Tehnium/1993/9308

Similare: (înapoi la toate)

Sursa: pagina Internet Archive (sau descarcă fișierul PDF)

Cumpără: caută cartea la librării

CQ-YO.

Oscilatoare

AUDIO .

Incintă acustică M.F.B.
Generatoare pentru verificarea
amplificatoarelpr Hi-Fi
(urmare din ntrmărul trecut)

16—17

REVISTĂ LUI
ENTRU COiSTRI
AMATORI

ADRESA REDACŢIEI: „TEHNIUM",

BUCUREŞTI, PIAŢA PRESEI LIBERE NR. 1,

COD 79784, OF. P.T.T.R. 33,

SECTORUL 1, TELEF0N:618 35 66-617 60 10/2059

Preţul 150 LEI

TEHNICĂ MODERNĂ .pag. 2—3

Interfaţă serială pentru terminal
Masterfile

SERVICE . pag. 12—15

Monitorul monocrom de 31 cm
Completare la multimetrul 114315

VIDEORECORDERE . pag. 18-20

Videocamera. înregistrarea
semnalelor video.

Hi-Fi şi stereofonie (urmare
din numărul trecut)

SEMNE CONVENŢIONALE .pag. 20

Tuburi electronice (urmare
din numerele trecute)

ATELIER .

Remodulator suplimentar
pentru videocasetofon

MAGAZIN AUTO.

Simboluri grafice pentru
lumini

INIŢIERE IN

RADIOELECTRONICĂ .

Polarizarea tranzistoarelor
bipolare

LABORATOR .

Orgă de lumini
Sonerie muzicală

pag. 10—11

INTERFAŢĂ

SERIALĂ_

pentru_

TERMINAI_

■ Gh. BALUŢA, ALEX. COTTA

şiri trec prin bufferui LS 244 spre in¬
trarea paralel a terminalului. Dacă
nu poate fi procurat acest Ibuffer se
poate utiliza 1 V 2 capsule--MMC
4050.

Pe de altă parte semnalul efectu¬
ează tentative de acţionare a bascu¬
lei set-reset realizată cu CI 1.1 şi
1.2, Mai exact, fiecare front negativ
al semnalului tinde să aducă bas--
cula în starea când ieşirea 4 a lui CI
1.2 este „zero“ logic. Această bascu¬
lare este efectivă numai pentru fron¬
tul anterior al bitului de start, cele¬
lalte fronturi negative nemaiavând
efect. în starea menţionată a bascu¬
lei, circuitele MMC 4060 şi MMC
4017 nu mai sunt resetate şi intră în
funcţiune: primul ca oscilator/divi-
zor de frecvenţă, iar al doilea ca nu¬
mărător cu 10 ieşiri decodificate.

Oscilatorul cu MMC 4060 se reg¬
lează pe 153,6 kHz din potenţiome¬
tre La ieşirile sale sunt disponibile
şapte frecvenţe, corespunzătoare
celor şapte viteze şelectabile din co¬
mutatorul K. De la acest comutator
impulsurile se aplică în trei puncte,
pe care le vom analiza pe rând.

1 <LSB> <

MMC 4017

STR0BE

Montajul prezentat în continuare
permite adaptarea unor terminale
prevăzute cu intrare paralelă de date
(de exemplu o imprimantă compati¬
bilă CENTRONICS) la un calculator
cu ieşire serială de date compatibilă
cu norma RS 232 C sau CCITT-V.
24 (de exemplu HC şi Cobra).

Amintim că, în tehnica de calcul,
datele pot fi transmise în două mo¬
duri:

serie, bit după bit, printr-un
singur conductor;

— paralel, de pildă, câte 8 sau 16
biţi simultan printr-un număr cores¬
punzător de conductoare.

Transmisia serie are o irfiynitate
mare la paraziţi, mai ales când pe li¬
nie se transmit curenţi importanţi, şi
din acest motiv se foloseşte cu pre¬
cădere în cazul distanţelor mari
(zeci sau sute de metri). Transmisia
paralelă se distinge prin viteză mult
mai mare şi de aceea este mai frec¬
vent întrebuinţată.

Montajul este mai degrabă un
adaptor care se intercalează între ie¬
şirea serie a calculatorului şi intra¬
rea paralelă de date a terminalului.
Datele de la calculator sunt primite
pe intrarea RxD (Received Data).
Conform normelor menţionate, ten¬

siunea pe linia de transmisie poate
avea valori în intervalul (-3...-12 V)
în pauză, pe durata biţilor „unu“ de
date şi a bitului de stop, sau valori
în intervalul (+3...+12 V) pe durata
biţilor „zero“ şi a bitului de start.

Succesiunea în timp a semnalelor
acceptate pe linie este: un bit de
start, opt biţi de date (începând cu
cel mai puţin semnificativ -LSB- şi-
terminând cu cel mai semnificativ
-MSB), apoi un bit de stop. Nu se"
foloseşte bit de paritate, iar transmi¬
sia este asincronă (fără semnal de
ceas pe un conductor separat). Vi¬
teza de transmisie poate fi una din
valorile 150, 300, 600, 1 200, 2 400,
4 800 sau 9 600 Baud/s.

Rolul montajului' este de a sesiza
începerea transmisiei (bitul de
start), de a primi succesiv cei opt
biţi de date pe care îi memorează
într-un registru, iar la terminarea
operaţiunii — de a genera un impuls
(strobe) care determină terminalul
să preia cele opt date memorate de
montaj. Adaptorul aşteaptă apoi ur¬
mătorul octet de date, care va de¬
buta cu un nou bit de start. Durata
aşteptării este minim un bit (de
stop), dar poate fi mai mare dacă
terminalul nu poate prelucra în
acest interval octetul precedent.

Intr-un asemenea caz, terminalul
menţine ieşirea BUSY la nivelul
„unu“ logic (nivel TTL) pe toată du¬
rata prelucrării. Adaptorul inver¬
sează acest semnal şi menţine intra¬
rea DTR (Data Terminal Ready) a
calculatorului la nivel „zero“ logic,
ceea ce are ca urmare întreruperea
transmisiei datelor spre terminal.

Să urmărim funcţionarea montaju¬
lui din Fig. 1, cu ajutorul oscilogra¬
melor din Fig. 2. Semnalul primit pe
borna RxD este inversat şi format
TTL cu CI 2.1 (1/4 din capsula ROB
1489, special fabricată pentru ase¬
menea scop). Condensatorul de
10 nF ataşat inversorului are rolul
de a elimina impulsurile parazite
foarte scurte care sunt prezente în
semnalul de ieşire al unor calcula¬
toare. De la ieşirea 3 a inversorului
semnalul este aplicat în două
puncte.

Pe de-o parte semnalul ajunge la
intrarea 7 a unui registru static de
deplasare cu 8 etaje, realizat prin
cascadarea celor două registre dâ
câte 4 etaje din capsula MMC 4015.
Registrul are intrare serie, iar ieşirea
este paralelă. Deplasarea datelor în
celulele registrului se face cu un
pas la fiecare front pozitiv al
clock-ului (pinii 1 şi 9). Cele opt ie-

Pe de-o parte, fiecare front pozitiv
al impulsurilor creează un scurt
semnal pozitiv printr-un circuit de
diferenţiere, semnal aplicat la intră¬
rile clock ale registrului 4015. Ob¬
servăm în Fig. 2 că aceste semnale
sunt centrate pe fiecare bit transmis,
ceea ce asigură corectitudinea citirii
datelor. O diferenţă mai mare de ±
4% între frecvenţa de transmisie a
calculatorului şi frecvenţa oscilato¬
rului nostru provoacă deja alterarea
datelor, motiv pentru care reglajul
corect şi stabilitatea oscilatorului
sunt critice.

în al doilea rând, impulsurile de la
K se aplică pe intrarea 14 a numără¬
torului 4017. Acesta avansează ,cu
un pas la fiecare front pozitiv al im¬
pulsurilor. Este folosit pasul „nouă",
care se termină pe bitul de stop: co¬
borârea în starea „low“ a ieşirii 11
provoacă, printr-un condensator, re¬
venirea basculei în starea iniţială de
aşteptare a unui nou tren de impul¬
suri pe linia de transmisie. Această
stare produce resetarea circuitelor
4060 şi 4017.

în al treilea rând, impulsurile de la
K ajung la inversorul CI 1.3 şi apoi
la intrarea 12 a porţii NAND — CI
1.4. Ieşirea 11 a acestei porţi trece
în zero logic atunci când se reali-

TEHNIUM 8/1993

zează simultan condiţiile: numărăto¬
rul 4017 este pe pasul „nouă", iar ie¬
şirea 10 a lui CI 1.3 este în unu lo¬
gic. Condiţiile se realizează la sfârşi¬
tul bitului 8, moment în care, cu aju¬

torul unui circuit de diferenţiere, se
generează un impuls negativ scurt
(circa 5 ns). Inversoarele CI 2.3 şi
2.4, disponibile în capsula ROB
1489, au fost folosite pentru forma¬
rea impulsului ce se aplică la intra¬

rea STROBE a terminalului. Obser¬
văm că, în momentul generării, sem¬
nalului negat de strobare, datele
aflate în registrul de deplasare (ulti¬
mele opt date intrate) sunt tocmai

cele corespunzătoare biţilor de date,
astfel încât valorile „unu" şi „zero"
logic atribuite convenţional biţilor
de stop şi de start nu sunt luate în
consideraţie.

Alimentarea montajului se face cu

5 V/max. 150 mA. Stabilizarea este
esenţială pentru menţinerea frecven¬
ţei în limitele menţionate. Reglajul
ocilatorului se face în condiţii reale
de exploatare, după o perioadă de

stabilizare a temperaturii („încălzi¬
rea"). Măsurarea valorii menţionate
mai sus nu se face direct pe pinii 9,
10 sau 11 ai lui MMC 4060, unde
frecvenţmetrul modifică sensibil
condiţiile de ocilaţie, ci la bornele

comutatorului K. De exemplul pe
poziţia 9 600 Baud/s trebuie să gă¬
sim frecvenţa 9 600 Hz.

O soluţie ideală pentru stabiliza¬
rea frecvenţei oscilatorului este utili¬

zarea unui cuarţ care are frecvenţa
de rezonanţă 153,6 kHz, conectat
într-o manieră tipică la MMC 4060,
dar procurarea acestuia este dificilă.

MASTERFILE

vează numai şirul F$ al
c ărui nume trebuie să îi
introduceţi Dvs.

Pentru a încărca orice fi¬
şier care a fost salvat
separat se va folosi
opţiunea "V" din MM urmată
de "L".

La încărcarea unui fişier
cel anterior se şterge
automat.

Pentru a încărca iniţial
Masterfile se va das
CLEAR nnnnn:LGAD""

Valoarea lui nnnnn pentru
versiunea 08 este 57036.
Uneie PGKE-Uri
Pentru mai.mult de 26 de
DATA REFERENCE se poate
mări domeniul pemiţînd 0-3
şi caractere speciale
între 3 şi A, se dă:

-PGKE 64280,48
-PGKE 64306,48
-PGKE 58166,48
pentru versiunea 08 sau
-PGKE 65534,48 pentru ver¬
siunea 03 sau mai mare.
USER—BASIC

Irig. ŞQRICUŢ C.

(URMARE DIN Nr. TRECUT)

' Apel abil din MM cu opţiu¬
ţi nea "U" şi "Y" permiţ'înd
I înr egistr ăr i 1 or selectate
să fie prelucrate.

I MICRGDRIVE

J Pentru a adapta MAŞTER-
j F1LLE la microdrive este
| necesară modificarea unei
| părţi ale BASIC-uiui.
jSe va încărca de pe casetă
I în mod normai apoi goliţi
I; fişierul şi salvaţi pro-
I gramul în cod maşină, prin
I MM opţiunea L şi CAP3
ISHIFT 6, intr'înd fără nu¬
măr de linie şi introdu-
I ceţ i:

SA VE * " m " j 1 m f " MF mc od e " CGDE
5/03 7,8433 t vezî not ă >

Mai departe modificaţi
| toate liniile care conţin
LGAD şi SAVfc astfel!

1 4020 SAVE* " m " ; VAL " 1 " ; C$ (. I G

: VAL "IO".) DATA F$ O : 6G TG
USR R

4030 SAVE* " m " ; VAL "1"; *. IIJ

VAL" 10" > LINE VAL "403b"!

| GG TG GSR R
4035 LGAD*"m"j VAL"1";

I "MF mc od e"CGDEsSG T G VAL -
" 1 "

4050 LGAD* " m " ? VAL " 1 " ; C* <. IG
j VAL " 10" .) DA f A F $ ( .) s GG TU
I USR R

j| apoi se modifică linia 1:
i 1 PRIN I;s PAPER VALCU
l'TG USR R urmată de un CU
| TU 1 şi salvare prin MM cu
opţiunea "V" şi JT-’".
j NUTA : 57037,8439. se referă
la versiunea 08 pentru
Salte versiuni se foloseşte
j n-f-1,65535-n unde n este
|argumentul comenzii CLEAR
din labei-ul programului
|de pe casetă.

Alte informaţii
Firma TRANSFORM Ltd.

|Revista Sinclair User
BIBLIOGRAFIE
1Documentaţia program
IMASTERF1LLE.

TEHNIUM 8/1993

po u i ..

■:

BIPOLARE

Pagini realizate de ing. ŞERBAIM fUAICU

Tranzistorul bipoţar având două
joncţiuni (EB şi CB), fiecare dintre
ele putând fi polarizată direct sau
invers, rezultă că există patru
regimuri de lucru ale acestuia.

Două dintre ele (tranzistorul
saturat sau blocat) au fost
prezentate într-un număr anterior al
revistei (4/1 993) în cadrul
materialului „Tranzistorul în
comutaţie".

Mai rămân de prezentat două
regimuri de lucru ale tranzistorului şi
anume regimul activ normal (RAN)
şi regimul activ invers (RAI).

Regimul activ normal este modul
de lucru cel ^ mai utilizat al
tranzistorului. în cadrul acestui
regim de lucru, joncţiunea
emitor-bază (EB) este polarizată
direct, iar joncţiunea colector-bază
(CB) invers.

Polarizarea tranzistorului, pentru
funcţionarea sa în regiunea activă
normală, se poate face cu două
surse de tensiune sau cu o singură
sursă (cazul real utilizat în aplicaţii).

în figura 1, este prezentat un
tranzistor pnp în conexiune
bază-comună (BC) polarizat cu două
surse. Sursa E £ polarizează
joncţiunea EB în mod direct, iar
sursa E c polarizează joncţiunea CB
în mod invers.

Putem scrie relaţiile pentru
circuitul de intrare şi cel de ieşire:

E £ = Re ■ l £ + U £ b şi Ec = Rele — Ucs

In figura 2 este prezentat un
tranzistor pnp în conexiune
emitor-comun (EC) polarizat cu
două surse de tensiune.

în circuitul de intrare şi cel de
ieşire avem relaţiile:

E b = Raia + U £ a şi Ec = Rele — Uc£

Soluţia polarizării cu două surse
de alimentare este, de obicei,
contraindicată în aplicaţiile practice
(neeconomică).

în mod obişnuit se utilizează o
singură sursă de alimentare, cea din
circuitul de ieşire, care asigură şi
pojarizarea bazei. .

în figura 3, se prezintă un circuit ||
simplu de polarizare cu o singură j

sursă de alimentare, cu divizor I

rezistiv în bază (utilizând un jj

tranzistor npn), iar în figura 4,
circuitul său echivalent, utilizând ;j

două surse.

în situaţia polarizării cu o singură $

sursă, se observă că baza şi |

colectorul trebuie plasate la |

potenţiale de acelaşi semn faţă de !j

emitor (pozitiv în cazul tranzistoare-
lor npn, şi negativ la tranzistoarele I

pnp). Deci, se aplică pe bază o ;i

tensiune luată de la borna 1

neconectată la masă a sursei I

(tensiune pozitivă), printr-un divizor a

(figura 3) sau printr-o rezistenţă 1

(figura 5).

Dacă s-ar fi aplicat pe bază o f

tensiune obţinută printr-o rezistenţă

în emitor, s-ar fi blocat tranzistorul,
deoarece aceasta ar fi fost de semn
contrar tensiunii llc£.

