pentru fixarea carcasei bobinei
pe axul 7, se procedează după cum
urmează: Se desprinde manşonul
22 (din tub de cauciuc sau mipolan)
de pe axul 7 şi se îndepărtează,
numărătorul cu suportul lui. Se de-
şurubează reperul 8 de pe ax, se in¬
troduce carcasa bobinei pe axul 7.
Dispozitivele de fixare 8, se înşuru¬
bează în aşa fel încît bobina să
ocupe un loc convenabil pe axui 7.
Se plasează numărătorul la locul iui
0,8/™'*
reper 7
OL 37
3 h_ ~ —=
- — r -
--- -
--— --f
-P-
150
reper 17
OL 37
— a
«o ' 1
II T ~~
Zo |
lai.
*
74
re n er 24
—11 _^ .plexy
texfolit
reper 18
durei 1
■©• L 22
reper V
textolit
plexy
lerrin
punctată se va realiza în direcţii
opuse: pentru un suport spre
stîngă, pentru celălalt spre dreapta;
gaura de 3.1 mm se va realiza în su¬
portul ce urmează să fie montat în
partea stîngă, iar în suportul din
dreapta gaura va fi de 5 mm. De
asemenea, pe extremitatea reperu¬
lui 16 ce vine în contact cu reperul
15, se va lipi cu prenandez sau alt
adeziv, o bucată de pîslă de 2 mm
Diametrul rolei 20, va fi ales func¬
ţie de turaţia motorului 13 cu ajuto¬
rul relaţiei:
D = _PnJfa.
N
în care:
D = diametrul rolei 20
D m = diametrul axului motorului
N m = turaţia axului motorului
N = turaţia axului 7
face piuliţa „b“ se îndepărtează dis¬
cul 15 după care se introduce mo¬
sorul; se introduce pe ax discul 15 şi
se fixează cu piuliţa „b". Fixarea
mosorului pe ax se face cu ajutorul
dispozitivului tronconic de strîn-
gere 8. Axul 17 se introduce în lagă¬
rele 6 şi 14, urmărind ca reperul 16
să vină în contact cu discul 15 ca în
detaliul A, după care se strînge
şurubul „a“.
şi se reface legătura axelor cu man¬
şonul 22.
A fost prevăzută şi o manivelă 18,
pentru a uşura bobi narea celor cî-
teva spire de la- începutul/sfîrşitul :
operaţiei de bobi nare.
Lagărele se vor unge înaintea
fiecărei operaţii de bobinare cu
puţin ulei de mecanisme fine.
TEHNIUM 4/1993
17
citiiorii i secomamdA
© S-a născut la 24.03.1957, in Bu-
cureştij
© In 1983 a absolvit Facultatea de
Electronică şi Telecomunicaţii, din ca¬
drul I.P. Bucureşti;
@ A debutat în TEHNIUM în 1984;
@ în prezent lucrează ca cercetător
ştiinţific la Institutul de Proiectări pen¬
tru Automatizări (I.P.A.), la Divizia de
Transmisiuni de date şi Telemecanică;
H Preocupări actuale legate de
achiziţii şi transmisiuni de date şi jucă¬
rii electronice pentru copii.
Ing. DRAGOŞ MARiiMESCO
OSCILATOARE
CMOS
Ing. DRAGOŞ MARIFUESCU
Acest articol prezintă câteva osci¬
latoare în formă de undă dreptun¬
ghiulară, ce pot fi construite cu ele¬
mente logice CMOS. Aceste circuite
CMOS oferă următoarele avantaje:
— pornire garantată;
interfaţat cu alt sistem ce necesită
condiţii stricte de lucru.
OSCILATOARE LOGICE
înainte de a descrie vreun circuit
particular, câteva cuvinte despre os¬
cilatoarele logice pot clarifica even¬
— relativ bună stabilitate în raport
cu variaţiile sursei de alimentare;
— funcţionare pe o plajă largă de
tensiuni de alimentare (3-M5 V);
— funcţionare pe o plajă largă de
frecvenţe, de la mai puţin de 1 Hz la
aproape 15 MHz;
— consum mic de putere;
— interfaţare simplă cu alte fami¬
lii logice, inclusiv TTL.
Se vor prezenta câteva oscilatoare
RC şi două oscilatoare cu cristal de
cuarţ. Stabilitatea oscilatoarelor RC
este suficientă pentru majoritatea
aplicaţiilor; totuşi unele aplicaţii vor
avea nevoie de stabilitatea unui cu¬
arţ. Câteva dintre aceste aplicaţii
sunt:
tualele confuzii.
Porţile inversoare în număr impar
vor oscila dacă sunt legate în inel
(fig. 1). De multe ori se confundă
acest circuit, deoarece majoritatea
proiectanţilor sunt obişnuiţi cu osci¬
latoarele sinusoidale implementate
cu reacţie pozitivă sau cu amplifica¬
toare neinversoare.