în cazul prezentat în figura 5,
potenţialul pozitiv pe bază se
asigură prin rezistorul R a (R £ =R S i în

paralel cu R s2 ) de "ha sursă; Ec.
Circuitul din figura 3 mai este dei
numit „cu tensiune de bază con¬
stantă", iar cel din figură 4 „cu cu¬
rent de bază constant".' In primul

caz, tensiunea constantă a bazei o
asigură divizorul de tensiune
R B1 , R B2 străbătut de un curent l D =
E c

= —- ţ *——. Acest curent de divi-

^B1 + ^B2

zor se alege mult mai mare decât
curentul de bază (l D > 10 l B ).

în figura 6, este prezentată

caracteristica de intjare a circuitului
din figura 5. în planul de

caracteristici i B , U ££ se trasează

dreapta corespunzătoare relaţiei:
U s£ = Ec — l £ R £ , determinându-se
punctul static notat cu P (U fl£ , i £ ).
Apoi se găseşte punctul static de
funcţionare (P.S.F.) în circuitul de
ieşire (din figura 7) în care curba pe
care se află P.S.F. este determinată
de valoarea curentului l £ determinată
în circuitul de intrare, iar dreapta de
sarcină corespunde relaţiei: Ec =
Rdc + U C £. Este necesar ca P.S.F. să
se găsească sub hiperbola de
disipaţie, caracterizată prin relaţia:
U C £ • Ic = P d a , unde P da — este
puterea maxim admisibilă (sau P lql ).

în cazul utilizării tranzistorului în
^R.A.N. punctul de funcţionare al
"tranzistorului se va alege în regiunea
permisă, situată între zona de
saturaţie, cea de blocare şi hiperbola
de disipaţie (fără a depăşi \ Cmax şi

U CEmax) ■

Valorile rezistoarelor din figura 5
rezultă simplu:

Curentul de colector are expre-
sia: l G = Ib (P + IMcbo-

Neglijând l GB0 (la tranzistoarele
cu Si) obţinem: l c - I B .

Deci: R b = -ţ 2 - ^l B = -Ş^ =

! B n B

= const.

S-a neglijat 1% E Q (0,2 V la
tranzistoarele cu Ge şi 0,65 V la cele
cu Si). t

A rezultat, deci, o valoare con¬
stantă a curentului de bază, pentru
această schemă. Neajunsul schemei
este că prezintă o variaţie impor¬
tantă a valorii curentului de colector
cu temperatura. La tranzistoarele cu
Si factorul de amplificare în curent
(/3) este cel mai puternic influenţat
de creşterea temperaturii, iar la
tranzistoarele cu Ge, curentul rezi¬
dual I cbo este influenţat în cea mai
mare măsură. Tranzistoarele cu Ge
sunt cel mai puternic ' afectate de
temperatură.

Deci, circuitul prezentat nu satis¬
face condiţiile de stabilitate ale

TEHNIUM 8/1993

punctului static de funcţionare, pre- oarece creşterea temperaturii duce
zentând o variaţie mare a curentului la creşterea lui l c prin intermediul
de colector cu temperatura. Acest tuturor celor trei parametri (/3,\Jbe,
circuit este utilizat numai în cazul I C bo)-

etajelor amplificatoare de semnal Se pune problema minimizării
mic care lucrează la temperaturi creşteri lui l c prin alegerea elemen-

constante (apropiate de cea am- telor circuitului,
biantă). Insensibilizarea P.S.F. cu condiţi¬

ile de funcţionare (variaţii în limite
STABILIZAREA PUNCTULUI largi ale temperaturii, componente

STATIC DE FUNCŢIONARE cu dispersie tehnologică) se poate

face prin introducerea în schema
Stabilizarea punctului static de electrică a unor elemente liniare (re-

funcţionare (P.S.F.) cu variaţia tem- zistoare) sau prin introducerea unor
peraturii constă de fapt în stabiliza- elemente neliniare, de compensare
rea curentului de colector (l c ), de- (termistoare, diode, tranzistoare).

a) METODE LINIARE

Cel mai răspândit procedeu con¬
stă în introducerea unei rezistenţe
serie în emitor, R £ (figura 9).

La montajul fără rezistor în emi¬
tor, la o creştere a temperaturii va
creşte şi Icbo, va scădea tensiunea
de deschidere a joncţiunii BE —
U B £ — cu aprox. 2mV pentru fiecare
grad Celsius şi va rezulta o creştere
a lui l £ (şi Ic). Rezultă o-variaţie ne¬
dorită a P.S.F. (figura 8).

Prin introducerea rezistorului se¬
rie în emitor, se reduce variaţia lui
I cbo cu temperatura. Astfel, la creş¬
terea temperaturii prin creşterea lui
l £ , la bornele lui R £ va apărea o că¬
dere de tensiune care va reduce po¬
larizarea suplimentară a joncţiunii
EB, deci se va opune creşterii lui l CB0 .

Din relaţia: l B = ■^~ U d~ r e i e

r b

se observă că la creşterea căderii
de tensiune pe rezistorul de emitor
(Rgl E ) va rezulta o scădere sensi¬
bila cu temperatura a lui l B , şi deci şi
a curentului de colector (l Q - y. U D
reprezintă tensiunea de deschidere
a joncţiunii BE.

Deci R e acţionează ca o reacţie
negativă serie (sau reacţie de cu¬
rent), având rolul de a determina o
valoare a curentului de colector l c
puţin sensibilă la variaţia curentului
rezidual de colector l CB0 (variabil
cu temperatura).

Prin introducerea rezistorului de
emitor R E schema electrică din fi¬
gura 3 ia torma celei din figura 9, iar
cea din figura 4 devine cea din fi¬
gura 10.

Valorile lui R B = şi,_

R B1 + R B2

E b = ~ , Z, - C din figura 11,

m B1 m B2

rezultă echivalând rezistoarele R B1
şi R B o şi sursa EC din figura 10 (din¬
tre baza tranzistorului şi borna
minus a sursei, puncte notate cu X)
printr-un generator de t.e.m.
constantă, conform teoremei lui
Thevenin.

Pentru figura 11 avem relaţiile:

Ic ~ 01 b

l E = l B + l c = (0 + 1)I B
E B = U B E Re'e + R B I B = W B E

+ R e (0 + 1 )I b +R b I b =

= U be + [R b + (0+ 1)R e ] • l B

O E b - U BE
R b + (0+1)R e

(CONTINUARE ÎN Nr. VIITOR)

TEHNIUM 8/1993

CQ-YO

Pagini realizate în colaborare
cu MINISTERUL TINERETULUI şi SPORTULUI

OSCILATOARE

Ing. CLAUDIU IATAN, Y08AKA i

— f 2

Schematic un circuit oscilant electric LC deri¬
vaţie este prezentat în figura 1 , iar în figura la
diagrama vectorială a circuitului oscilant. El este
realizat prin legarea în paralel a unei bobine de
inductanţă L cu un condensator de capacitate C.
S-a notat cu R rezistenţa de pierderi a bobinei,
rezistenţa de pierderi a condensatorului C fiind
neglijată faţă de R. Curentul l c este decalat înain¬
tea tensiunii U iar curentul h este decalat în urma
tensiunii. Când frecvenţa tensiunii aplicate va¬
riază, amplitudinea acestei tensiuni fiind menţi¬
nută constantă, valorile curenţilor l c şi li se mo¬
difică. La o anumită frecvenţă, numită frecvenţă
de rezonanţă, curentul total I, care reprezintă
suma celor doi curenţi, ajunge în fază cu tensiu¬
nea aplicată U, circuitul comportându-se ca o re¬
zistenţă pură (figura la). Impedanţa circuitului
poate fi scrisă sub forma:

Oscilatorul în general, dar VFO-ul în special,
reprezintă etajul „cheie" de care depind în mare
măsură buna funcţionare şi performanţele mul¬
tora dintre aparatele de emisie şi de recepţie ale
radioamatorilor. Nu vom obţine rezultatele dorite
executând un etaj oscilator după o schemă dată,
ca să nu mai vorbim de proiectarea unui astfel de
etaj, dacă nu avem un minim de cunoştinţe teore-
rice.

Modul de funcţionare a unui circuit oscilant cu
bobina (L), condensatorul (C) şi întrerupătorul
(K) a fost descris cu prisosinţă în literatura pen¬
tru radioamatori, încât nu mai insistăm. în cele ce
urmează vom căuta să scoatem în evidenţă efec¬
tele ce le au elementele ce compun un oscilator
asupra parametrilor acestuia, dar nu înainte de a
face o clasificare a oscilatoarelor şi o scurtă des¬
criere.

Oscilatoarele de radiofrecvenţă se împart în
două mari categorii: oscilatoare cu circuite osci¬
lante LC şi oscilatoare cu elemente neelectrice
(piezoelectrice şi magnetostrictive). La rândul lor
oscilatoarele LC pot fi împărţite în: oscilatoare
LC cu reacţie şi oscilatoare LC cu rezistenţă ne^
gativă.

Oscilatoarele LC pot fi realizate cu frecvenţa de
oscilaţie fixă sau variabilă (VFO). Ultima catego¬
rie interesează cel mai mult, deoarece sunt cele
mai greu de realizat pentru a corespunde para¬
metrilor ceruţi.

R+jtuL +———-

jatC

Separând partea reală de cea imaginară din re¬
laţia ( 1 ) şi anulând partea imaginară, se obţine |
următoarea expresie pentru frecvenţa de rezo- îj
nanţă a circuitului:

<2) i

2n l/EC l

Ştiind din practică că valoarea rezistenţei R este f
mult mai mică decât valoarea reactanţei L, frec- S
venţa de rezonanţă a circuitului din figura 1 j
devine: |

Impedanţa circuitului derivaţie la frecvenţa de
rezonanţă este dată de relaţia:

< 4 > L

Zo = —— = Qai 0 L, unde:

Q = —-— = ——— este factorul
R oj 0 CR

j de calitate al circuitului la frecvenţa de rezonanţă
j fo. Banda de trecere a circuitului derivaţie se de-
1 fineşte ca fiind diferenţa dintre frecvenţele la
U 1

! care raportul —— = - 7 =— = 0,707. Relaţia între
I Uo \ 2

banda de trecere şi factorul de calitate al circui-
j tului la frecvenţa de rezonanţă, va fi dată de:

r —s-

i Reiese că banda de trecere a unui circuit deri-
I vaţie este cu atât mai mică (circuitul este cu atât
! mai selectiv) cu cât factorul de calitate este mai
| mare. Circuitul oscilant derivaţie mai poate fi
I realizat sub două forme: cu divizor inductiv sau
i cu divizor capacitiv (fig. 2 a şi b).

Frecvenţa de rezonanţă a circuitului derivaţie
■j cu priză pe bobină este dată de relaţia:

(7) 1

f 0 = - r - unde: Lo = L t + L 2 + 2M,

27 rţ/EoC

| iar M reprezintă inductanţa mutuală între induc-
i tanţele L : şi L 2 . Pentru circuitul derivaţie cu divi-
| zor capacitiv frecvenţa de rezonanţă este:

» . 1 . - C,-C,

f 0 = - —. - unde: Co = —————

2 rr ţ/CoL ^ + C 2

Aceste circuite oscilante pot asigura un factor
de calitate (Q) până la valori de ordinul 200—500,
în cazul folosirii miezurilor de ferită la bobine.
Sunt situaţii când circuitul oscilant trebuie să asi¬
gure un factor de calitate mult superior.

în acest caz, se recurge la oscilatoarele neelec¬
trice conform clasificării făcute, la oscilatoarele
echipate cu cristale de cuarţ (piezoelectrice).
Anumite cristale, cum sunt cuarţul, turmalina, sa¬
rea Seignette, etc. prezintă proprietăţi piezoelec¬
trice. Cristalul utilizat în domeniul frecvenţelor ra¬
dio este cuarţul. Dacă unui cristal de cuarţ i se
aplică un efort mecanic, atunci pe feţele lui apar
sarcini electrice, acest fenomen fiind denumit
efect piezoelectric direct. Fenomenul este reversi¬
bil, adică la aplicarea unei tensiuni electrice între
două feţe ale cristalului, vor apărea deformări
mecanice ale acestuia. Aplicând o tensiune alter¬
nativă electrozilor de contact ai unei plăcuţe cu
cuarţ, aceasta va vibra mecanic în ritmul frecven¬
ţei tensiunii aplicate când freqyenţa de rezonanţă
mecanică este egală cu cea a tensiunii. Vibraţiile
sunt produse în moduri diferite, funcţie de axa de
tăiere a cristalului şi poziţia electrozilor de con¬
tact faţă de anumite axe ale cristalului. La frec¬
venţe mici se folosesc vibraţii de încovoiere, iar Ja„
frecvenţe mari, vibraţii de forfecare în grosime.
Frecvenţa de rezonanţă mecanică depinde de
grosimea plăcuţei de cuarţ, fiind cu atât mai mare
cu cât cristalul este mai subţire, deci frecvenţa
este limitată. Se construiesc totuşi cuarţuri care
excitate cu o tensiune alternativă cu frecvenţă
până la 30—50 MHz, prezintă fenomenul de rezo¬
nanţă, placa rezonând însă pe o armonică „meca¬
nică". Frecvenţa de vibraţie (în kHz) a cristalului
de cuarţ tăiat după diferite axe este dată de reala-

ţia:

unde S este grosimea plăcii în mm.

Cristalul de cuarţ este echivalent din punct de
vedere electric cu un circuit oscilant compus
dintr-o inductanţă L q , o rezistenţă R q şi o capaci¬
tate C g , toate legate în serie (fig. 3), în care L q re¬
prezintă masa cristalului, C ? elasticitatea sa şi R ţ
reprezintă frecările mecanice. Capacitatea Cp
este capacitatea dintre electrozii de contact ai

TEHNIUM 8/1993

cristalului şi care are valoarea între 1— 2 pF, pe
când C g reprezintă fracţiuni de pF. Din acest mo¬
tiv circuitul echivalent se comportă ca un circuit
oscilant derivaţie. Datorită acestui fapt, frec¬
venţa de rezonanţă serie fs a circuitului R q , L q , C„
este foarte apropiată de cea a circuitului deri¬
vaţie fp. Frecvenţele de rezonanţă serie şi deri¬
vaţie sunt date de relaţiile:

(9) 1 (10)

fs =- - ■ ■ ■ şi fp

2tT 1/ LgCg

iar factorul de calitate al circuitului echivalent
este dat de relaţia:

Deoarece rezistenţa de pierderi este mult mai
mică decât reactanţa co s L q factorul de calitate
poate ajunge la valori foarte mari. Dacă luăm în
consideraţie următoarele cifre: R 9 de ordinul a
10 kfl la 50 kHz şi care se reduce la 1 kO între 50
kHz şi 1 MHz şi scade până la 100H peste 1 MHz.
Inductanţa L*, de asemenea, are valori cuprinse
între zeci de mH şi sute de Henry. Capacitatea C p
este de 1—2 pF, iar C, este de circa o sută de ori
mai mică. în acest caz factorul de calitate este
cuprins între 10 000 şi 50 000. Dacă cuarţul este
închis într-un balon de sticlă vidat pentru a su¬
prima amortizarea cauzată de aer, se pot atinge
valori ale factorului de calitate de ordinul a
500 000.

Dezavantajul acestor oscilatoare este acela că
ele lucrează pe o frecvenţă fixă, respectiv frec¬
venţa cuarţului.

Modificând anumite elemente de circuit din
schema unui oscilator cu cuarţ, este posibilă va¬
riaţia frecvenţei în anumite limite. Aceste variaţii
ale frecvenţei sunt de ordinul 1—1,5%, ceea ce,
desigur este foarte puţin. Aceste tipuri de oscila¬
toare se numesc VXO, al căror circuit echivalent
este prezentat în figura 4. într-un montaj de osci¬
lator, cuarţul se comportă inductiv. Acţionând
asupra capacităţilor exterioare (din montaj), este
posibil ca frecvenţa de lucru să fie marcată în li¬
mite mici, între frecvenţa de rezonanţă serie fs _şi
frecvenţa de rezonanţă derivaţie (paralel) fp. în
afara acestor frecvenţe, funcţionarea este imposi¬
bilă, cuarţul comportându-se capacitiv. înseriind
o inductanţă cu cuarţul, frecvenţa de rezonanţă
serie a ansamblului devine /nai mică, frecvenţa
derivaţie rămânând aceeaşi. în acest mod, mărim
printr-un artificiu intervalul fs... fp pe care este
posibilă funcţionarea. Intervalul de oscilaţie va fi

deci sub frecvenţa înscrisă pe cuarţ, care va fi li¬
mita superioară a benzii de frecvenţe acoperite.
Pentru a putea regla frecvenţa inferioară de lucru
vom înlocui inductanţa cu un circuit acordat deri¬
vaţie, având o frecvenţă proprie de rezonanţă,
mai mare decăt frecvenţa de lucru la care el se va
comporta inductiv. Inductanţa echivalentă pre¬
zentată de acest circuit derivaţie poate fi variată
modificând într-un fel frecvenţa sa de rezonanţă,
în figura 4 circuitul LsCsRsCp reprezintă circuitul
electric echivalent al cristalului de cuarţ, asupra
căruia nu putem acţiona. Circuitul L/C/r este cir¬
cuitul derivaţie pe Care îl folosim ca inductanţă
echivalentă, iar Cv este capacitatea variabilă care
poate fi compusă din mai multe capacităţi în se¬
rie, eventual unele fixe. Pentru a evita apariţia os¬
cilaţiilor pe frecvenţa proprie de rezonanţă a cir¬
cuitului derivaţiei L/C/ uneori se şuntează bobina
cu o rezistenţă. Prin multiplicări de frecvenţă se
pot obţine variaţii de frecvenţă mai mari dar nu
acoperitoare pentru benzile de radioamatori.

este dată de frecvenţa proprie de rezonarfţă a
circuitului oscilant. Oscilatoarele bazat^ pe
anularea rezistenţei de pierderi R a circuitului LC
prin introducerea în circuit a unei rezistenţe
negative, se numesc oscilatoare cu rezistenţă
negativă. Un element de circuit \prezint| lâ
bornele sale o rezistenţă negativă dacă la o
creştere pozitivă a tensiunii rezultă o scădere a
curentului prin el.

Caracteristica-i = f(u) a unui asemenea element
este reprezentată în figura 6 şi este* numită
caracteristica de tip N. Pe porţiunea dintre
punctele A şi B ale caracteristicii se obţine o
rezistenţă negativă de valoare mare. Schema unui
astfel de oscilator este prezentată în figura 7 unde
cu p s-a notat rezistenţa negativă.

Impedanţa derivaţie a unui astfel de circuit

Acest neajuns poate fi în mare măsură înlăturat
apelând la aşa-zisele montaje VFX. Oscilatorul
VFX se bazează pe principiul schimbării de
frecvenţă. Schema bloc este prezentată în figura
5. Ea conţine două oscilatoare, unul de frecvenţă
fixă f 0 de înaltă stabilitate (cu cuarţ) şi altul de
frecvenţă variabilă (L c ) în gama f1...f2 şi un
schimbător de frecvenţă la ieşirea căruia culegem
semnalul de frecvenţă egală cu suma sau
diferenţa frecvenţelor celor două oscilaţii. Dacă
frevenţa oscilatorului cu cuarţ f 0 este mult mai
mare decât frecvenţa oscilatorului cu frecvenţă
variabilă, oscilaţia rezultată la ieşire va avea o
stabilitate mai mare decât stabilitatea relativă a
oscilatorului cu frecvenţă variabilă, obţinându-se
o stabilitate apropiată de cea a cuarţului. La
alegerea frecvenţei VFO-ului trebuie ţinut seama
de faptul că stabilitatea de frecvenţă a VFX este
cu atât mai apropiată de cea a oscilatorului cu
cuar} cu cât raportul f 0 /fi este mai mare, dar să nu
depăşească 15.

Să luăm un exemplu: avem un cuarţ pe
frecvenţa de 2050 kHz şi dorim să acoperim
banda de 3500—3800 kHz. Atunci VFO va lucra în
domeniul 1450—1750 şi vom mixa f 0 + fi. Dacă
dorim să acoperim banda de 1750—1900 kHz vom
folosi VFO în domeniul 150—300 kHz şi vom mixa
f 0 —f|.

în prima variantă raportul f 0 /fi variază între 1,18
şi 1,42, iar în cea de-a doua variantă, între 6,8 şi
13,6. Conform celor spuse mai sus vom alege
varianta a doua. Problema fundamentală la
proiectarea şi realizarea unui VFX este eliminarea
(sau reducerea cei puţin) a componentelor
nedorite, provenite de la mixare, de tipul nf 0 ± mf u
adică a combinaţiilor între armonicile celor două
semnale. .0 primă măsură este ca să se limiteze
banda acoperită, pentru ca banda utilă să fie
amplasată între intervalele de frecvenţe
corespunzătoare armoncilor oscilatorului LC.
Oscilatorul LC va trebui să producă o oscilaţie cu
un conţinut „sărac" în armonici. Acest lucru este
posibil în apropierea limitei de oscilaţie. Apoi,
amplitudinea oscilatorului LC să fie mult mai mică
faţă de amplitudinea oscilatorului cu cristal (CO),
aplicată mixerului. Atunci apar practic
componente de tipul f 0 ± f t ; 2f 0 ± fi; 3f 0 ± fi
ultimele fiind uşor eliminate de circuite. La ieşirea
mixerului se utilizează de obicei circuite acordate
în mijlocul benzii utile. Se folosesc şi circuite
cuplate care oferă o curbă de răspuns cu o
lărgime de bandă mai mare şi cu flancuri mai
abrupte. Montajul VFX mai prezintă avantajul că
permite lucrul BK în telegrafie. Manipulând
mixerul sau oscilatorul cu cuarţ oscilatorul LC se
află continuu sub tensiune, dar nu deranjează
recepţia.

Osilatoarele cu reacţie sunt acele oscilatoare
care se bazează pe introducerea în circuitul
oscilant a unei cantităţi de energie egală cu cea
pierdută în circuit. Frecvenţa oscilaţiilor generate

Rd = unde R reprezintă rezistenţa de

pierderi conectată în serie cu inductanţa L.

Când rezustenţa negativă este egală cu rezis¬
tenţa derivaţie, rezistenţa totală derivaţie devine
infinită, deci pierderile în circuit devin egale cu
zero. Oscilatorul va genera oscilaţii de amplitu¬
dine constantă, condiţia de oscilaţie fiind dată de
relaţia:

{13) L

p < Frecvenţa oscilaţiilor generate, este

în acest caz egală cu frecvenţa proprie de rezo¬
nanţă a circuitului oscilant.

Tubul electronic tetrodă prezintă pe porţiunea
AB a caracteristicii sale anodice la = f(Ua) o re¬
zistenţă negativă fig. 8. Pe porţiunea iniţială a ca¬
racteristicii, curentul anodic creşte odată cu ten¬
siunea anodică până în punctul A, unde emisia
secundară de electroni de pe anod începe să de¬
vină importantă. Atât timp cât tensiunea anodică
este inferioară tensiunii de ecran, electronii se- -
cundari emişi de anod vor fi atraşi de grila ecran.
Acest lucru va avea ca efect o scădere a curentu¬
lui anodic la creşterea tensiunii anodice, obţi¬
nându-se astfel o caracteristică de tip N. Dacă se
conectează în anodul unei tetrode un circuit LC
se obţine un oscilator dinatron. Valoarea tensiunii
anodice Uao se alege astfel ca punctul de func¬
ţionare să se situeze la jumătatea porţiunii AB a
caracteristicii. Rezistenţa anodică negativă este

curenţi de
acelaşi sens

curenţi de
sens contrar

dată de relaţia: p = tg/3. Tensiunea de negativare
din grila de comandă a tubului se alege astfel
încât să fie îndeplinită condiţia de amorsare a

oscilaţiilor: p < Amplitudinea oscilaţiilor

este limitată de neliniaritatea caracteristicii în
punctele A şi B. Frecvenţa oscilaţiilor este egală
cu frecvenţa de rezonanţă a circuitului LC:

(14) 1 .

f = fo = -

2ttI/LC

(CONTINUARE IN NR. VIITOR)

TEHNIUM 8/1993

AUDIO

INCINTA

ACUSTICĂ M.F.B.

Având o vechime de două decenii, această inovaţie a fir¬
mei Philips, merită totuşi să fie reamintitei, cel puţin sche¬
matic, cititorilor noştri.

Bazându-se pe studiile realizate de M.M. Klassen şi Kro-
ning în laboratoarele de cercetări ale firmei Philips, în anul
1968, sistemul M.F.B. (Moţional Feed Back) permite elimi¬
narea distorsiunilor care apar la redarea frecvenţelor joase.

Este cunoscut faptul că reproducerea fără distorsiuni a
acestor frecvenţe reprezintă problema crucială a construc¬
torilor de incinte acustice.

în figură, este prezentată schema bloc a unei astfel de in¬
cinte acustice. Se remarcă prezenţa a două amplificatoare.

Primul, pentru frecvenţe joase (35—500 Hz) alimentează di¬
fuzorul boomer şi constituie o parte integrantă a sistemului
M.F.B. Cel de-al doilea amplificator pentru frecvenţe cu¬
prinse între 500 Hz şi 20 kHz alimentează un difuzor de
frecvenţă medie (500 la 4000 Hz) şi un difuzor tweeter
(4000 la 20 000 Hz).

Sistemul M.F.B. utilizează un captor dinamic, constituit
dintr-un cristal (PXE) plasat în vârful conului difuzorului
boomer. Acesta captează acceleraţiile membranei difuzoru¬
lui, transformându-le în semnale electrice care sunt compa¬
rate cu semnalul original. în acest mod, toate mişcările
membranei difuzorului care nu corespund cu semnalele ori¬
ginale sunt corectate instantaneu. Acest lucru permite difu¬
zorului de joasă frecvenţă (boomer) să reproducă liniar
toate frecvenţele cuprinse între 35 şi 500 Hz.

Dacă la incintele acustice clasice curba de răspuns li¬
niară se obţine egalând nivelul de ieşire al incintei pe difu¬
zorul cu randamentul cel mai slab (boomer-uî), în cazul in¬
cintelor M.F.B. Philips acest lucru se face pe cel care are
randamentul cel mai ridicat (tweeter-ul)

Incintele M.F.B. prezintă avantaje, în ceea ce priveşte pu¬
terea amplificatoarelor şi adaptarea impedanţelor, faţă de
incintele clasice.

500 Hz-
\20.000Hz

4000Hz

20000HZ

AMPLIFICATOR

FILTRU

FRECVENŢE

PASIV

MEDli- ÎNALTE

4 000 Hz

FILTRU
AC TI'V
500 Hz

medii

COMPA¬

RATOR

35-500 Hz

\ AMPLIFICAT OR
FRECVENŢE

Joase

REACŢIE ,_

joase

AURELIA1VI LĂZĂROIU, CĂTĂLIN LÂZĂROIU
(URMARE DIN NR. TRECUT)

Modul de folosire a celor două
generatoare şi de interpretare a re¬
zultatelor vor fi prezentate în cele ce
urmează. înainte de a trece la verifi¬
carea unui amplificator, trebuie să
ne asigurăm că osciloscopul cu care
lucrăm este corect compensat. Ne
vom convinge de aceasta, dacă
semnalul care provine de la genera¬
torul de impulsuri dreptunghiulare
sau de la ieşirile numărătorului bi¬
nar este perfect, adică are fronturile
şi palierele drepte (fără înclinări), iar
racordarea lor se face în unghi
drept (fără rotunjiri sau vârfuri).

Prima verificare ce se poate face,
constă în stabilirea funcţionării nor¬
male a amplificatorului, caracteri¬
zată prin lipsa distorsiunilor de limi¬
tare sau a celor de racordare
(cross-over). în acest scop,
comutatorul S2 al generatorului din
figura 3 se va afla în poziţia D, co¬
respunzătoare semnalului sinusoi¬
dal. Această probă este însă mult
prea uşoară pentru un amplificator
HI—FI, aşa încât acesta trebuie su¬
pus unor teste cu grad de dificultate
din ce în ce mai ridicat. Pentru înce¬
put vom folosi generatorul din fi¬
gura 2, verificând amplificatorul în
impulsuri. Această verificare permite
evaluarea comportamentului amplifi¬
catorului din punct de vedere al dis¬
torsiunii de frecvenţă şi al stabilităţii
în funcţionare. Distorsiunea de frec¬
venţă sau abaterea de la liniaritate a
caracteristicii de răspuns, se apre¬
ciază prin aplicarea la intrarea am¬

plificatoarelor a unor semnale drep¬
tunghiulare cu frecvenţa cuprinsă
între 30...60 Hz pentru frecvenţe
joase şj 10...20 kHz pentru frecvenţe
înalte. în figura 6 se arată de sus în
jos, modificările ce pot interveni faţă
de forma semnalului aplicat la in¬
trare, ilustrat în primul rând de sus.
în coloana din stânga sunt prezen¬
tate impulsurile de frecvenţă joasă,
iar în coloana din dreapta cele de
frecvenţă înaltă. în domeniul frec¬
venţelor joase, distorsiunea de frec¬
venţă se apreciază după abaterea de
la linia dreaptă a palierelor impulsu¬
rilor, iar în domeniul frecvenţelor
înalte după înclinarea frontului în
raport cu verticala. Este cât se poate
de clar că un amplificator de calitate
va prezenta la ieşire semnale cu
forma de undă asemănătoare celor
din rândul II sau, de ce nu, chiar
asemănătoare celor din rândul I.
Răspunsurile ilustrate în rândul III
sunt inacceptabile pentru un ampli¬
ficator de calitate. La aplicarea unor
impulsuri cu frecvenţa de 500... 5000
Hz nu trebuie să apară abateri de la
forma iniţială. Impulsurile dreptun¬
ghiulare sunt utile şi pentru verifica¬
rea stabilităţii, amplificatorului. în fi¬
gura 7 se arată forma unui impuls
dreptunghiular trecut printr-un am¬
plificator care prezintă instabilitate
şi care generează distorsiuni dina¬
mice mari. Cu cât amplitudinea şi
numărul oscilaţiilor amortizate sunt
mai mari, cu atât amplificatorul ,este
mai instabil.

Pentru aprecierea distorsiunilor
dinamice în general şi a celor de in-
termodulaţie tranzitorie în special,
se recomandă aplicarea la intrarea
amplificatorului verificat, a semnale¬
lor cu formele de undă din figura 4B
şi 4C. Când se foloseşte semnalul
din figura 4B, comutatorul SI se va
afla pe poziţia 1 kHz, iar când se fo¬
loseşte semnalul din figura 4C, co¬
mutatorul SI se va afla în poziţia 8
kHz. Verificarea cu semnalul din fi¬
gura 4C se realizează cu un nivel de
intrare căruia îi corespunde o ten-,
siune de ieşire cu aproximativ 10%
mai mică decât tensiunea la care în¬
cep să apară distorsiunile de limi¬
tare ale amplificatorului. Pentru
semnalul din figura 4B, mărimea
semnalului variază între 0 şi +3 dB
faţă de nivelul la care apare limita¬
rea. Examinarea osciloscopică a
semnalului de ieşire, pe sarcina no¬
minală, poate pune în evidenţă
eventualele distorsiuni dinamice, ca¬
racterizate prin blocarea amplifica¬
torului pe o perioadă foarte scurtă,
materializate vizual prin dispariţia
componentei sinusoidale a semnalu¬
lui de test, pe durata câtorva sinu¬
soide, în funcţie de calitatea amplifi¬
catorului testat. în figura 8 sunt pre¬
zentate pe cele două coloane, de
sus în jos, diferite grade de alterare
a formelor de undă iniţiale, prezen¬
tate în figura 4B şi 4C.

Verificările şi aprecierile sunt uşor
de făcut, deoarece, aşa cum am ară¬
tat, cele două semnale componente
sunt sincrone, ceea ce face ca ima¬
ginea să „stea pe loc“. Dacă fiecă¬
reia dintre cele opt sinusoide îi atri¬
buim 1,25 puncte, putem nota am¬
plificatoarele după cum urmează:
dacă apar toate cele opt sinusoide,
amplificatorul este de nota 10, dacă
apar numai patru,sinusoide, amplifi¬
catorul este de nota 5 ş.a.m.d. Desi¬
gur aceasta este o glumă, dar ea are
totuşi un suport real. Dar să lăsăm
gluma şi...