Conceptul de decalaj de fază este
depăşit, atunci când inversoarele ră¬
mân în regiunea liniară pe o pe¬
rioadă atât de scurtă, încât este mult
mai bine să analizăm circuitul ca fi¬
ind format din comutatoare ideale în
timp de propagare finit, decât ca
amplificatoare cu decalaj de fază de
180°.
— Păstrarea stbilităţii timp înde¬
lungat. De exemplu stabilitatea ne¬
cesară unui ceas de mână obişnuit
este de 12 ppm.
— Când elementele logice lu¬
crează la limita parametrilor. Poate
fi necesară păstrarea frecvenţei de
tact în limite foarte strânse pentru a
nu se depăşi limitele familiei logice
folosite sau când relaţiile semnalelor
de tact se aplică memoriilor RAM
dinamice sau sistemelor cu registre
de deplasare.
— Generatoarele ratelor, de bând
pentru echipamentele de comunica¬
ţie.
— Orice sistem ce trebuie să fie
Se vede că un „1“ logic se roteşte
în inelul inversoarelor şi reţeaua os¬
cilează.
Frecvenţa de oscilaţie este deter¬
minată de întârzierea totală de pro¬
pagare prin inel şi este dată de ur¬
mătoarea relaţie:
unde:
— f — frecvenţa de oscilaţie;
— Tp — întârzierea de propagare
printr-o poartă;
— n — numărul de porţi.
Desigur, aceasta nu este o
schemă de oscilator practică, dar ea
ilustrează frecvenţa maximă la care
lucrează un astfel de oscilator.
Această frecvenţă, în cazul schemei
din figura 1, este puternic depen¬
dentă de întîrzierile datorate timpilor
de propagare, temperaturii tensiunii
de alimentare şi sarcinii externe.
Pentru a se construi un oscilator
stabil, este necesar să se adauge
elemente pasive care să determine
frecvenţa de oscilaţie şi să minimali¬
zeze efectele factorilor enumeraţi
mai sus.
OSCILATOARE RC STABILE
în figura 2, este prezentat un osci¬
lator făcut cu trei inversoare. Gradul
de umplere al acestui tip de oscila¬
tor este de aproximativ 50% iar frec¬
venţa sa de oscilaţie este dată de
formula:
O altă formă a acestei expresii
este:
2C(0,405Re + 0.693R1)
unde:
R1R2
Re = - (3)
R1 + R2 K ’
Pot fi utile pentru proiectant ur¬
mătoarele trei cazuri speciale:
Acest tip de oscilator este destu
de puţin sensibil la variaţiile tensiu
nii de alimentare, datorită pragul'
situat la aproximativ 50% din valea
rea tensiunii de alimentare. Cât 8
stabil va fi acest tip de oscilator,
este determinat de frecvenţa de os¬
cilaţie; cu cât frecvenţa va fi mai co¬
borâtă, cu atât va fi mai bună stabi¬
litatea şi inyers, cu cât va fi mai ridi¬
cată frecvenţa, cu atât se va înrău¬
tăţi stabilitatea. Aceasta se dato¬
rează faptului că întârzierea propa¬
gării şi efectul de prag sunt cu¬
prinse pe o porţiune mai mică din
întreaga perioadă. Stabilitatea va fi
de asemenea sporită dacă R1 este
făcută suficient de mare ca să nive¬
leze variaţiile rezistenţei de ieşire a
inversorului CMOS.
OSCILATORUL CU DOUĂ PORŢI
O altă schemă de oscilator des fo¬
losit este cea din figura 4. Singura
problemă ce apare la acest tip de
oscilator este aceea că este posi
ca el să nu oscileze. Modificând va¬
loarea condensatorului CI, la limită
se ajunge la schema din figura 5
care în mod sigur nu va oscila.
Aceasta ilustrează faptul că există
unele valori ale lui CI care nu vor
forţa reţeaua să oscileze. Diferenţa
între oscilatorul cu două porţi şi os¬
cilatorul cu trei porţi este aceea că
primul tip va trebui să fie forţat să
oscileze de către condensator, pe
când al doilea va oscila întotdeauna
3/2 VCC ______ — TT — —-
0,599
■ Dacă R1+R2=2 atunci f = R —;
. „ 0,455
- Dacă R2 > R1 atunci f s r — ;
Î5Î RÎ = 2R
{D) R2>100R
. , 0,722
- Dacă R2 < R1 atunci f = R —;
ir \ R1 = R
In figura 3 sunt ilustrate formele
de undă .în punctele Vout şi VI din
figura 2.
De notat că tensiunea V2 va fi
„agăţată" de diodele de intrare când
VI este mai mare decât Vcc sau mai
negativ decât masa. în timpul aces¬
tei porţiuni a ^ciclului, curentul va
trece prin R2. în toate celelalte mo¬
mente ale ciclului, curentul ce trece
prin R2 este minim. Este de aseme¬
nea de notat că, imediat ce VI trece
peste prag (aproximativ 50% din
tensiunea de alimentare) şi intrarea
către ultimul inversor începe să se
schimbe, VI se schimbă şi el în di¬
recţia de întărire a acţiunii comută¬
rii, deci se dovedeşte o reacţie pozi¬
tivă. Acest fapt sporeşte stabilitatea
şi predicîibilitatea reţelei.
condensatorul micşorându-i doar
frecvenţa.