Atenţie! Recomandăm insistent să
nu vă lăsaţi „furaţi" de imaginea in¬
teresantă de pe ecranul oscilosco¬
pului, deoarece, în acest timp, tran-

zistoarele finale sunt puternic solici¬
tate. De asemenea, recomandăm ca
măsură de precauţie, dacă nu există
din construcţie un sistem de protec¬
ţie, introducerea unor siguranţe ra¬
pide sau ultrarapide pe barele de
alimentare şi/ sau pe ieşirea de difu¬
zor.

Ajuns în acest punct, cititorul îşi
va pune probabil întrebarea cum se
poate interveni, dacă verificările
efectuate, conform celor arătate mai
sus, au demonstrat că amplificatorul
testat introduce,, puternice distor¬
siuni dinamice. în cele ce urmează
vom face o serie de precizări de or¬
din practic, care credem că vor fi
utile atât în abordarea unor noi con¬
strucţii, cât şi în vederea reducerii
distorsiunilor dinamice la unele am¬
plificatoare existente. Aceste preci¬
zări se referă la schema şi compo¬
nentele amplificatorului de putere,
la alimentator şi la cablaj.

După unii autori, cauza principală
a apariţiei distorsiunilor dinamice se
datorează prezenţei unei reacţii ne¬
gative prea puternice şi a limitării vi¬
tezei de creştere, datorită folosirii
unor amplificatoare operaţionale in¬
tegrate, inadecvate. Urmarea prac¬
tică imediată, este aceea a reducerii
gradului de reacţie negativă la 20...
30 dB (de regulă 22...26 dB) şi ex¬
cluderea amplificatoarelor operaţio¬
nale integrate (cu excepţia celor
specializate). înainte însă de a intro¬
duce în Gircuit bucla de reacţie ne¬
gativă, trebuie să ne asigurăm că
banda de trecere a amplificatorului
depăşeşte 20 kHz, iar coeficientul
de, distorsiune armonică este sub
0,5%. în aceste condiţii, este de la
sine înţeles că introducerea unei
reacţii de 20...30 dB măreşte4iniari-
tatea într-o bandă de trecere mult
mai largă şi micşorează distorsiunile
armonice_cu cel puţin un ordin de
mărime. în cazul în care condiţiile
iniţiale nu sunt satisfăcute, va fi ne¬
voie de o reacţie mai puternică,
ceea ce duce la înrăutăţirea com¬
portamentului dinamic al amplifica¬
torului, deoarece apare tendinţa de:

TEHNIUM 8/1993

autooscilaţîe datorită stabilităţii re¬
duse.

O importanţă deosebită se va da
compensării în frecvenţă, care tre¬
buie corelată perfect cu gradul de
reacţie negativă, în scopul minimali¬
zării distorsiunilor dinamice.

în sensul celor arătate , mai sus,
vom exempiifica cu parametrii unui
amplificator realizat cu tranzistoare
VMOS, conform notelor de aplicaţie
SILICONIX DA 76—1 şi AN 76—3.
Banda de frecvenţă a amplificatoru¬
lui fără reacţie, este de cca. 200
KHz; introducerea unei reacţii de 22
dB, lărgeşte banda de frecvenţă la
800... 1000 kHz, iar coeficientul de
distorsiune armonică scade la
0,05%.

, Revenind la folosirea amplifica¬
toarelor operaţionale integrate, pre¬
cizăm că restricţiile sunt în general
legate de valoarea parametrului SR,
de care am amintit anterior. Fără a
intra în detalii, vom arăta că, pentru
asigurarea unui comportament dina¬
mic bun, se consideră ca suficientă-
valoarea $R>0,5 Vv, în care SR este
viteza de urmărire minimă, expri¬
mată în V/juS şi Vv este tensiunea de
vârf ia ieşirea amplificatorului. Să
considerăm un preamplificator cu
tensiune nominală de ieşire 0.775V
(0 dB), cu rezervă de supramoaula-
ţiş de +6 dB. în acest caz, Vv=0,775
V2.2=2,2, pentru care SR=2,2.0,5 =
1,1V//jus. Este evident că folosirea
unui amplificator operaţional 741 nu
este indicată, deoarece el are SR=
0,5 V/jus. Există la unii constructori
amatori, tendinţa total nejusîificată
de a folosi circuitul integrat 741 atât
în preamplificatoare cât şi în etajele
de intrare ale amplificatoarelor de
putere. Dacă folosirea lor în pream-
plificatoare este discutabilă, deşi
pentru aceste' etaje există circuite
integrate preamplificatoare speciali¬
zate, includerea lor în etajul de in¬
trare al unui amplificator de putere
este îotai contraindicată. Se produc
în mod curent în ţară şi se comer¬
cializează circuitele integrate /3M381
şi /?M387, preamplificatoare cu zgo¬
mot redus şi SR=5 V//js (pentru o
amplificare în tensiune de 40 dB),
pe care ie recomandăm a fi folosite
în preamplificatoare. Pentru etajele
de intrare ale amplificatoarelor de
putere, recomandăm amplificatoa¬
rele ooeraţionale integrate /JM301A,
ROB101, ROB101T, ROB2Q1A, cu
SR=6V/,us., sau şi mai bine /1F356 sau
cele din seria B 080 cu SR=12 V/ms.
Pentru construcţii mai pretenţioase
se recomandă circuitele integrate
LM318, LF357 care au SR=50 V/ms.
Pentru cei care nu au aceste circu¬
ite integrate, este preferabilă va¬
rianta folosirii componentelor dis¬
crete. Eie vor fi din seria tranzistoa-
relor BC cu zgomot reclus (pentru
oreampiificatoare), sau din seriile
BC/BD/BF cu tensiune mare şi frec¬
venţă ridicată (pentru etajele de in¬
trare şi driver din amplificatoarele
de, putere).

în ceea ce priveşte etajui final de
putere, se recomandă a fi realizat cu
tranzistoare bipolare complementare
de putere adecvată, cu frecvenţă de
tăiere de cel puţin 3...5 MHz. Soluţia
cea mai elegantă, modernă şi în pri¬
mul rând performantă, care s-a im¬
pus în ultimii ani, constă în folosirea
tranzistoarelor MOSFET/VMOS
complementare, de putere adecvată.
Când puterea de ieşire necesară de¬
păşeşte posibilităţile unor asemenea
tranzistoare, se pot conecta 2 ... 4
exemplare în paralel, fără precauţii
speciale, deoarece există tendinţa
inerentă de egalizare a curenţilor.
Folosirea tranzistoarelor MOSFET-
/VMOS este recomandată deoarece
au un răspuns tranzitoriu excelent,
şi o viteză de creştere ridicată, peste
i00V/>s. Aceste performanţe sunt
datorate răspunsului foarte bun în
frecvenţă al acestor tranzistoare şi
al impedanţelor mari de intrare. Nu
este de neglijat faptul că la aceste
tranzistoare, pericolul ambalării ter¬
mice lipseşte, deoarece au un coefi¬
cient negativ de temperatură, indife¬
rent de tipul tranzistoarelor folosite

în etajul de putere (bipolare sau
MOSFET/VMOS), este preferată
clasa de funcţionare AB sau B. Rea¬
mintim, ca variantă performantă şi
sistemul audio în care amplificatorul
de putere este realizat cu tuburi
electronice. Un etaj final cu două
tuburi electronice EL34 şi'un arripli-
ficator-defazor cu două tuburi
ECC83, vor oferi calităţi dinamice
foarte bune şi o putere suficientă
pentru uz „casnic". în ultimul timp
se folosesc şi amplificatoare de pu¬
tere hibride, realizate fie cu tranzis¬
toare bipolare, fie cu tranzistoare
MOSFET, având performanţe ridi¬
cate. Mai puţin performante, şi în
consecinţă mai puţin indicate pentru
amplificatoare de înaltă calitate,
sunt amplificatoarele monolitice. La
acestea, o ameliorare semnificativă,
în sensu! atingerii unor puteri mai
mari fără creşterea distorsiunilor di¬
namice, se poate obţine prin intro¬
ducerea în circuitul de intrare a unei
celule RC de tip trece-jos, cu frec¬
venţa de tăiere ia 20 kHz. Introduce¬
rea unui asemenea circuit simplu la
intrarea unui amplificator realizat cu
circuite integrate, de exemplu MDA
2020 , permite mărirea tensiunii până
aproape de limitarea impusă de ali¬
mentator, fără apariţia distorsiunilor
dinamice evidente. De altfel, acest

trebuie să fie mai mare de
12,65 V/mS. Rezultă că valoarea
obţinută practic este cu mult peste
valoarea minimă necesară. Un ait
exemplu se referă la amplificatorul
propus spre realizare de către di.
Aureiian MATEESCU în TEHNIUM
nr. 1/1992. Amplificatorul, realizat cu
tranzistoare MOSFET SK135/SJ50,
este caracterizat prinîr-o putere de
200W/4H şi SR=6QV/jus. în această
situaţie, tensiunea de vârf este de
40Vv, iar SR trebuie să fie de
minimum 20 V/ms. Deci, şi în acest
exemplu, valoarea obţinută practic
este mai mare decât cea necesară,
sau aşa cum precizează autorul,
„amplificatorul are parametri tehnici
cu mult peste normele Hl-Fi“. La
amplificatoarele cu tranzistoare
bipolare, complementare având
frecvenţa de tăiere mai mare de 3...5
MHz, sau cu circuite hibride,
parametru! SR întâlnit în materişieie
care însoţesc schema, este mai
redus, dar depăşeşte totuşi valoarea
minimă necesară. La amplifica¬
toarele cu circuite integrate de
putere nu am întâlnit această
specificaţie. Menţionăm că există
realizări profesionale la care
parametrul SR atinge câteva sute de
V//iS., valori care garantează un
comportament dinamic perfect.

Se impune şi o precizare
suplimentară referitoare la
coeficientul de distorsiune armonică
al amplificatoarelor de putere,
despre care s-a arătat anterior că
influenţează hotărâtor distorsiunile
de intermodulaţie. Oricare ar fi
valoarea acestora, preferabil sub
0,05%, trebuie să ne asigurăm că ea
rămâne relativ constantă până la

se ascuită secvenţe sonore cu „baci"
sau prelungite (provenite de ia
sintetizoare), în apropierea puterii
maxime, apare un „conglomerat" de
distorsiuni, care dau un^ caracţpr
profund dezagreabil sunetuifji
perceput.

Soluţia sigură de eliminare a tutu¬
ror fenomenelor prezentate^mai sus,
constă în foiosirea surselor -slabili-r
zate, dar pentru amplificatoare de
calitate şi de putere, eie trebuie să-
asigure un curent de 10...15 A (în
impuls), ceea ce complică lucrurile
şi ridică preţul sistemului. O soluţie
de compromis o constituie foiosirea
alimentatoarelor nestabiiizate supra¬
dimensionate, cu condensatoare de
filtraj de capacitate mare, de exem¬
plu 10 milifarazi. în acest caz, este
absolut necesară introducerea unor
siguranţe rapide pe barele de ali¬
mentare şi pe ieşirea de difuzor.
Este momentCil să arătăm aici, că
singurul avantaj ai folosirii surselor
nestabilizate subdimensionate, este
acela că asigură autoprotecţia etaje¬
lor finale.

Din cele arătate până aici, derivă
şi o altă - posibilitate de realizare a
ansamblului amplificator de pute-
re-sursă de alimentare, care să asi¬
gure o redare corectă, fără posibili¬
tatea apariţiei distorsiunilor dina¬
mice ia vârfuri de modulaţie. într-o
cameră de locuit, puterea la care se
poate asculta fără a deranja prea
mult pe alţii, este de 2...5W. Dacă
amplificatorul de putere va fi proiec¬
tat pentru o putere de 25...50W, se
va asigura o redare de înaltă acura¬
teţe, deoarece, în aceste condiţii, el
poate prelua vârfurile ocazionale
fără „probleme". De această dată,

rW'

rAAA

-V\A

circuit simplu de filtrare cu frec¬
venţa de tăiere la 25... 30 kHz, tre¬
buie introdus la intrarea oricărui
amplificator de putere, în scopul
atenuării unor frecvenţe înalte para¬
zite a căror prezenţă în amplificato¬
rul de putere ar înrăutăţi comporta¬
mentul dinamic a! acestuia. Compo¬
nentele parazite de frecvenţă înaltă
pot proveni de ia generatoarele de
ştergere/premagnetizare ale magne-
tofoanelor, de la semnalul pilot ste¬
reo, de la blocurile de codare/ deco¬
dare A/D, D/A etc. Se recomandă
ecranarea metalică a celulei de fil¬
trare trece-jos.

Oricum ar fi realizat amplificatorul,
de putere, cu tranzistoare bipolare
sau MOSFET/VMOS, cu circuite
hibride sau circuite integrate, este
bine să se cunoască parametrul SR,
pentru a putea evalua corect
comportamentul dinamic. Valoarea
minimă a acestui parametru, care
variază în funcţie de puterea şi
impedanţa de ieşire a amplifica¬
torului considerat, trebuie să
depăşească jumătate din valoarea
tensiunii de _vârf la ieşirea
amplificatorului. în nota de aplicaţie
mai sus amintită (SILICONIX), care
se referă la un amplificator realizat
cu tranzistoare VMOS de tip 2N6658
sau VMP12, cu puterea de 40W/8O,
parametrul SR>100V/,us. Se poate
stabili, prin calcule simple, dacă
această valoare este suficientă
pentru o redare de calitate.
Tensiunea de vârf la ieşirea
amplificatorului este Vv= ]/2- ţ/p.Z=
12. ţ 40.8 = 25,3, pentru care SR

frecvenţe de 15...20 kHz. Am făcut
această precizare, deoarece în unele
cazuri nu se mai măsoară
coeficientul de distorsiune armonică
la frecvenţele peste 10 kHz., ceea ce
este incorect. Dacă la aceste
frecvenţe distorsiunile cresc, apar
combinaţii ale frecvenţelor înalte, ale
căror diferenţe se plasează în
domeniul de maximă sensibilitate
auditivă.

O importanţă deosebită pentru
comportamentul dinamic al
amplificatoarelor de putere, o au
sursele de alimentare. în cazul
surselor de alimentare nestabilizată
(folosite în mod. curent), când
puterea de ieşire a amplificatorului
este apropiată de cea maximă, apar
variaţii ale tensiunii de alimentare,
care pot atinge câţiva volţi.
Fenomenul este mai accentuat la
semnale cu frecvenţă joasă şi
amplitudine mare sau de durată
lungă. în această situaţie, tensiunea
de alimentare scade mult, datorită
descărcării condensatoarelor
electrolitice din filtrul de netezire,
ceea ce are drept consecinţă
scăderea puterii maxime de ieşire.
Această scădere a tensiunii de
alimentare, poate să afecteze pe timp
scurt şi curentul de repaus al
etajului final, ducând la apariţia unor
distorsiuni neliniare suplimentare.
Mai mult, pot să apară şi interferenţe
neplăcute între frecvenţele utile şi
cele de 50, 100 şi 200 Hz, provenite
de la tensiunea pulsatorie a
alimentatorului suprasolicitat. Toate
acestea explică de ce, atunci când

sursa de alimentare poate fi şi nes¬
tabilizată. Desigur, această modali¬
tate recomandată de unii autori cu
încă 25 de ani în urmă, este neeco¬
nomică, dar pare a fi cea mai avan¬
tajoasă pentru sistemele audio folo¬
site în apartamente.

O atenţie deosebită trebuie dată
proiectării cablajului imprimat.
Aceste aspecte au fost deseori pre¬
zentate în paginile revistei, aşa încât
nu vom relua decât pe cele mai im¬
portante. Conductoareie/traseeie
care fac legătura între sursa de ali¬
mentare şi amplificatorul de putere
vor fi cât mai scurte şi vor avea o
secţiune cât mai mare. în locul în
care aceste conductoare sunt lipite
!a etajui final se vor decupla cu con¬
densatoare de 100 mF + 100 nF (în
paralel). Circuitele şi conductoarele-
/traseele de intrare vor fi ecranate şi
distanţate la maximum de conduc¬
toarele/traseele de alimentare şi de
ieşire ale amplificatorului, în scopul
evitării unor inducţii parazite, atât în
domeniul frecvenţelor joase, cât şi
în cel al frecvenţelor înalte.