Deci reţeaua cu trei porţi va oscila
întotdeauna, indiferent de valoarea
lui CI, dar reţeaua cu două porţi nu
va oscila când CI este mic. Singurul
avantaj al oscilatorului cu două porţi
faţă de cel cu trei porţi este faptul .
că foloseşte un inversor mai puţin.
OSCILATORUL CU UN SINGUR
TRIGGER SCHMITT
în figura 6, este prezentat un osci¬
lator făcut în jurul unui singur trig-
ger Schmitt.
Tensiunea VI este prezentată în 1
figura 7 şi ea se schimbă între cele
două praguri alejriggerului Schmitt.
Aceste praguri variază destul în ra¬
port cu tensiunea de alimentare,
ceea ce face ca şi oscilatorul să fie
sensibil la variaţiiie tensiunii de ali¬
mentare. Aplicaţiile care nu cer sta¬
bilitate nu vor fi deranjate de
această sensibilitate faţă de tensiu¬
nea de alimentare. Ne putem aş¬
tepta ca variaţia pragurilor să fie în¬
tre 4—5% când tensiunea de alimen¬
tare variază între 5V şi 15V.
OSCILATOR CMOS CU CUARŢ
în figura 8 este prezentat un osci¬
lator-cu cuarţ, care foloseşte ca ele¬
ment activ un singur inversor
CMOS. Se poate folosi orice număr
impar de inversoare, dar întârzierea
TEHNIUM 4/1993
18
mentare, atâî timp cât întârziefea
propagării nu este atât de mare în¬
cât oscilatorul să nu mai poate ur¬
mări cuarţul. Un singur inversor va
oscila la aproximativ 9 MHz chjjar
când tensiunea de alimentare e|te
de 3 V.
O problemă care trebuie .rezolvată
la frecvenţe mai joase '(sub circa 4
MHz) este oscilaţia pe' armonici sui"
perioare (overtone). Trebuie luate
măsuri pentru .a preîntâmpina osci-
iaţia cuarţului pe armonica a treia.
Aceasta este o problemă în aproape
orice proiect, indiferent 'dacă ele¬
mentul activ este sau nu este de tip
CMOS.
Problema se rezolvă uşor, prin
simpla creştere a întârzierii' de pro¬
pagare prin inelul de inversoare,
până la punctul la care nivelul nu va
oscila pe-frecvenţe armonice,'dar va
continua să oscileze pe frecvenţa
fundamentală. în figura 9 este pre¬
zentată o metodă acceptabilă de re¬
zolvare.
Această reţea este' ia fel ca re¬
ţeaua din figura 8, cu excepţia fap¬
tului că au fost folosite mai multe
inversoare şi au fost adăugate rezis-
torul R? şi condensatorul C3 pentru
a. deteriora întârzierea de propagare
atît cât se doreşte. Cele cinci inver-
'soare nu numai că măresc întârzie¬
rea, dar măresc şi câştigul în buclă.
CONCLUZII
Un mare număr de aplicaţii cu os¬
cilatoare pot fi implementate cu os¬
cilatoarele CMOS simple, ieftine şi
versatile, descrise în acest articol.
Aceste oscilatoare consumă mult
mai puţin în raport cu alte soluţii.
Stabilitatea este superioară celei ce
se obţine cu oscilatorul TTl uzual,
mai ales la frecvenţe mai joase.
Aceste oscilatoare CMOS sunt atâî
de versatile, atât de uşor de con¬
struit şi atât de ieftine încât îşi vor
găs întrebi i iţa în r u lîe orc e;
BIBLIOGRAFIE: — Mike Watts —
National Semiconductor
totală a propagării prin inel limi¬
tează frecvenţa cea mai înaltă ce se
poate obţine.
Condensatorul CI va „trage" cris¬
talul în jos, iar condensatorul C2 îl
va „trage" în sus. Rezistorul R1 asi¬
gură calea de curent continuu în ju¬
rul inversorului. R1 va fi de ordinul 1
+ 5MO.
Cu cât R1 este mai mic, cu atât
mai mult se va reduce factorul de
calitate al cuarţului.
Acest oscilator este prefect stabil
în raport cu variaţiile sursei de aii-
TRANZISTORUL
ÎN COMUTAŢIE
curentului de colector, după relaţia:
în prezenţa rezistorului R c , cu¬
rentul de colector va avea valoarea:
ceea ce corespund*
(URMARE D!N PAG. 5)
unui curent de ernitor l £ —-— •
a \R
Prin creşterea tensiunii de
polarizare directă a joncţiunii
emitorului (U £fi ), curentul de ernitor
creşte peste această valoare.
în conexiune normală, aceasta
înseamnă că valoarea lui î c depinde
slab de i £ . Apare un efect de
„saturare" a curentului de colector,
datorită faptului că tensiunea pe
joncţiunea colectorului variază în
limite foarte mici („limitarea"
tensiunii pe joncţiunea colectorului)
Se poate considera că această
tensiune rămâne ia o valoare
constantă iar vaioarea curentului de
colector este determinată numai de
elementele din circuitul exterior (E c ,
Rc).
Rezultă că regimuî de saturaţie se
poate considera o consecinţă a
condiţiilor în care funcţionează
tranzistorul (şi nu presupune
utilizarea unor surse*de o anumită
polaritate).
a.\ = coeficientul de amplificare în
curent normal (emitor-colector),
curentul de colector fiind comandat
de cel de ernitor;
a, = coeficientul de amplificare
invers (colector-emitor), curentul de
ernitor fiind comandat de cel de
colector.
Valorile parametrilor I C bo, I ebo, oln
şi a, sunt date în cataloagele de
tranzistoare.
Factorii de amplificare satisfac
relaţiile a s , a, > 0, a N > a,, iar
termenii care înmulţesc pe l ££0 şi
I cbo sunt mai mari ca unitatea. Deci
în regim de tăiere curenţii de ernitor
şi colector sunt multipli ai curenţilor
reziduali şi satisfac relaţia l c .v > I ei.
Rezultă că tranzistorul în conexiune
inversă (I) are proprietăţi de blocare
mai bune decât în conexiune
normală (N). Acest lucru este foarte
important mai ales ia tranzistoarele
cu germaniu, deoarece la cele cu
siliciu aw şi ou scad foarte mult la
valori mici ale curenţilor prin
tranzistorul blocat (de ordinul
nanoamperilor).
Componentele curentului prin
tranzistorul saturat în conexiune
normală se prezintă în figură 6a,
cazul când U eb > 0, Uca = 0 şi figura
6b, când U £fl = 0 şi Uca > 0
(conexiune inversă).
Cazul limită, corespunzător
frontierei dintre regimul activ normal
şi regimul de saturaţie (U ££ > 0 şi
Uca = 0), este prezentat în figura 7.
Astfel, regimul de saturaţie nu este
condiţionat de aplicarea unor
tensiuni directe pe joncţiuni. El
poate apărea la un tranzistor căruia i
se aplică sursele de polarizare
pentru funcţionare în regimul activ
normal.
Datorită polarizării directe a
joncţiunii emitorului (U £ a > 0), apare
curentul l £ care determină vaioarea
TEHNÎUWf 4/1993
VSDEOCASETOFQANELE
HQ Şl Hl-I
Ing. ŞERBAiy IVSAICU
Apărute prima dată în 1985,
VHS-HQ (High Quality) prezintă o
creştere a calităţii imaginii redate.
Această creştere se obţine pe baza
a doi parametri: ridicarea nivelului
limită al albului şi regenerarea celor
mai fine detalii ale imaginii.
Astăzi, toate videocasetofoanele
VHS beneficiază de această tehno¬
logie, care determină redarea unor
imagini mai contrastate.
De menţionat că înregistrările rea¬
lizate cu aparatele HQ se pot folosi
fără nici o problemă pe videocaseto¬
foanele din generaţiile mai vechi şi
invers, se pot citi cu aparatele HQ
înregistrările făcute cu modele VHS
mai vechi, dar fără a beneficia de
îmbunătăţirile introduse de sistemul
HQ (în ceea ce priveşte faza înregis¬
trării semnalelor video).
Mult mai complexe sunt proble¬
mele ridicate de înregistarea semna¬
lelor audio Hi-Fi cu un videocasefo-
fon.
primul cap
audio„HI-F!” rotativ
azimut-30*
azimut
înfrefier ±6/
cap rotativ
audb.Hi-Fi'
^ azimut (
Jntref ier ±30
pista video _
şi audio 1( Hi-Fi'
care se înregistrează
\ ® înregistrare audio „în profunzime"(4- 5 microni)
( 5 ) înregistrare video M ia suprafaţă"(08-1 micron)
liste adiacente
. .strat
^^//nragnetic
wmM
—am+de
poliester
sensul de deplasare
al capetelor rotative,
video si audio Hi-Fi*
primul cap
audio,.Hl-Fr’rotativ
x tambur rotativ cu 2 capete
~ video
^tambur rotativ cu 4 capete ,
^ video
cap ştergere
generata
al doilea cap
audio„H i-F I "rotativ
azimut+30°
în mod clasic, cel puţin la VHS-ul
„standard 11 , semnalele audio sunt în¬
registrate (ca Sa un magnetofon) cu
ajutorul unui cap magnetic fix, prin
faţa căruia defilează banda magne¬
tică din videocasetă.
Banda este antrenată cu o viteză
de defilare liniară, de unde provine
calificativul folosit pentru a de¬
semna acest tip de înregistrare. Ca¬
racteristicile formatului utilizat: 2,34
cm/s pentru VHS şi 2,005 cm/s pen¬
tru Video-8 în modelul „standard 11
(SP), valori reduse la jumătate, res¬
pectiv 1,17 cm/s (VHS) şi 1,005
cm/s (Video-8) la modeiul Long
Play (LP) al acestor două formate.