Concluzii. în acest material au
fost descrise unele aspecte referi¬
toare la corelaţiile existente între
aprecierile subiective ale calităţii
amplificatoarelor de audiofrecvenţă
şi parametrii electrici ai ac^stura.
S-au prezentat o metodă şi un apa¬
rat simplu pentru verificarea com¬
portamentului dinamic al amplifica¬
toarelor, iar în final s-au făcut unele
precizări de ordin practic, în scopul
reducerii distorsiunilor dinamice.

TEHNIUM 8/1993

ORGĂ
de LUMINI

VASIIE IVÎAiyDA, Timişoara

Semnalul de HF, cules de la bor¬
nele unei surse cu o putere minimă
de 1W, se aplică transformatorului
de separare TR1 care conţine două
înfăşurări identice Ni = N2. Poate fi
realizat pe un miez miniatură bobi¬
nând 2 x 250 spire CuEm4> 0,1 mm.
Tensiunea din secundarul transfor¬
matorului se aplică grupului de limi¬
tare bilaterală D1D2 şi apoi amplifi¬
catorului realizat cu TI a cărui sar¬
cină este constituită de potenţiome-
trele PI, P2, P3,cu ajutorul cărora se
reglează curentul, fără semnal, până
la limita de incandescenţă a becuri¬
lor (PI = P2 = P3 = 5 4- 25 kfî). Fie¬
care canal corespunde unei benzi
de frecvenţă şi constă dintr-un filtru
de bandă activ realizat cu T2, T4 şi
T6 şi câte două filtre: trece sus şi
trece jos. După selectarea benzilor,
semnalele sunt aplicate repetoarelor
realizate cu T3, T5 şi T7 care furni¬
zează curentul de atac al porţilor

triacurilor sau tiristoarelor. Pot fi fo¬
losite triace cu o tensiune inversă
mai mare de 400V, curentul direct fi¬
ind superior celui consumat de be¬
curi. Dacă se doreşte o mai bună
separare a benzilor se poate acţiona
asupra condensatoarelor din filtrele
de bandă. Rezultate mai bune por fi
obţinute dacă alimentarea se reali¬
zează stabilizat (cu un tranzistor) şi
cu posibilitatea reglării tensiunii în
limitele 4,5—7,5V. Grupul C8,C9,L
împiedică paraziţii produşi la des¬
chiderea triacelor să se propage în
reţea, având ca efect un brum supă¬
rător la aparatele conectate în ime¬
diata vecinătate. Siguranţele se vor
dimensiona în funcţie de becurile
folosite. Alăturat propun varianta de
cablare folosită de mine (faţa cu fo¬
lie de cupru). Menţionez că nici una
dintre valorile componentelor nu
este critică.

UNDE LUNGI +
+5CM BARĂ
DE FERITĂ

A-Ş 4 Sis2 s I ,

TEHNIUM 8/11

■«■■■li»

l Ing. DAWIEL-SOmW DOBROTĂ, Tg. Ju

— generatorul de impulsuri — GT

— realizat cu porţile Pr—P 4 (ale
unui circuit integrat CDB 400 E), cu
frecvenţa aleasă de constructor.
Pentru valorile indicate în schemă, f
= 0,5 -r 10 Hz. Din potenţiometrul
semireglabil Pi (1 kfi) se alege,
deci, ritmul melodiei;

— numărătorul zecimal CDB
4S0 E;

— decodificatorul binar zecimal
CDB 442 E. Se prezintă mai jos „ta¬
belul de adevăr" al acestui integrat.

Se observă că, pentru cele 10
combinaţii la intrarea decodificato-
rului (ce se obţin la ieşire numărăto¬
rului), .numai una din cele 10 ieşiri
are „nivelul logic 0“ — ceea ce face
ca rând pe rând potenţiometrele P 2
—P 10 să fie puse la masă în circuitul
generatorului de ton, realizat cu
tranzistoarele T, şi.T,. Se generează
astfel notele melodiei;

— generatorul de ton — realizat
cu tranzistoarele T, şi T 2 (SC 177,
178, 179, etc...). Prin alegerea con¬
venabilă a condensatoarelor C, şi
C 2 (0,47 mF) şi a rezistenţeior din
circuit, se stabilesc toate cele 9 note
ale melodiei;

— amplificatorul de audiofrec-
vsnţă — realizat cu I 3 (SC 107, 108,
109, etc...) şi T 4 (BD 135, 137, 139)

— montat pe un mic radiator din
aiuminiu.

între colectoarele celor două tran-
zistoare (T 3 , T 4 ) şi plusul alimenta¬
torului se montează un difuzor mi¬
niatură an/0,5 w.

Alimentatorul stabilizat e realizat
cu tranzistorii T 5 , T 6 . Constructorii
mai pretenţioşi pot reaiiza alimenta¬

torul folosind un circuit integrat sta¬
bilizator /3A 723" C.

Tranzistorul T 5 se va monta pe un
radiator de aluminiu cu o suprafaţă
de aproximativ 40 cmp.

Ca transformator de alimentare
este folosit cel recuperat de la sone¬
ria,. veche.

în poziţia de repaos a butonului
de sonerie, la intrările porţii P6 se
aplică „1 logic", ceea ce face ca im¬
pulsurile de tact generate de G.T. să
nu schimbe starea numărătorului
CDB 490 E.

Când la una dintre intrările porţii
PS apare „un 0 logic" la ieşirea lui
P6 apare „1 logic" şi prin interme¬
diul porţii P5 impulsurile generato¬
rului G.T. ajung la intrarea de tact a
numărătorului, permiţând derularea
melodiei, fără a fi nevoie a ţine de¬
getul pe butonul 3. în acest caz, un
„0 logic" apare datorită faptului că
pe tot parcursul derulării melodiei,
ia pinul 1 al circuitului integrat CDB
442.E se menţine „nivelul 1 logic".

Toate componentele se vor veri¬
fica înainte de montare;

Se vor utiliza rezistenţe cu peli¬
culă metalică;

Condensatoarele se vor verifica
atent pentru pierderi mici şi tole¬
ranţe de max. 10%;

Performanţele montajului depind
esenţial de calitatea componentelor,
de execuţia cablajului şi a conexiu¬
nilor;

Pe toate circuitele integrate, cât
mai aproape de terminalele ce ali¬
mentează integratul se vor monta
condensatoarele ceramice 100 nF/50

Rezistenţe: (0,5 W)

R 1 = 330 n
R 2 = 1,2 kH
R 3 = 150

R 4 = R 5 = Rg = 470Q
R s = R 7 = 4,7 kO
R 3 = 2,4 kO
R jo = 2,20/3 W
R„ = 1 kO
P, = 1 kO
P 2 - p 10 = 10kO
Condensatoare:

C, = C 2 = 0,47 mF/15 V
C 3 = C s = 100 nF
C 4 = C s = C 8 = 220 mF/15V
C 7 = 2200 mF/ 25 V
Tranzistori:

T, = T 2 = BC177 (178, 179, 251, 252,
T 3 = T 0 = 8C107 (108, 109, 171, 172, 1
T 4 = T 5 =30135 (137, 135)

PR- = punte redresoare 1PMO,5 (1,2 A/5i
Tf = transformator de sonerie
Circuite itegrate:

P 1 _P 4 = CD3400E
P 2 —P 7 = CDB400E
CDB490E
CD8442E

Intrări

Ieşiri

Mr. impuls

Nr. notă

DC B A

0123456789

0 0 0 0

0111111111

0 0 0 1

1011111111

0 0 10

1101111111

0 0 11

1110111111

0 10 0

1111011111

0 10 1

1111101111

0 110

1111110111

0 111

1111111011

10 0 0

1111111101

10 0 1

1111111110

0 0 0 0

0 111111111

0 0 0 1

1011111111

idem

BIBLIOGRAFIE

1 . Colecţia revistei „TEHNIUM"

2. Colecţia revistei „Radio"

3. Colecţia „Radio Televizia Electronica"

4. Catalog „Circuite integrate" — i.P.R.S. 8 ĂNEASA

TEHNIUM 8/1993

aftBH

Saşi

0302

6 DRR 2 P

SINCRONIZARE
VEST |

C203; 0.22pF Lj—-|J

:°C202;100pF <!

, C205;68nF (0,68 uF) j

S R208 6,8Ka(3.3Kn)|

100jjF/î6V

°2 T 302

BUR6! ” D

I 47 jjF I
25V I

FRECVENTA H:

ggyfavl

CS20 47juF/16V|

R202

mu]

|R 593
j47Cn

1507

NBC 171 A

T 504
BC 172 C

INTRARE

VIDEO

T506
BC171A

"05021

C521

|47>iF/l6V,

R501
1 47Ka

jlN41461 l°C5ie
Rszon T f pF

T 501

CONTRAST BF 199

NIVEL DE NEGRU

ciQ6 nu:

■W BC 252 ]

25 V 1

R 1CB;1,8 Kfl r~

2.2nFI

MlgtKV

4 T101

icios 2 N 3055 ,

220V~ 0-£

>1 10 Z 5 V 1

PJ2-6 j6 pI?-2 1 C W»; 22nF/ 1KV

A l 01Q1

î 3 PMQ 5

REGLARE +12V

2Vw

O Interesantă
apariţie editorială
în domeniu! elec-
troacusticîi a in¬
ginerului Con¬
stantin (Doru)
Poşa. Lucrarea
se adresează In
egală măsură

specialiştilor cât
şi constructorilor
amatori. Sunt tra¬
tate sistemele
mecanism şi
acustice, difuzo¬
rul efecfrodirta-
mic, cât şi siste¬
mele de montare

acustică a difu-
zoareior.

Recomandăm
cu căldură lucra¬
rea tututor citito¬
ri! o r revistei
noastre.

*' u * * ACUS'i

INS. gen. şasiu

P 11814-020:030

MONITOR MONOCROM 12" (31cm) M113 M213

SVI onitorul de 31 cm, 12 inch '
(1“ = 2,54 cm) este destinat afişării
de imagini monocrome, primind de
ia o sursă un semnal videocompiex
pozitiv de 1Vw/75ft (semnai de sin¬
cronizare negativ).

Tubul cinescop poate fi cu rezolu¬
ţie înaltă (mai mult de 700 de linii în
centru) sau medie (mai mult de 400
de linii).

Puterea consumată de la reţea
(220 Vef.) este de maxim 35W.

Există două variante ale monitoru¬
lui: cu o singură intrare video şi cu
două intrări (având şi un comutator
de_ impedanţe „Hi Z“).

în caz că se dispune de ce! de-a!
doilea tip de monitor, există posibili¬
tatea afişării aceleiaşi informaţii
(provenită de la aceeaşi sursă de
semnal) pe mai multe monitoare.

Semnalul provenit de la sursă se
introduce la intrarea „VIDEO IN“ a
primului aparat. De la borna „VIDEO
QUT“ a acestuia (cu comutatorul pe
poziţia „Hi Z“ — impedanţă mare),
printr-un cablu coaxial, semnalul se
aplică la intrarea următorului moni¬
tor ş.a.m.d. La ultimul monitor co¬
nectat, comutatorul se iasă pe pozi¬
ţia de „750“ (şi nu pe „Hi Z“).

Monitorul posedă comenzile exte¬
rioare:

— luminozitate -(BRiGHTNESS);

— focalizare (FOCUS);

— contrast (CONTRAST);
dimensiune verticală (VERT.

DIMENSiON);

— dincronizare verticală (V
HOLD).

Faţă de un receptor de televi ¬
ziune, monitorul nu este prevăzut cu
tuner (seiector şi cale comună) şi
cale de sunet.

în figură este prezentată schema
electrică a monitorului monocron
M113, M123, echipat cu ansamblul ^
general şasiu cod P11814 — 020
030.

Monitorul conţine următoarele
etaje funcţionale care vor fi descrise
în continuare;

— blocul de alimentare;

— amplificatorul de videot^ec-, .j

venţă; - «j

— etajul de sincronizare;

— etaj ui de baleiaj orizontal (li-; , i
nii);

—- etajul -'de baleiaj vertical (ca-®
dre). _____

1. BLOCUL DE ALIMENTARE

Conţine un transformator de aii--',
mentare (Ir. 3), un redresor biaiîer-
nanţă (Dl 01) care furnizează o ten¬
siune continuă filtrată , condensato¬
rul C105 şi un stabilizator de ten¬
siune, de tip serie cu amplificator de
eroare (TI 01, Ti 02, TI 03).

Protecţia ia scurtcircuit se asigură
prin siguranţele Si 101 (0,2 AI) şi Si
102 (1,8 AR). Prima siguranţă este
temporizată pentru a permite,’ la fie¬
care pornire, trecerea unui curent
foarte mare, timp scurt, care încarcă
condensatorul electrolitic Ci 05

TUB CINESCOP

BUR 607 2N3055

r +v 64»+350V}

FOCALIZARE

NOTA

1. TOATE REZISTENTELE SINT DE 0,5W ÎN AFARA CELOR SPECIFICATE.

2. TOATE TENSIUNILE DE CURENT CONTINUU SINT MĂSURATE FATĂ DE MASĂ.

3. COMPONENTELE MARCATE CU /Y± VOR FI ÎNLOCUITE NUMAI CU COMPONENTE

DE ACELAŞI TlR

4. CROI TDA1170 S DIN IMPORT RP.U.

:408;6^F/25V

Bobina

de#cx/c

D 401 j 1N4001

STINGERE

VERTICALĂ

C 414

mtfhxN

R403

IBOKjx

4.C412
;T 1000>iF/l6V
30Pj3-3

TRANSFORMATOR DRIVER

(ROI cî o.ijjF
22K » «C401

SSOKx;.

\p.m

'UJKa.

LINEARITATE

DIMENSIUNE

VERTICALA

TRANSFORMATOR LWl

P 23608-000

AX 1453
AX1431

lOVvv

0,%mS

întreprinderea EL
face modificări \

.ECTR 0 NICA

«şi rezervă dreptul de a
Vi schema de principiu şi lista de piese.

(2200 m F).

Pentru a reduce perturbaţiile pe
care le-ar putea introduce în reţea,
transformatorul de alimentare este
şuntat în primar şi în secundar cu
condensatoare de 100 nF (C101,
C102). Trasformatorul furnizează în
secundar o tensiune alternativă de
16Vef.; după redresarea bialternanţă
cu puntea D101 şi filtrarea cu C105
se obţine o tensiune continuă care
se aplică stabilizatorului de ten¬
siune.

Condensatorul CI02, CI03 (2,2
nF) atenuează procesul tranzitoriu
care apare la trecerea diodelor din
braţele punţii de la starea de con-
ducţie la starea de blocare (şi in¬
vers).

Tranzistorul TI01 constituie ele¬
mentul serie, montat cu colectorul
la masă (deci, nu mai e nevoie să fie
izolat pe radiator cu folie de mică)
fiind comandat de TI 02 cu care for¬
mează o conexiune Darlington.

TI01 se comportă ca o rezistenţă
variabilă comandată. TI03 este am¬
plificatorul de eroare.

Mecanismul funcţionării stabiliza¬
torului serie este prezentat în conti¬
nuare. Elementul de referinţă îl con-
tituie dioda Zener TI 02 care men¬
ţine un potenţial constant în emi- '
torul lui TI03.

Stabilizatorul . asigură o tensiune
constantă la ieşire (12V) atunci când
tensiunea de reţea variază între 200
Vef. şi 242 Vef. sau curentul absor¬
bit de televizor variază.

Să presupunem că, la un moment
dat, tensiunea de ieşire* de 12V ar
avea o uşoară tendinţă de creştere
(creşte tensiunea de reţea sau scade
consumul T.V.). Tensiunea din emi-
torul lui T103 rămâne constantă (da¬

torită Zeneruiui), iar cea din bază
creşte. Baza tranzistorului este pola¬
rizată prin divizorul rezistiv R105,
R106, R107 cu o parte din tensiunea
de ieşire. Tranzistorul (fiind de tip
pnp) se închide mai mult, curentul
său de colector scăzând. Curentul
de bază al lui TI 02 scade şi el, pre¬
cum şi curentul său de colector,
care constituie curentul de bază
pentru TI 01.