Valori foarte slabe, comparate cu
cele ale casetofoanelor audio (4,75
cm/s) şi în special cu cele ale mag-
netofoanelor (9,5 cm/s şi 19 cm/s).
Şi ceea ce explică mai ales de ce
răspunsul în frecvenţă al videocase-
tofoanelor nu este câtuşi de puţin
satisfăcător la nivelul audio, datorită
vitezei de rulare mici a benzii.
Astfel, un videocasetofon VHS a
cărui bandă defilează cu 2,34 cm/s
nu poate să depăşească frecvenţa
de redare de 10 000 Hz, în timp ce
un modei utilizând o viteză redusă
ia jumătate se opreşte la
5 000—6 000 Hz.
Pentru a depăşi aceste limitări în
ceea ce priveşte redarea semnalelor
audio de frecvenţă ridicată, s-au fo¬
losit vitezele relative foarte mari din¬
tre capul rotativ şi banda magnetică:
4,84 m/s pentru VHS, 3,12 m/s pen¬
tru Video-8 (în modul SP), adica de
207 ori mai mare în primul caz (2,34
cm/s x 207) şi de 160 ori în cel de-al
.cap ştergere audio
-cap. de înregistrare şi
citire audio „standard"
+ sincro
cap ştergere
generala "1
al doilea cap
audio „HI-FI "rotat i v :
.cap ştergere audio
-cap de înregistrare si
citire audio „standard"
pistă audio normală
pista audio
32 microni\
pistă vide o
\^9mîcronî
( sensul de
1 r \ deplasare .
al benzii
pistă /
sincro/
bandă magnetică
pista audio,,Hi-Fi*
canal sîînqa
(azimuf+30 ) £
pistă audio,„Hi-FfJ
canal dreapta
(azimut - 30*)
pistă audio,,HI-FI"
canal sfînga'
; (azimut+30°]
\49 microni (video)
,32microni (audio!
piste video
■n
20
doilea (2,005 cm/s x 160) decâî vi¬
teza de defilare liniară a benzii mag¬
netice.
înregistrarea sunetului cu capete
magnetice rotative situate pe tambu¬
rul de citire nu mai prezintă nici o
dificultate în ceea ce priveşte frec¬
venţele înalte.
Acest lucru se poate face în două
moduri: Sa VHS recurgând la capete
audio distincte de capetele video şi
la Video-8 folosind capetele video şi
pentru înregistrarea semnalelor au¬
dio (prin multiplexare), adică prin
amestecul semnalelor corespunză¬
toare). Acestea sunt înregistrate şi
citite în MF (modulaţie de frecvenţă)
obţinându-se un răspuns în frec¬
venţă bun, un foarte bun raport
semnal/zgomot şi o dinamică cres¬
cută.
Sistemul D-MPX (din limba en¬
gleză Depih Multiplex Recorder), cu
înregistrare multiplex în profunzime,
utilizat de VHS „Hi-Fi“, folosind
două capete rotative specializate,
amplasate pe tamburul de analiză
(rotativ), având funcţionare indepen¬
dentă, prezintă numeroase avantaje.
La înregistrarea „în profunzime",
semnalele video sunt înregistrate la
suprafaţă, deasupra semnalelor
„Hi-Fi", care sunt stocate în toată
grosimea stratului magnetic.
Pentru aparatele VHS „Hi-Fi", dis¬
punerea capetelor rotative audio şi
video pe tamburul de analiză al vi-
deocasetofoanelor respective este
astfel făcută, încât înregistrarea
semnalelor de către capetele audio
„Hi-Fi" precede înregistrarea semna¬
lelor aplicate capetelor video (figura
1). Se remarcă capul audio „Hi-Fi"
rotativ, plasat înaintea capului video,
care înregistrează semnalele de
joasă frecvenţă ce îi sunt aplicate, în
stratul magnetic profund. Acest Iu-.
cru este posibil datorită lărgimii re¬
lative a întrefierului său (0,65/um) şi
prin intensitatea câmpului magnetic
creat.
După o anumită distanţă (notată
cu „d“ pe figură), capul video rotativ
înregistrează semnalele video peste
semnalele audio „Hi-Fi". O înregis¬
trare care nu se face ca precedenta,
în toată grosimea stratului magnetic,
ci doar la suprafaţă, ţinând cont de
lărgimea mai mică a întrefierului
(0,3 n), de frecvenţa cea mai scăzută
(300 kHz) a semnalelor video de în¬
registrat (semnale de crominanţă) şi
de intensitatea câmpului magnetic.
Practic, grosimea (d) a unei astfel
de înregistrări este determinată de
formula: d = X/4 (unde X este lungi¬
mea de undă cea mai mică a sem¬
nalelor de înregistrat). Lungimea
(unde v = 4,84 m/s).
Astfel, dacă această lungime de
undă (X) corespunde unei frec¬
venţe (f) de 300 kHz, grosimea (d) a
unei astfel de înregistrări va fi de:
4,84
d =• ;_’ , , = 4,03-10~ 6 - 4 M m.