Rezultă, că TI01 se va închide mai
mult, tensiunea sa colector-emitor
crescând. Dacă rezistenţa variabilă
comandată (pe care o constituie
T101) îşi măreşte valoarea, pe ea
„cade“ o tensiune mai mare. Deci, la
ieşire va rezulta o tensiune mai scă¬
zută, compensând astfel tendinţa de
creştere manifestată anterior.

Dacă la ieşire tensiunea de 12V
are o tendinţă de scădere procesul
se repetă, în sens invers.

Rezistenţa R104 are dublu rol: pe
de o parte ajută la pornirea stabili¬
zatorului, asigurând curentul prin
Zener la pornire, când TI01 este
blocat. Pe de altă parte „ajută" în
putere pe Ti01, preluând o parte
din puterea disipată, deoarece cu¬
rentul „consumat" de T.V. se rami¬
fică, o parte trecând prin joncţiunea
EC a fui T101, o altă parte prin
R104.

Cu semireglabilul R106 se poate
regla valoarea tensiunii de ieşire la
+ 12 V.

Grupul R102, C106 contribuie la
micşorarea riplului.

Condensatorul CI 07 filtrează ten¬
siunea de ieşire.

LED-ul D103 (MD 11 02R) se
aprinde, semnalizând intrarea în
funcţiune a monitorului. R108 limi¬
tează valoarea curentului' prin LED.

Tensiunea de 12 V obţinută ali¬
mentează:

— prin R513 amplificatorul de vi-
deofrecvenţă;

— sincroprocesorul, respectiv
tranzistorul T201 în colector prin
R214 şi R204 şi prin R202 în bază
precum şi C.1.201 (A255D) la pinii 1
(prin R214), 2 (prin R215) şi 9 (prin
R206, R207).

— prefinalul H (T301) în colector,
prin intermediul lui R302 şi a prima¬
rului transformatorului driver;'

— finalul H (T302), prin L301,
D302, înfăşurarea 11-9 a primarului
transformatorului de linii.

— filamentul tubului cinescop (pi¬
nii 3,4), prin R525;

— etajul de baleiaj V, C.l. 404
(TDA 11705) la pinul 2, prin R421.

2. AMPLIFICATORUL DE VIDEO-'
OfĂ (A.V.F.)

Este format din T507 (adaptare
impedanţă), T501 şi T502 (preampli-
ficator video), T503 (etaj de axare),
T504 (etaj de separator) şi T505,
T506 (amplificator final).

Are rolul de a amplifica semnalul
videocomplex de 1 Vvv/75fi de la in¬
trare până la valoarea necesară ata¬
cului catodului tubului cinescop (25
Vvv), pinul 2.

în funcţie de poziţia comutatorului
de impedanţe (impedanţă mare —
„Hi Z“ sau impedanţă mică — „75")
din emitorul tranzistorului T507, se
alege impedanţa corespunzătoare,
după cum s-a arătat anterior.

Cu potenţiometrul T506, potenţio-
metrul de contrast, se reglează nive¬
lul semnalului videocomplex (SVC)
între zero (masă) şi valoarea ma¬
ximă.

Semnalul video cules se aplică,dej
pe cursorul lui R506, prin C502? în
baza lui T501 care, împreună cu.;
T502 (montate în configuraţie dej
amplificator cu reacţie serie-şunţ)
alcătuiesc preamplificatorul vide#.
El furnizează la ieşire (prin C504) un
semnal video de cca 2—3 Vw.

Tranzistorul T503 primeşte în
bază impulsurile de sincronizare
provenite de la pinul 7 al C.l. 201:
(A255D) prin intermediul lui R218.

Din semireglabilul R516 se rege*
lază nivelul de negru pentru SVC
aplicat pe catodul cinescopului.

Tranzistorul T504, în configuraţiei,
de repetor pe emitor, asigură o inp
pedanţă mică de ieşire pentru atacul
etajului final, alcătuit din T5Q5,J
T506. Acesta asigură o amplificare]
de cca 10 ori a semnalului de joasă
frecvenţă.

Prin dioda D502 tranzistorul T508.
primeşte în emitor impulsuri de stirv*
gere cadre de la pinul 3 al C.l. 40l|
(TDA Ţ170S) prin R418.

Grupul R521, C512 constituie uft
filtru pentru frecvenţele înalte. .

Dioda Zener D501 menţine con¬
stant potenţialul în baza lui T505 iar
C517 decuplează baza acestuia
regim dinamic.

Este realizat cu tranzistorul T201
(etaj inversor de polaritate) şi C.l.
201 (A255D).

Etajul inversor primeşte la intrare,
pe baza lui T201 (prin intermediul
condesatorului C201) semnalul vide* ■
ocomplex negativ, îi inversează po- I
laritatea, aplicând semnalul video¬
complex pozitiv rezultat la intrarea

COMPLETARE
la MULTIMETRUL U4315

Isig. EUGEN BUNEA

. IVI ultimetrul Lţ 4315, descris
în nr. 10 şi 11/1992 ale revistei,
oferă între altele şi posibilitatea mă¬
surării capacităţilor între 0,03—0,5
MF. Măsurarea făcându-se în curent
alternativ, se exclud condensatoa¬
rele polarizate (electrolitice). Pentru
măsurarea capacităţilor acestora din
urmă şi aprecierea stării lor calita¬
tive se poate folosi cu succes multi-
metrul menţionat, deşi această me¬
todă nu figurează în prospectul apa¬
ratului.

Măsurătoarea se realizează prin
conectarea bornei (+) a condensato¬
rului electrolitic la borna (-) a multi-
metrului, a bornei (-) a condensato¬
rului la borna {-kfi) a - mulţimetrului,
comutatorul acestuia se comută pe
una din poziţiile 1, 10 sau 100 kfi,
iar claviatura se apasă pe „kfi".

Din momentul conectării se ob¬
servă că acul indicator al aparatului
de măsurat se deplasează până la o
anumită gradaţie după care se re¬
trage mai încet spre zero. in reali¬
tate aparatul indică variaţia (creşte¬
rea şi descreşterea) curentului de
încărcare al condensatorului da la
sursa aparatului, iar valoarea ma¬
ximă atinsă pentru moment este
proporţională cu capacitatea con¬
densatorului. Astfel multimatrui Lj
4315 permite măsurători de capaci¬
tăţi între 1—20 000 ,uF sau pe game
astfel: la gama xlkfi între 1—200 uF,
la xlQkfl între 10—200 nF, iar' la
xlQOkn între 100—20 000 iiF.

Măsurătoarea cere un oarecare
exerciţiu pentru urmărirea vizuală a
mişcării acului indicator şi anume
ce! mai bine pe scara liniară V,A =

de ia 0 la 50 diviziuni, se reţine în
memorie valoarea maximă indicată
şi apoi se găseşte valoarea capacită¬
ţii pe scara din fig. 1.

La efectuarea măsurătorilor sunt
obligatorii următoarele măsuri:

— înainte de fiecare măsurătoare
condensatorul se descarcă fiind pus
câteva secunde în scurtcircuit;

— condensatoarele de capacităţi
mari, peste 500 mF, mai ales dacă âu
fost încărcate, se vor descărca de
preferinţă prin rezistenţe de ordinul
sutelor de ohmi sau kfi, timp mai în¬
delungat;

— la măsurătorile efectuate pe
fiecare gamă se verifică şi se re¬
glează potenţiometrul de zero ai
aparatului în mod identic ca reglajul
de zero la măsurătorile de rezis¬
tenţe.

în afară de măsurarea capacităţii
această metodă mai permite şi ur¬
mătoarele aprecieri calitative asupra
stării condensatorului:

— ia un condensator bun acul idi-
cator, după indicarea unei valori, va
reveni la zero sau aproape la zero;

— la un condensator cu curent de
fugă mărit acul indicator indică o
valoare maximă dată, după care re¬
vine oprindu-se undeva pe parcursul
scalei, curentul de fugă fiind pro¬
porţional cu gradaţia la care s-a
oprit acul;

— la un condensator întrerupt a-
cul rămâne pe zero;

— la un condensator străpuns
acul va indica maximum, capul de
scală sau aproape de acesta fără a
se returna.

Această metodă se poate aplica ?a
fel la orice aparat de măsură indica¬
tor care include un ohm-metru cu
sursă proprie de curent continuu,
etalonarea putând fi făcută cel mai
simplu utilizându-se un număr mai
mare de condensatoare electrolitice
noi cu valori cunoscute. în acest fel
se redă în figura 2 aceeaşi scară de

U 4315
20 30

măsură şi la multimetrul Lţ 43

Pentru a utiliza multimetrul
4315 pentru valori sub 1 nF, ac
se poate face uşor prin util
efectului de amplificare al unui tr,
zistor după cele scrise în nr. 6/1
al revistei, la care etalonarea
pinde de performanţele tranzi
lui.

în fine, amatorii cu experienţă
se vor mulţumi cu o scală det
şi pot interveni direct asupra ai
tului trasând pe cadranul acestuia
scală suplimentară deasupra
sub scalele existente. Precizia m,
surătorilor nu este prea ridicată,
ind totuşi suficientă în cazul con¬
densatoarelor electrolitice.

O altă propunere în legătură cu
utilizarea multimetrului 4 4315 şi a
altora, se referă la un sistem co
de alimentare a acestora.

Având în -vedere lipsa frecventau
pe piaţă a bateriilor plate de 4,5 V,
precum şi faptul că de cele mai
multe ori măsurătorile cu aparate de
acest fel se fac în laborator sau în

TEHNIUM 8/1!

în separator (pinul 9 al
C.I.—A255D), prin intermediul gru¬
pului paralel C204—R207,' pare asi¬
gură imunitatea funcţionării acestuia
în condiţii de zgomot peste SVC şi
în timpul semnalului de sincronizare
verticală.

C.l. 201--A255D (echivalent cu
TDA 2593) conţine toate blocurile
funcţionale necesare unui etaj de
sincronizare (sincroseparator, inte¬
grator pentru sincrocadre, detector
de coincidenţă, comparator de fază,
filtru trece jos, oscilator comandat
în curent).

La pinii 14 şi 15 ai C.l. se găsesc
C208 (4,7 nF±2,5%) şi R211 (12 kO±
2,5%) care determină frecvenţa de
oscilaţie liberă a oscilatorului de ba¬
leiaj H. Valoarea celor două compo¬
nente este critică, în. vederea asigu¬
rării, stabilităţii frecvenţei de oscila¬
ţie. în caz de înlocuire a celor două
piese, se vor folosi numai compo¬
nente de acelaşi tip (rezistenţă cu
peliculă metalică RPM, condensator
stiroflex) de bună calitate, având co¬
eficientul de variaţie cu temperatura
foarte mic.

Cu semireglabilul R213 se poate
regla frecvenţa liberă de oscilaţie a
oscilatorului de baleiaj H, scurtcir¬
cuitând punctele M201, M202.

Grupurile C206 — R209 şi
C205—R208 sunt conectate la pinul
12 al C.I., ieşirea pentru comutarea
constantelor de timp ale filtrului
trece jos, care atacă oscilatorul co¬
mandat în curent.

Faza H se poate regla din semire¬
glabilul R221.

La pinul 3 al C.l. (ieşire linii) este
furnizat semnalul de comandă pen¬
tru etajul prefinal H—T301 (driver).

Este echipat cu tranzistoarele
T301 (prefinal H) şi T302 (final H).

T301 este comandat în bază de ten¬
siune (oscilaţia) furnizată de CI 201
la pinul 3, prin intermediul lui R216.
Prin intermediul transformatorului
driver (TR1) şi a rezistorului R303,
semnalul de comandă ajunge în
baza tranzistorului final H
(BUR6Q7D). Grupul R301, C301
amortizează tensiunea din primarul
transformatorului driver (înfăşurarea
3-4) care apare la blocarea lui T301,
Pentru mărirea randamentului ener¬
getic, finalul H utilizează conceptul
de recuperare serie-paralel, folosind
dioda de recuperare serie D302.
Tensiunea de recuperare apare la
pinul 13 al transformatorului de linii
şi încarcă condensatorul de recupe¬
rare C310. Tranzistorul final H
(BUR607D) lucrează ca un comuta¬
tor. Secundarul transformatorului de
linii conţine două înfăşurări. O înfă¬
şurare de FIT (foarte înaltă ten¬
siune) furnizează impulsuri de mare
amplitudine care după redresarea
cu dioda de seleniu KYX28/15
(TV13) dau naştere unei tensiuni
pozitive de 12kV necesară alimentă¬
rii anoduiui 2 al tubului cinescop.
Cealaltă înfăşurare secundară 1-3
(cu priza mediană 8 la masă) asi¬
gură ia un capăt impulsuri pozitive
redresate cu D304 care dau naştere
unei tensiuni de +350V (filtrată cu
C314). Această tensiune se aplică
prin divizorul rezistiv R527, R530 la
pinul 6 al TC (grila de accelerare
G2) cu o valoare de +250V.

Tot din tensiunea recuperată de
+350V se culege, cu ajutorul poten-
ţiometrului de focalizare R310, o
tensiune reglabilă între (K-350V care
se aplică pe G4 (grila de focalizare
—pinul 7) a T.C.

De la celălalt capăt al înfăşurării
secundare, 1-3, se culeg impulsuri
redresate, care, prin intermediul re¬
zistorului R311 alimentează capătul
rece al potenţiometrului de lumino¬
zitate R312, cu o tensiune negativă.
Capătul caid al potenţiometrului
R312 se alimentează cu o tensiune

pozitivă obţinută prin redresarea cu
D303 a impulsurilor obţinute din pri¬
marul transformatorului de linii. Se
obţine o tensiune pozitivă de +75V
(filtrată cu C312) care, pe de o
parte, alimentează colectorul tran¬
zistorului final video T505 (prin
R522), iar pe de altă parte, este re¬
dusă cu grupul D306 (Zener), R307,
R308 şi aplicată la capătul cald al
potenţiometrului de luminozitate. De
pe cursorul acestuia se vă culege
deci o tensiune cuprinsă între -48V
şi +18V, care se aplică prin R313 la
grila 1 (Wehnelt) a T.C. — pinii 1,5.

Din semireglabilul R308 se poate
modifica tensiunea pozitivă aplicată
grilei Wehnelt (grila de comandă)
determinând un reglaj fin al curen¬
tului de fascicul (creşterea sau scă¬
derea luminozităţii tubului).

Circuitul pentru blocarea
punctului luminos la oprirea T.V.
este grefat pe circuitul de luminozi¬
tate. Condensatorul C313 încărcat
cu minus pe armătura dinspre po-
tenţiometrul R312, la oprire se des¬
carcă rapid prin cursorul acestuia.
Această tensiune negativă ajunge pe
grila de comandă a T.C. şi blo¬
chează în timp scurt tubul, timp su¬
ficient catodului să se răcească şi să
nu mâi emită electroni.

Este echipat cu C.l. 401-TDA
1170S, care reprezintă sistemul
complet de baleiaj pe verticală. El
încorporează toate funcţiile nece¬
sare pentru atacarea deflexiei recep¬
torului T.V. cu un semnal corespun¬
zător baleiajului vertical. Cuprinde:
un stabilizator de tensiune, care asi¬
gură 6-7V (la pinul 6 al C.l.) pentru
celelalte etaje; un oscilator sincroni¬
zat, un generator de tensiune liniar
variabilă (G.T.L.V.); un'etaj de pre-
distorsionare, un amplificator de

! transeonductanţă (etaj final) şi up
generator de întoarcere a spotului.

Oscilatorul (de tip prag) cu grajd
mare de stabilitate a frecvenţei este
sincronizat cu impulsuri pozitive
care ajung de la sincroprocesor (pi¬
nul 8 al A255D) la pinul 8 lui TDA
1170, prin R401, C401, R402, C402,

Oscilaţiile se pot observa pe pinul
9 al C.I., unde condensatorul' C403
se încarcă cu o parte din tensiunea
stabilizată de 6,5V furnizată de C.L r
la pinul 6, prin R404 (respectiv 4V).
Descărcarea lui C403 este coman¬
dată fie intern (când valoarea aces¬
tei tensiuni atinge un prag — în ca¬
zul nostru 4V) fie extern (de către
impulsurile de sincronizare când
tensiunea pe condensator atinge
3,8V). Impulsurile de sincronizare
trebuie să fie mai mari de IVvv. Cu
ajutorul potenţiometrului R404 se
reglează frecvenţa proprie a oscila¬
torului.