300-10 3 -4
Deci, semnalele video se vor înre¬
gistra deasupra semnalelor audio
„Hi-Fi 1 '.
Orientarea azimuturilor diverselor
capete rotative este diferită, astfel,
în cazul clasic al VHS-ului, azimutu-
rile capetelor video sunt orientate la
±6°, în timp ce azimuturile capetelor
audio „Hi-Fi" sunt încrucişate cu
azimuturile precedente, orientările
înţrefierurilor fiind egale cu±30°.
în practică, capetele audio „Hi-Fi"
sunt poziţionate cu 60° înaintea ca¬
petelor video rotative. în figura 2a
se prezintă dispoziţia capetelor au¬
dio „Hi-Fi" rotative la un tambur de
modUatoc
lumina nf a
demodulator
lumnanta
intrare video ^
n
n
-i
modulatei; <
crormanfa
\n'
demodiafo; (
crominanfa
-1
r>
1
J
ieşire video
capete video rotative
,cap audio fix
>
L_j
«n
1 13_ 1
~ I
| REDARE |
E>
ieşire audio.
mixer audio
amplificator
audio
. normala
0 -
> h
intrare audio
reducatoana
de zgomot
modulatoare
FM
D> H
#12
>
H
—\ -
demodulatoare
reducătoare
FM
de zgomot
1 >
H
\ -
KD
ieşire audio,Hi-FΑ
VHS
VHS—HI-FI
S-VHS-HI-Fî
CD-semnal de crcrriinanfă S-VHS-PCM .
CD - semnal de luminanţă
<$jD~ semnale audio FM (stereo)
semnale audio PCM
CD
c±>
—analiză cu două capete, iar în figura
MUy 2b la unul cu patru capete.
1 In/ - Se observă că unghiurile de azi-
•mut ale capetelor video şi audio
„Hi-Fi" sunt încrucişate: + 6° pentru
capul video (B) şi —30° pentru al
doilea cap audio rotativ.
Pistele audio „Hi-Fi" şi video sunt
centrate unele în raport cu altele ca
în figura 3. Lărgimea pistelor audio
„Hi-Fi""(32 txm) este mai mică decâî
cea a pistelor video (49 fxm), acestea
fiind separate printr-un spaţiu de
gardă.
0,627 1 £ 1.8
mz
(CONTINUARE ÎN NR. VIITOR)
C±>
0,627 14JJ3
y 8 MHz
CD
0,^27 1 /. 18
10 11 MHz
semnai de
polarizare
TEHNIUM 4/1993
SEMNE
CONVENŢIONALE
■ Ina. SERBAM IUAICU •»
(URMARE DIN NR. TRECUT)
j Electrod de modulaţie de intensitate
Electrod de focalizare cu diagramă
Placă de formare a fasciculului
î
Lb» m
Electrod de divizare a fasciculului, conectat în interior
la ultimul electrod de focalizare cu diagramă a tunului
electronic
■ 2 . .... ';V' : /
—0
Electrod cilindric de focalizare
Electrod de derivă
Element de lentilă electronică
~~n .
Electrod cilindric de focalizare cu grilă asociată
—IUI
Electrod cu mai multe aperturi
oo-ooo
Electrod de cuantificare
— 0—
Electrozi de deviaţie radicală, figurată o pereche de
electrozi
FXPONOMETRU DIGITAL
DE LABORATOR
Numărătorul binar MMC 4040, a
cărui capacitate maximă este 2 11 a
fost limitat ia valoarea 2 10 cu ajuto-
rui porţii NAND CI 1.4 astfei: cînd
se depăşeşte valoarea 2 10 , un sem¬
nal Hi apare pe ieşirea 2 11 a numă¬
rătorului (pinul 15), ceea ce deter¬
mină trecerea în LO a intrării 13 a
■porţii C! 1.4 şi blochează trecerea
impulsurilor în numărător. Acesta se.
opreşte deci în starea 1024 = 2 11 .
Dar dacă fuăm în considerare, numai
primele 10 ieşiri (2°....29) care sînt
toate în LO şi care sînt conectate la
intrările de adrese aie EPROM-ului
MMN 2716, acesta din urmă „vede"
starea 1024 echivaientă cu starea 0.
Unui anumit număr N de- impul¬
suri contorizate de numărător după
un ciclu de măsură îi corespunde,
prin EPROM, un set de 3 date (bi¬
nare) înscrise în locaţia de memorie
N. Aceste 8 ieşiri de date comandă
direct un element de afişare nume¬
ric cu LED-uri (o cifră compusă din
7 segmente şi punctul zecimal).
Pentru a completa un număr com¬
pus din 2 1/2 cifre, se apelează şi la
locaţia de memorie N+1Q24, .unde
vom găsi alte 8 date, care vor co¬
manda un al doilea element de afi¬
şare, şi în loc de punct, cifra 1. în
schiţa care a fost introdusă în
schemă se observă că adresei. N îi
corespunde cifra „unităţilor" şi
punctul zecimal, în timp ce adresei
. (N+1024) îi este alocată cifra „zeci¬
milor" de secundă şi cifra 1 (zeci de
secunde). Alimentarea succesivă a
anozilor comuni ai cifrelor şi avan¬
sul adresei cu 1024 sînt realizate de
un oscilator (circa 50 Hz), construit
de asemenea cu /3E 555.
Pentru ca pe afişaj să nu se ob¬
serve „defilarea" cifrelor în timpul
numărării (pe intervalul T), intrarea
20 (validarea ieşirilor negată OE) a
EPROM-uiui s-a legat de colectorul
lui BC 173, unde este prezent;un
potenţial pozitiv (Hi) pe tot interva¬
lul T.
ETALONAREA APARATULUI
Se aplică fotorezistenţei ilumina¬
rea maximă posibilă cu aparatul de
mărit pe care-I! posedăm (diafragma
complet deschisă, raport de mărire
redus, film subexpus). Apoi se
aplică niveluri de iluminare din ce în
ce mai mici, In trepte succesive
aflate în raportul 1/2. Aceste niveluri
se obţin prin închiderea diafragmei
cu cîte o treaptă. Cînd se ajunge la
închiderea maximă, se introduce un
filtru gri de atenuare a luminii. Den¬
sitatea optică a acestui filtru trebuie
astfel aleasă încît să reproducă ulti¬
mul nivel de iluminare, dar cu dia¬
fragma complet deschisă; apoi se
continuă reducerea luminii din
treaptă în treaptă.
Pentru fiecare asemenea nivel de
iluminare trebuie determinate două
elemente: conţinutul numărătorului
binar (adresa din EPROM care va fi
apelată) şi timpul de expunere nece¬
sar pentru expunerea corectă a hîr-
tiei fotografice.
Primul element se determină prin
introducerea în montaj a unui
EPROM „auxiliar", în care se află în¬
scrise date care permit localizarea
cu suficientă precizie a adresei. De
exempiu, la adresele 0—199 se in¬
troduc date care provoacă aprinde¬
rea pe afişaj chiar a cifrelor 0—199.
Apoi pe intervalul 200—1023 se in¬
troduc date care produc aprinderea
cifrelor 2.0±10.2 reprezentînd adresa
împărţită la 100, cu ultima cifră ne¬
glijată prin rotunjire în minus.
A! doilea element, timpul de expu¬
nere, se determină experimental
pentru fiecare treaptă de iluminare,
astfel încît, pe hîrtia şi cu procesul
de developare folosite, să se obţină
0 nuanţă de gri mediu.
Putem întocmi acum un tabel,
după modelul celui alăturat, în care
trecem, pe coloane separate, timpul,
adresa şi datele ce trebuie înscrise
la adresa respectivă. între valorile
determinate experimental tabelul se
completează prin extrapolare liniară.
Adresa 0 a EPROM-ului poate fi
apelată în două cazuri:
a) cînd iumina este foarte intensă,
T este foarte mic şi nici un impuls
nu ajunge în numărător;
b) cînd lumina este foarte slabă,
T este foarte mare, la numărător
ajung mai mult de 2 10 = 1024 impul¬
suri şi acesta se blochează pe valoa¬
rea 1024 echivalentă, după cum am
arătat, cu 0 (toate cele 10 intrări ale
EPROM-ului în starea LO).
Datorită acestei nedeterminări, la
-€~
Grilă cu emisie secundară f
r
■\
Anod cu emisie secundară
Dinod
_A
Electrod fotoemisiv
•
—. . m
Electrod de acumulare
—A_Ji
Electrod de acumulare cu fotoexcitaţie
-A-M
Electrod de acumulare cu emisie secundară în sensul
săgeţii
jezji
Electrod de acumulare cu fotoconducţie
3. ELEMENTE DE SîMB
OLURI PRINCIPALE UTILIZATE PENTRU TUBURILE
DE MICROUNDE
Simbol
Denumire
Forma simplificată
Q
Ansamblul tunului de electroni, figurat cu Incintă
j
n
\
Reflector
(CONTSNUÂRE ÎN NR. VIITOR) '
Fiz. OH. BĂLUŢĂ
Fiz. EUGENIA GĂRBUWESCU
(URMARE DIN Nr. TRECUT)
adresa 0 nu se înscrie nici o dată
(toate datele rămîn HI, ca într-o me¬
morie ştearsă) astfel că afişajul va fi
complet stins.
în următoarele 5—6 adrese nu se
vor înscrie cifre din cauza preciziei
reduse pe care o asigură măsurăto¬
rile foarte scurte. De aceea se va
afişa o linie pentru valorile foarte
mici ale timpilor.
Adreselor mai mari le corespund
timpi mai mari, în exemplul nostru
de la 0,6 la 162 secunde. Maximul
afişabil este de 199 secunde. Se ob¬
servă că pentru timpi egali sau mai
mari decît 20 secunde se renunţă la
fişarea zecimilor de secundă şi a
punctului zecimal fără ca precizia să
fie afectată în mod semnificativ. Evi¬
dent că în aceste cazuri semnificaţia
cifrelor afişate de cei 2 1/2 digiţi se
schimbă, devenind sute, zeci şi res¬
pectiv unităţi (secunde).