Curentul care încarcă pe C404,
C405 este reglat cu potenţiometrul
R400 care stabileşte astfel dimensiu¬
nea dintelui de ferăstrău, adică di¬
mensiunea pe verticală. Din semire¬
glabilul R410 se regelază liniaritatea
V.

La pinul 4 al C.l. se livrează cu¬
rentul de ieşire pentru bobina de
deflexie (aprox. Q,9Avv).

Impulsurile de întorcere de la pi¬
nul 3 al C.l. se aplică prin R418 şi
dioda D502 în emitorul tranzistorului
final video T506, cu scopul stingerii
cursei de întoarcere V.

Grupul R412, C416, C406 amorti¬
zează oscilaţiile de înaltă frecvenţă
iar grupul R419, C414 compensează
caracterul inductiv al sarcinii.

Grupul D401, C410 asigură o în-,
toarcere rapidă a spotului.

Dioda Zener D402 protejează inte¬
gratul la supratensiuni.

Etajul prezintă o reacţie de c.c.

- (R413, R414).

Atenţie: întreruperea lui C410 de¬
termină distrugerea instantanee a
C.l.—'TDA 1170S.

locuri unde există reţea, am intro¬
dus o mică modificare care permite
alimentarea aparatului de măsurat
fie de la baterie fie de la reţea
prmtr-un alimentator obişnuit.

în acest mod se poate utiliza de
ex. priza şi fişa destinate alimentării
aparatelor de radio portative de la
alimentatoare de la reţea şi care în
momentul introducerii fişei decu¬
plează bateria (ex. la aparatul de ra¬
dio ,,IRIS“). Personal am utilizat
acest sistem dar cu priza şi fişa des¬
tinate ascultării în căşti a programe¬
lor de la radiourile portative.

Motivaţia acestei soluţii constă în
uşurinţa montării şi a unor gabarite
mai mici. Curentul absorbit de la
sursa de curent continuu de 4,5V
este cuprins între 0,085—10 mA, iar
tensiunea sursei poate avea valori li¬

mită între 3,7—4,7V, dar valoarea re¬
zultată din montaj se recomandă să
fie stabilizată printr-o diodă Zener.

La multimetrele Lţ 4315 şi Lt4312
locul de montaj al prizei găsit ca cel
mai potrivit este peretele vertical din
faţă, aproximativ prelungirea imagi¬

nară a axei bornei (x) la cca. 16 mm
de muchia de jos şi 20 mm de mu¬
chia din dreapta. Se demontează
carcasa de plastic a aparatului, se
verifică în interior spaţiul disponibil
pentru montarea prizei, se trasează
şi se dă manual o gaură de 4> 6 mm,

lărgită puţin la capătul exterior pen¬
tru ca piuliţa de asamblare să se
poată înşuruba fără a rămâne nimic
în afara suprafeţei peretelui frontal.

Modul de realizare a legăturilor,
ca la receptoare de radio, este prea
cunoscut pentru a mai fi redat.

c" are

S * V ‘

eV â m &

******. >'*•**
.U* •'*'

• c ®* 4W

• -A W - O" ^

* ** % *

xc cV** x * C °^

* C0«* -\\ d d ® . s? eC

. Jwo 8 *® -

s0 ^ *

TEHNIUM 8/1993

ATELIER

• S-a născut ia 12 VI 1933, in Bucu-

reşti; •

• A absdlvit Facultatea de Electro»
nică şi Telecomunica ţii din I.P. Bucu¬
reşti, secţia radiocoiminicaţii, in 1956;
#_ A fost cadru didactic în învăţămân¬
tul postliceai şi cercetător ştiinţific îr*
domeniul radiotehnic;

# Din 1979 este doctor în domeniul
mtairadareior;

# Colaborator la Tehnium din 1975;
® Din 1987 radioamator în DUS
(¥03 FGL).

Or. ing. Ai OR Ei CIOSTFO

l&i# acă aveţi un vecin bun de
apartament, de preferat cu o fereas¬
tră apropiată de a dvs.. şi care are
un vjdeocasetofon, fără a-l deranja
câtuşi de puţin puteţi, urmărind sfa¬
turile de mai jos, să vizionaţi şi dvs.
(pe ecranui televizorului propriu) si-
muitan, filmul pe care-i vede vecinul
(şi care v-a anunţat c-o şi face).

Videocasetofoaneie, fie că sunt vi-
deo-recordere, fie că sunt piayere,
au prevăzute două feluri de ieşiri
care se folosesc opţional, şi anume:

— pentru cei ce au intrare de mo¬
nitor la televizor se pot folosi o pe¬
reche de cabluri coaxiale cu conec¬
toare RCA ce se vor conecta la ieşi¬
rile (OUT) AUDIO şi VIDEO ale ca-
setofonului respectiv la intrările (IN)
AUDIO şi VIDEO ale monitorului;

10DULAT0R SUPLIMENTAR
caotru VJDEOCASETOFON ,

Dr. Ing. ANDREI CIOWTU

—| - A | V\ RROUT
yiDEO CASEI

trecere prin fere ostrâ

naiul RF modulat complex dar îrftr-o ş
altă bandă (nu UIF), ci în banda j
I—li (canalul 1—5) sau III (canal |
8—12). Locul remodulatorului este j
ia vecin lângă videocasetoron (în 1
spatele acestuia) cât permit cablu- J
ri!e de conectare RCA. Deoarece nu 'i
putem „obliga" vecinul să ne „dea" j
şi alimentarea electrică a rernodula- |
torului, aceasta va fi trimisă prin ca- ;
blu de la noi (exact ca la amplifica- <
toarele de antenă, LNC, etc.). Cablul ;
coaxial de legătură dintre rernodula- j
tor şi alimentator poate fi oricât de ;
lung (recomandabil totuşi sub 10 m) •
întrucât atenuarea pe ei pentru un
semnal RF în banda ! este mică. -J

Dăm în continuare schemele de
principiu şi constructive ale celor *
două cutii, remodulatorul şi alimen- 'J
tatorul.

Remodulatorul se realizează într-o A
cutie de tablă cositorită cu grosimea
de 0,4—0,5 mm, având dimensiunile j
30 x .45,x 70 şi aspectul din figura 2. |
Cabiufiie cu conectoare RCA ies |
prin nişte treceri de cauciuc fiind li-1
pite în interior. Pentru cablul RF (de
75fi) de ieşire se prevede pe cutie |
orice conector RF-mamă (TV, BNC,
etc.). în figura 3 este prevăzută
schema de principiu a remodulato-
ruiui. După cum se observă este

VECIN

f contctcr ' A \/ \

Ri r 2

--Ci Li r 3

R5 | Ojş

C8 Rv Cg

in-af Al 3 1

— pentru cei care au la dispoziţie
televizor se foloseşte ieşirea RF a vi-
deocasetofonuiui, de unde cu un
cablu coaxial de 75 fi se culege un
semnal complex TV color de RF
modulat în banda UIF (canalul
33—36) şi care se introduce în
borna de antenă a televizorului, pre¬
văzut evident cu canalul UIF respec¬
tiv. Această a doua situaţie este cea
mai răspândită şi având în vedere că
bornele VIDEO-OUT şi AUDIO-OUT
ale videocasetofonului stau nefolo¬
site, se propune schema de utilizare
a lor din figura 1.

Deci este vorba de a construi un
remodulator (RM) care primind la
intrare semnalele standard video şi
audio precum şi pe cele de sincroni¬
zare şi crominanţă, dă la ieşire sem-

>^2 >- 3 \ d L 2 .

04 - L

W2V

vorba de o tehnologie radioamatori-
cească cu componente discrete care
are marele avantaj al reparabilităţii
şi perfecţionării permanente. Fir¬
mele constructoare realizează azi la
scară industrială remodulatoare la
dimensiuni mult mai mici, cu un sin¬
gur circuit integrat specializat.
Acestea sunt costisitoare şi când se
strică... se aruncă.

Remodulatorul de faţă este format
în primul rând dintr-un oscilator de
purtătoare acordabil în banda FIF
realizat cu tranzistorul T 2 într-o
schemă cu baza la masă.

Aşa cum rezultă şi din figura 4 el
trebuie să fie bine ecranat, altfel tre-
levizorul TV2 îl va recepţiona şi di¬
rect, iar imaginea pe ecran va fi ne¬
corespunzătoare. Semnalul de ieşire
se extrage prin cupiaj inductiv, bo¬
bina L 3 fiind lipită direct*la pinii tre¬
cerilor de RF (de sticlă sau plastic)
montate pe ecranul despărţitor. A
doua parte componentă a RM este
oscilatorul de sunet pe 6,5 MHz cu
MF. Acesta pste realizat cu tranzis¬
torul Tt într-o configuraţie aproape
identică cu oscilatorul de purtă¬
toare. Indicele de modulaţie în frec¬
venţă este regiablTcu potenţiometrul
P 2 . A treia parte componentă şi ul¬
tima este modulatorul echilibrat,
realizat cu diodele 0,02 şi transfor¬
matorul cu tor de ferită Tr, (ferită
care fruncţionează până la 300
MHz). Nefiind nevoie de un semnal
puternic, ieşirea din montaj se face
după modulator. Acest modulator
rejecteaza purtătoarea, dar va da la
ieşire două semnale pe frecvenţele
fp-6.5 MHz şi fp+6,5 MHz. Oricare
dintre ele are o modulaţie complexă:
de amplitudine pentru semnalul de
imagine (ce se poate doza cu semi-
reglabilul P,) şi de frecvenţă pentru
semnalul de sunet situat la 6,5 MHz
de purtătoarea de imagine. Televizo¬
rul TV2 ne va „spune singur" pe

TEHNIUM 8/1993

care dintre cele două semnale să-l
folosim.

O îmbunătăţire originală ce s-a fă¬
cut acestui modulator pentru a îm¬
bunătăţi sincronizarea imaginii, este
circuitul integrat R6C15, care injec¬
tează în priza perfect mediană a
transformatorului Tr 1; valoarea me¬
die a semnalului de VF modulator,
echilibrând lucrul diodelor Dt şi D 2 .

în ce priveşte alimentatorul de
+12V, cititorii pot folosi orice sursă
cu condiţia de a se face modificările
din figura 5. Este vorba de plasarea
pe panoul alimentatorului a două
conectoare TV-mamă. într-unul se
va conecta cablul RF care merge la
RM (deci la vecin), prin care se
transmite (prin şocul RF) şi tensiu¬
nea de +12V, iar în celălalt se co¬
nectează cablul care merge la borna
antenă a TV2.

în figura 5 se prezintă schema de
principiu a alimentatorului folosit de

autor.

Bobina L 2 (figura 6a) este cu aer.
Ea se execută din sârmă de CuEm 4>
0 , 6-K),8 mm pe o mandrină cu <t>m=
6 mm, 10 spire una lângă alta. Bo¬
bina de cuplaj L 3 se execută ia fel,
având 4 spire. Bobina L 2 se alun¬
geşte, după bobinare, la 11 mm, iar
l_ 3 la 5 mm. Bobinele L 0 , L , se exe¬
cută pe aceeaşi carcasă, (Electro¬
nică) de plastic 4>=6 având miez de
ferită. L 0 are 55 spire de sârmă Cu¬
Em <t>=0,12_, iar L 1( 5 spire cu 0,15 (fi¬
gura 6d). Intre înfăşurări se lasă un
interval de 1,5 mm. După bobinare
este bine să se facă o impregnare
cu ceară de albine sau parafină.

Transformatorul toroidal Tr, ^ire 3
x 4 spire din sârmă CuEm 4> 0,12.
Pentru o bună simetrie a lui, ceea
ce este esenţial în buna funcţionare,
el trebuie executat îh felul următor.
Se taie 3 sârme la lungime 50—60
mm. Sârmele se răsucesc între de-

LISTA DE PIESE

1 Poz.

Denumire

Tip

Cod

Cant.

1 TRANZISTOARE j

Tv T 2

Tranz. NPN, ÎF

2N918

_JJ

i DIODE |

2 .

D 1f D 2

Diode comutaţie

1N4148

d 3

Diodă varicap

BB139

! REZISTENŢE j

Rez. uz general

R MG 1025/470

0,25W

r 2

Rez. uz general

RMG1025/680

0,25W

6 .

r 5

Rez. uz general

RMG1025/750

0,25W

r 3

Rez. uz general

RMG 1025/2200

0,25W

8 .

R?; R-io! Ri3>
R-16

Rez. uz general

RCG1025/4700

0,25W

Pot. semireglabil

P32824/1kO

10 .

Ra- Ri4

Rez. uz general

RCG1025/1K8

0,25W

gete, făcând practic un cablu trifilar. mm. Se alungeşte apoi bobina la 20
Cu acest cablu se bobinează 4 spire mm.

pe tor cât mai echidistant posibil pe Reglajul RM este relativ simplu,
toată circumferinţa torului. Cu aju- Asigurându-se că cele două oscila¬
torul unui ohmetru se fac conectă- toare lucrează, cu ajutorul unui TV

rile indicate în figura 6b. Torul folo- (pus pe canalul 3) şi a unui videoca-

sit a fost de tipul T 4x2x2 F r b-x setofon, vom reuşi să acordăm cele

punct vernil (catalog ICE). în pri- două oscilatoare şi cu şi P 2 să

vinţa bobinei de şoc (figura 6c) optimizăm modulaţia. Şi, un ultim

aceasta este cilindrică cu aer. Pe o sfat: verificaţi fiecare componentă

mandină de 4>=2mm se bobinează 20 înainte de montare (chiar şi rezis-

spire din sârmă CuEm4>=0,25—0,35 toarele). Montajul va funcţiona.

11 .

Rez. uz general

RCG1025/3kn

0,25W

12.

r 4

Rez. uz general

RCG1025/3K3

0,25W

13.

Rs> Rl5

Rez. uz general

RCG1025/6K8

0,25W

14.

Rez. uz general

RCG1025/22kfl

0,25W

15.

P 2

Pot. semireglabil

P32824/25kH

16.

Ria.

Rez. uz general

RCG1025/47 kH

0,25W

| CONDENSATOARE |

17.

Condensator ceramic

CHG1206/4,7pF

18.

C-io

Condensator ceramic

CGH1208/8,2pF

19.

C13

Condensator ceramic
ajustabil

CT10 10/3-12pF

20.

c 2

Condensator ceramic

CGH1211/2,7pF

21 .

c 4

Condensator ceramic

CGH1215/33pF

22.

Condensator ceramic

CGH1215/39pF

23.

C 3

Condensator ceramic

CGH1219/68pF

24.

C 8

Condensator ceramic

CGH1219/100pF

25.

Condensator ceramic

CLZ1211/1,5nF

26.

c 15 „

Condensator
cu Ta

CTSP1061/1,0/uF

25V

27.

Condensator ceramic

MX 32-03/47nF

25V

28.

c 9

Condensator ceramic

MX 32-04/1 OOnF

25V 1

TEHNIUM 8/1993

VII ' E t J ' ’l 1 1 I ,

VIDEOGAMERA

A=cap de ştergere
&C=capete audio-video rotative

(URMARE DIN NR. TRECUT)

Video-8

'(292°)s«5tambur=267Tnfnî2250ro+./min,
J221°) *tambur=4Qrnm;1500rot/min
fi f 2 f 3 f 4 f 1 f 2 f 3 v

k Tambur de
, analiza
BvC (^ = 40mm)

Rola

presoare

Pistâ Cue.

Piste video
+aud»o
tm . (MF)

Banda

Bobina

recepta

în schimb, la formatul VHS-C
unde înfăşurarea benzii se face pe
270°, în jurul tamburului de analiză,
lungimea benzii extrase este mai
mare, bucla fiind de tip omega (fi)

Tambur de analiza
(*62mm) v

ceea ce conduce la o scădere a vite¬
zei de încărcare (figura 11).

La aparatele Video-8, întâlnim îr
practică trei tipuri de trasee ale ben¬
zii. La primele generaţii, bucla de în

Video

casetî

95mm

Tambur de analiza
/(*40mm)

Rola

presoare

Cap de

ştergener

generald

caseta

VHS

.Standard

cărcare era în formă de „U“ (sistem
inspirat de la formatul BETA) apara-
> tele folosind o platină rotativă în
-- ' acest scop (figura 12).