EPROM-ul necesar exponometru-
lui va fi programat conform datelor
din tabel. Se poate folosi programa¬
torul descris în Tehnium nr. 8/1992.
Timpul
(sec)
Adresa
N
Datele
în N
Adresa
N+1024
.Datele
N+1024
0
1024
_
1
—
1025
_
2
_ ■
1026
—
—
3
—
1027
■. —
—
4
—.
1028
—
_
5
—
1029
—-
—
6
■ —
1030
• ... — ■
0,6
7
0 .
1031
6
0,7
8
0.
1032
7
0,9
9
0 .
1034
9
1,0
10
1 .
1035
0
1,2
11
1.
1036.
2
Timpul
(sec)
Adresa
N
Datele
în N
Adresa
N+1024
Datele
N+1024
1,4
12
1 .
1037
4
9,8 ‘
54
9.
1078
8
10,0
55
0 .
1079
0 .
10,2
56
0 .
1080
2.
10,5
57
0 .
1081
5.
19,8
100
9.
1124
8.
20
101
2
1125
0
20
102
2
1126
0
.20
103
2
1127
0
21
104
2
1128
1
162
1023
6
2047
2.
22
TEHNSUM 4/1993
• Tacâmuri
• Foarfece de uz casnic şi agricol
• Bricege şi cuţite diferite
• Articole sport-turism
Celor interesaţi a cunoaşte înlocuirea CIRCUITELOR INTEGRATE LINIARE din apa¬
ratura electrocasnicâ sovietică , cu CIRCUITE INTEGRATE LINIARE din producţia eu¬
ropeanăle recomandăm lucrarea TEHNIUM — SERVICE — Circuite Echivalente.
Lucrarea poate fi procurată de ia redacţia TEHNIUM —- Piap Presei Libere nr. 1, sec¬
tor 1,
Informaţii la telefon: 618 35 66 .
Administraţia: Editura „Presa Naţională" S.A.
Redactor şef: ing. SLSE.IISHĂESCU
Secretar general de redacţie: ing. ŞEEBAM MAICO
Redactor: D. CHIŢÂ; ¥. CÂMPEANU
Grafică: I. ÎVÂŞCU
Corectură: GEORGE iWÂŞCU
Secretariat M. MÂRSNESCU
Tiparul executat
la Imprimeria „Coresi'
Bucureşti
Copyright Tehnium 1993
Cu o vechime de peste 100 am,produce încălţăminte desti¬
nată următoarelor categorii: <
• copii • adolescenţi • femei • bărbaţi. în cadrul între¬
prinderii se pot întâlni mai multe sisteme de confecţie:# încăl¬
ţăminte cu talpa lipită — I.L. • încălţăminte cu talpa cusută
pe ramă — C.R. # încălţăminte cu talpa injectată direct peJ
feţe — I.J.
încălţămintea realizata in cadrul societăţii prezintă o qolpris-
tică diversificata — pielea fiind realizată în tabăcăria proprie
— atât vegetală cit şi minerală.
Solicitările partenerilor externi sunt o garanţie a calităţii
.produselor noastre pe pieţele cele mai exigente din lume.
încălţămintea realizată la S.C. ,.Dâmboviţa“ S.A. poartă pe
ea marca fabricii noastre „DIMBO“.
y Dacă marfa produsă sub marca „DIMBO" nu se găseşte în
magazinele de desfacere, înseamnă că s-a vândut, dar oricând
şo uzitările dv. pot fi satisfăcute, vizitându-ne magazinele pro¬
prii din str. Splaiul Unirii, nr. %. "
SOCIETATEA COMERCIALA
DE SCULE CU SUPERABRAZIVI
DIASFIN S.A.
Şos. Pantdimon nr. 1 , sector 2, cod 73381 — Bucureşti — ROMANIA
Tel. 635 48 29, Fax: 642 68 35, Tlx: 10466
h . - :
S.C. „DIASFIN“ S.A. are ca
obiect de activitate producerea şi
comercializarea, îa intern şi ex¬
tern, a unei game largi de scule
cu' superabrazivi (diamant sinte¬
tic, azotură cubică de bor, poli-
cristale de diamant sintetic):
® scule pentru prelucrarea
curburilor metalice sinterizate;
• scule pentru prelucrarea
oţelurilor tratate;
• scule pentru prelucrarea
sticlei şi ceramicii;
• scule pentru debitat şi pro¬
filat materiale de construcţii
(marmură, . granit, ceramică,
faianţă, gresie, lemn, etc.);
® scule pentru îndreptat şi
profilat corpuri din abraziv con¬
venţional;
• filiere pentru trefilat
sârmă;
• scule diamantele de uz sto¬
matologic.
Sperând într-o bună colabo¬
rare în viitor, vă mulţumim pen¬
tru interesul acordat produselor
noastre.