Al doilea model utilizează o buclă
H în M, deci un traseu mai scurt (deri¬
vat din cel de la VHS) pentru apara¬
tele cu tambur normal (figura 13a),
iar în cea de-a treia etapă a evoluţiei
Capete video rotative sistemului, dictată de apariţia apara¬
telor Video-8 „compact" s-a utilizat
o buclă de încărcare în „fl“, în care
banda îmbracă pe un unghi mult

mai mare tamburul (figura 13b) res¬
pectiv 292°, în loc de 221°. Dar care
se face cu o mişcare a videocasetei
în direcţia tamburului rotativ, în faza
de încărcare şi printr-o mişcare în
sens invers, în faza de descărcare.

188mm

Tambur de analiza
jef41,3mm *

BIBLIOGRAFIE

.1. Colecţia revistei „LE HAUT PAR-
LEUR“

2. Colecţia revistei „TEHNIUM"

Cap de ştergere audio
Cap audio + sîncro

Tambur de analiza
/ g f =267mm)

^ Rola
presoare

- Video-
caseto
video-8

Bobina

receptoare

AJ3»capete video rotative
*C= cap de ştergere
„volant*

cap video rotativ
!întrefier=0,3 microni)

f bobine „

cap audio „HI-FI" rotativ
(întrefier=0,65 microni)

1 /

II » : ¥10

HI-FI şi -S

Ing. ŞERBAI^ WAICU

mmmmm

strat magnetic

suport de poliester

înregistrare video
la suprafaţă
0,85 microni

înregistrare audio
în profunzime
4-5 microni

grosime totală
15-20 microni

La videocamerele de format VHS,
înregistrarea semnalelor audio se
face cu ajutorul unui cap magnetic
fix, în faţa căruia se derulează
banda conţinută în videocasetă.

Din cauza vitezei scăzute de defi¬
lare a benzii (2,34 cm/s la modul
„SP“ şi 1,17 cm/s la modul ,,LP’)
răspunsul la frecvenţe ridicate nu
este corespunzător (10 000 Hz la
„SP“ şi abia 6 000 Hz la ,,LP“).

Inspîrându-se de la Video-8,
proiectanţii sistemului VHS au re¬
curs la înregistrarea semnalelor au¬
dio de către capete rotative, mon¬

tate pe tamburul de analiză. Vitezele
relative dintre capetele magnetice şi
bandă devin în acest caz: 4,84 m/s
pentru VHS şi 3,12 m/s la Video-8.

Astfel, frecvenţele audio înalte nu
mai prezintă nici o dificultate la în¬
registrare, lucru realizat în două mo¬
duri: la Video-8 încredinţând
aceasta capetelor video (prin multi¬
plexarea cu semnale video) şi prin
utilizarea unor capete video dis¬
tincte, montate pe acelaşi tambur
rotativ.

Având ca referinţă D-MPX (Depth
Multiplex) Iş VHS-HIFI înregistrarea
semnalelor audio se face în profun¬
zime în banda magnetică, după teh¬
nica multiplexării, iar semnalele vi-

VHS

„Standard"

1 2 3 .

0,627 3,8|

impuls'

sincro

■<

_banda de v
frecventă

5 6 7 8 MHz

4,8

deo înscriindu-se la suprafaţa ben¬
zii, drasupra celorlalte.

Acest lucru este posibil datorită
lărgimii mari a întrefierului (0,65/xm)
capetelor audio rotative şi a câmpu¬
lui magnetic ridicat dezvoltat la ni¬
velul acestuia. Care este însă mai
slab decât cel emanat de întrefierul
mai strâmt (0,3Mm) al capetelor vi¬
deo, situate după cele audio (figura
D

Cel mai adesea capetele audio ro¬
tative ale sistemului VHS-HIFI mon¬
tate pe temburul de analiză, sunt
plasate cu 60° în faţa capetelor vi¬
deo.

Pentru a se evita riscul de diafo-
nie între semnalul audio Hi Fi şi
semnalele video, unghiurile de azi¬
mut ale diferitelor întrefieruri cores¬
punzătoare sunt încrucişate două
câte două: +6° pentru primul cap vi¬
deo şi -30° pentru primul cap audio, '
-6° pentru al doilea cap video şi
+30° pentru al doilea cap audio (fi¬
gura 2).

în cazul VHS-HiFi, ca la Video-8,
semnalele audio nu sunt aplicate di¬
rect capetelor rotative. Ele sunt folo¬
site pentru a modula în frecvenţă
una sau două purtătoare HF, dacă
este vorba de Video-8 „mono“ sau
VHS-Hi Fi sau de Video-8 „stereo"
(FM), această ultimă variantă nefiind
utilizată decât la un număr mic de
videocamere.

Tehnica numită PCM (Puise Code
Modulation) este bazată pe principii
total diferite, semnalele numerice'
corespunzătoare fiind înscrise în
prelungirea pistelor video. Piste care
nu ocupă decât 5/6 din lungimea
traseelor parcurse de către capetele
rotative, restul de 1/6 fiind folosită
pentru înregistrarea şi lectura sem¬
nalelor PCM.

Atât la sistemul VHS cât şi lâ Vi¬
deo-8 în ultimii ani se foloseşte pro¬
cedeul prin care înregistrarea şi lec-
tura semnalelor yideo se face în
componente separate, obţinându-se
astfel creşterea definiţiei orizontale 1
a imaginii de la 250 puncte/ linie la ■
400 puncte/ linie.

Acest lucru se obţine astăzi la
aparatele Super VHS (S-VHS) şi Vi¬
deo-8 („High Bând" sau Hi-8) a că- :
ror principală caracteristică o con¬
stituie creşterea benzii de trecere a
semnalelor de luminanţă ca şi mări- i
rea excursiei de frecvenţă.

în ceea ce priveşte creşterea ben-
zii de trecere, câştigul înregistrat .!
atât la S-VHS cât şi la Hi-8 în raport
cu formatele de bază constă în fap- :
tul că semnalele de luminanţă nu ;
mai sunt limitate la 3,5 MHz cu sco- ,
pul de a găzdui în urma lor semna- I
lele de crominanţă centrate pe 4,43
MHz (P.A.L). în consecinţă, semna- ;
lele de luminanţă pot fi redate până |
în jur de 5 MHz, valoare care j
permite o creştere apreciabilă a caii- j
tsăţii imaginilor înregistrate. Având în
vedere că excursia de frecvenţă !
trece de la 1 MHz la VHS „standard" <
la 1,6 MHz la S-VHS (figura 3) şi de ;
la 1,2 MHz în cazul Video-8 la 2 :
MHz pentru Hi-8 (figura 4) va re- j
zulta o definiţie orizontală crescută, j
în jur de 400 puncte/ linie la aceste
noi formate, în ceea ce priveşte ima¬
ginile înregistrate. Aceste imagini :
prezintă avantajul că sunt lipsite de
interferenţe între semnalele de lumi- i
nanţă şi cele de crominanţă, deoa- ;
rece acestea sunt complet separate
de la un cap la altul al procesului de
înregistrare şi de lectură.

nivel max.
de alb

L+R-semnale audio-mono

L R-semnale audio„HI-FIstereo

Video 8
„Standard"

Super" VHS

i ®

S-VHS

1,6 MHz

r ,..

OjsA i $

3 4

CD-semnal de crominanţă
CD-semnal de luminanţă

banda de
“frecventă

impuls y

sincro ' m

8 MHz

frecvente

„pilot"'

(101-146 KHz)

semnale audio-stereo

■nivel max.
de alb

nivel max. Video 8
de alb ^igh-band’
(HI-8)

capete video rotative
azimut±6°

cap ştergere

capete audb.Hi-FiYotative
azimut ± 30°

cap ştergere audio

cap înregistrare-redare
audio „standard* sincro'

impuls |
sincro

livel max.
de alb

tambur rotativ
(0=62mm)

CD-semnal de crominanţă
de luminanţa

TEHNIUM 8/1993

IVIAGAZIM AUTO

ţ . | | 1 Q

fJUAFICE

PENTRU

LUMINI

Ing. ŞERBAIM NAICU

în continuarea serialului nostru
privind simbolurile grafice auto pre¬
zentăm astăzi simbolurile pentru:

— lumină de drum (figura 1);

— lumină de staţionare (figura 3);

— lumină de întâlnire (figura 2);

— lumină de ceaţă faţă (figura 4);

— lumină de poziţie (figura 5);

— lumină cu bătaie lungă (figura 6);

— semnal de avarie (figura 7);

— lumini indicatoare de direcţie (fi¬
gura 8);

— reglare normală a orientării lumi¬
nilor de întâlnire (figura 9).

Reamintim că aceste simboluri se
aplică pe (sau lângă) elementul sim¬
bolizat, pentru identificarea organu¬
lui de comandă, a poziţiei organului
de comandă sau reglare.

Menţionăm că la figurile 1, 2, 3, 4,
5, 6, 7, 8, 9 suprafaţa închisă de
contur poate fi plină.

Indicatorul de funcţionare simbo¬
lizat în figura 1 trebuie să fie cu lu¬
mină albastră continuă, cel simboli¬
zat în figura 7 trebuie să fie cu lu¬
mină roşie intermitentă dacă este
propriu organului de comandă sau
lumină verde intermitentă dacă con¬
stă din indicatorul de funcţionare al
luminilor de direcţie (funcţionare si¬
multană a ambelor indicatoare) iar
cel din figura 8 trebuie să fie cu lu¬
mină verde intermitentă.

Indicatoarele trebuie să fie reali¬
zate astfel încât să contrasteze cu
Jondul.

Dimensiunile reale ale simboluri¬
lor originale prezentate sunt urmă¬
toarele: înălţime = 0,85a, lăţime =
1,38a (fig. 1) 1,02ax 1,33a (fig. 2);
1,05ax 1,12a (fig. 3); 1,00ax 1,28a
(fig. 4); 1,64ax 1,50a (fig. 5); 1,0'Oax
1,07a (fig.6); 1,13ax „ 1,30a (fig.7);
0,75ax 1,50a (fig. 8). în toate cazu¬
rile a = 50 mm.

■ 3

■

rAi

TEHNIUM 8/1993

REVISTA REVISTELOR

■ . ; ■

lOOk. P 2 BF960 7,5V 470 BF244A

"I I

^ D l 47

Hhr.ion

' 1n Sf keny f^r

Kt AAZ10 „ A1 2 *

OA1180

1 n -p GDO—-■— ABS

l MOD 200 200

100 p 300 pA K 3
n 4.7k

1+ 1+ 555 62k

—j- 3,3p ±1 3,3ju 5 6

i i rV/ -1

- 1

A 9 ‘L+

[

Wi —

M ?

Construcţia acestui aparat per¬
mite verificarea aparatelor radio
| construite de amatori ce acoperă
gamele 1,6 — 150 MHz.

Amatorul, folosind piesele indi¬
cate în schemă, urmează să con¬
struiască bobinele aferente fiecărei

game de măsură.

Menţionăm că tranzistorul MOS-
—FET dublă poartă de la intrare
este BF 960, iar etajul amplificator
are un BF 244.

Oscilatorul AF ce generează 1
kHz foloseşte circuitul integrat 555.

Pentru gama 1,6 — 4,5 MHz, bobina
LI are 95 spire din CuEm 0,2; la
gama de 4,5 — 14 MHz se bobi¬
nează 38 spire din CuEm 0,25;la
gama 14 — 42 MHz bobina are 13
spire CuEm 1 , iar la gama 42 — 145
MHz bobina are 3 spire CuEm 1.

"j imH 33 V7,5 V

Carcasele bobinelor au diametrul 10
mm şi lungimea 20 mm.-
Şocul FT are 10 spire din CuEm
0,1 pe tor de ferită.

Radiotehnika 7/1993

TDA 7000

Interesul pentru utilizarea circui¬
tului TDA 7000 este destul de im¬
portant şi mulţi cititori doresc să cu¬
noască modul de utilizare al aces¬
tuia.

Cu acest circuit se poate realiza
un radioreceptor în UUS, indiferent
de normă, deci până la 110 MHz,
acordul circuitelor făcându-se cu
diodă varicap.

Cele două bobine au câte 4 spire
din CuEm 0,5 bobinate cu diametre
de 5 mm. Alimentarea făcându-se
cu 9 V. Volumul audiţiei se reglează
din PI, iar acordul pe frecvenţă din

Amaterske Radio 7/1993

'Op 330p X)0n
fie 17 Î6 15 %

C13>, C12

HHHh

47p 39p

1 T >01-TDA7000 Philips

1 ISGbf lJ£ P 102 ~ LM386

H Toi *»- 78L05

13 - 12 -71701

C1 T ^ * [

I . h tgt 022 X Obr. 1. Zapojeni prijtmade VKV
3 .Ts.5 C 21 .. ioo u R s* z vvvodu 14 iol ie zaooien C. 1.8 nF

JjOOn j£4y7

TEHNIUM 8/1993

Societatea Comercială

L PIPERA" S.A.

România — Bucureşti, Şos. Pipera nr. 44, Sector 2

Telefon: 633 71 70

Telex: 11 381

Fax: 312 76 88

Oferă:

• produse indigene şi din import destinate industriei lemnului, hârtiei,
sticlei, ceramicii fine, etc.

• mobilă PAL, PANEL, PLACAJ, FURNIRE

• scule, echipamente şi utilaje

• piese de schimb

• feronerie pentru mobilă, uşi, ferestre

• materii prime şi materiale provenite din industria metalurgică
chimică, textilă, electrotehnică, etc.

Vă invităm să vizitaţi cel mai mare MAGAZIN DE MOBILĂ ŞI DECO-
RAŢIUNI INTERIOARE din Bucureşti.

Str. Gara Herăstrău nr. 1

Mijloace de transport: Metrou — Staţia Aurel Vlaicu; Tramvai — nr. 5;
Autobuze — linii 110, 135 şi 167, staţia Şos. Pipera.

.^ CZI t ► SOCIETATEA COMERCIALA PENTRU CERCETARE,

L-4—® PROIECTARE SI PRODUCŢIE DE ECHIPAMENTE

SI INSTALAŢII DE AUTOMA TIZAR E

ROMANIA Bucureşti, cod 71295 Bd. Mircea Eliade 48; tel: 679 45 12; 633 00 90; fax: 312 98 62
Telex: 11649 ipatc r cod 72321 Calea Floreasca 167; tel: 312 76 16; 633 00 69; fax: 312 53 92

Un partener de neînlocuit, dacă nu azi, mâine
cu siguranţă.

I.P.A.-S.A. vă oferă:

CERCETARE-DEZVOLTÂRE e analize si încercări pentru certificarea calităţii

e încercări de fiabilitate

• traductoare e editare, multiplicare, legătorle publicaţii

• acţionări electrice şi electronice de putere e reprezentare

• telematică

• -aparatură de automatizare PROIECTARE-ENGSNEERING

• echipamente şi instalaţii de automatizare

• sisteme informatice • echipamente şi Instalaţii de automatizare pen-

• standardizare tru toate ramurile economiei, învăţământ, ocro-

• tehnică medicală tire sănătate, administraţie, sistem bancar

• bunuri de consum electrotehnice şi electro- • integrator de sistem pentru produsele firme-

nice lor:

• Allen Bradley — SUA

SERVICII . • Omron — Japonia

• Klockner Moeller — Germania

• consultantă

• livrări la cheie PRODUCŢIE INDUSTRIALĂ

• asistenjă tehnică

• montaj, PIF şi service pentru produsele proprii • unicate şi serii mici

• instruire şi formare personal • bunuri de consum

Redactor şef: ing. ILIE MIHĂESCU
r general de redacţie: ing. ŞERBAN NAICU

Redactori: V. STACH; V. CÂMPEANU
Grafică: I. IVAŞCU
Corectură: GEORGE IVAŞCU
Secretariat: M. MARINESCU

TEHNIUM 8/1993

• multimetre digitale |

• sonde logice

• frecvenţmetre

• osciloscoape

• cleşti ampermetrici

• surse de curent/ tensiune

• cronometre

• luxmetre

• sonometre

• stroboscoape şi tahometre

• alte aparate de măsură şi
control

Relaţii suplimentare şi comenzi
la telefon/fax 312 30 35.