Tehnium/1993/9309

Similare: (înapoi la toate)

Sursa: pagina Internet Archive (sau descarcă fișierul PDF)

Cumpără: caută cartea la librării

«■|

TEHNICĂ MODERNĂ ....
Montaje cu tranzistoare
unijoncţiune
Cum folosim super

Polarizarea tranzistoarelor
bipolare (continuare)

Oscilatoare (continuare)

Mixer dinamic

Receptor simplu pentru
banda de 80 m

Starea de stand-by în
receptoarele moderne de
T.V. în culori

Alarmă auto
Ceas cu alarmă
Modul sunet

Videocasetofoanele
S-VHS şi Video Hi 8

CITITORII RECOMANDĂ

Stabilizator de tensiune

Generator de caractere

Transceiver QRP

REVISTA LUNARĂ

PENTRU CONSTRUCTORI!
AMATORI

ADRESA REDACŢIEI: „TEHl\llUIT,

BUCUREŞTI, PIAŢA PRESEI LIBERE NR. 1,

COD 79784, OF. P.T.T.R. 33,

SECTORUL 1, TELEFQN:618 35 66-617 60 10/2059

ANUL XXII

II —NR. 274 9 / 1993

TEHNICĂ MODERNĂ

MONTAJE

‘Tfl i

11 %jiih

*vb:*2- 7V si

I 1111 I f| HfVfll

i 1 St

1# I tu 11 11 IU V }>

Tranzistoarele unijoncţiune au
aplicaţii în diverse domenii înlocu¬
ind cu succes montaje mai com¬
plexe realizate cu alte componente
electronice.

Montajele prezentate, suntem
convinşi, vor fi apreciate de con¬
structori datorită imediatei lor utili¬
tăţi şi, bineînţeles, simplităţii.

Astfel, în figura 1 este prezentat
un circuit basculant bistâbil ce are
în componenţă tranzistorul 2N1671.
Se observă că semnalul de comandă
se aplică pe emitorul tranzistorului
prin intermediul unei diode de tip
EFD108.

Potenţialul catoduiui diodei este
fixat la o anumită valoare prin rezis-
toarele R1 şi R2. Aplicarea unui im¬

puls ia intrarea montajului (care di¬
minuează potenţialul catoduiui)
aduce dioda în conducţie, situaţie
care modifică potenţialul tranzisto¬
rului şi, .în final, acesta intră în con¬
ducţie. în continuare, tensiunea de
emitor scade, deci şi a anodului dio¬
dei care intră în blocare.

Semnalul de intrare este o succe¬
siune de impulsuri pozitive şi nega¬
tive de ± î,5 V, iar tensiunea de ie¬
şire trece de la +7 V la +14 V şi in¬
vers.

Aici frecvenţa maximă de lucru
este de 60 kHz, dacă R1 = 6 kfi, R2
= 0,85 kH, R3 = 3,3 kn, R4 = 2,7 kfi,
iar, C = 10 nF.

Şi în figura 2 este prezentat tot un
circuit basculant bistâbil, dar acesta

funcţionează la aplicarea unor im¬
pulsuri pozitive El şi E2.

Când tranzistorul este blocat, po¬
tenţialul scăzut al emitorului este
menţinut de dioda Dl, dioda D2 fi¬
ind blocată.

Aplicarea impulsului El conduce
la creşterea potenţatului emitorului
şi tranzistorul se poate amorsa.

Dacă D2 nu conduce, circuitul de
lemitor Se închide prin CI şi R7. '
| Aplicând un impuls pozitiv E2,
acesta aduce pe D2 în conducţie
comutând circuitul în starea iniţială.
Aici impulsurile El şi E2 trebuie să
aibă amplitudini mai mări de 1 V,
semnalul de ieşire fiind cuprins între
8 şi 15 V, frecvenţa maximă având
■aproximativ 10 kHz.

Tranzistorul este tot un 2N1671,
diodele de tip EFD, R1 = 2,7 kH, R2
= 870 fi, R3 = 470 fi, R4 = 5,6 kfi, R5
= 1 kfi, R6 = 2,7 kfi, R7 =10 kfi, CI

ing. ŞORSCI T C.

(urmare din nr. trecut)

Pr opun em utilizat or i 1 or
m i c r oc a 1 c u 1 at oar e 1 or per -
sonale Spectrum şi compa¬
tibile CMC -8 5 „ 90 , 91 }CIP î
TIM-S, COE-fRA!) un program
ut i .1 11 ar cu o 1 ung ime de
numai 2506 octeţi dar care
se remarcă prin facilită¬
ţile deosebite oferite.
Dintre performanţele pro¬
gramului SUPER TOOLKIT :

~ trasarea şi renumercita¬
rea liniilor de program
BASIC

- li star ea variabi 1 or

- compact iz are programului

- citirea header-ului

- h ar t a memoriei

- ştergerea unor blocuri
din program

- substituirea unor
comenz i

-•furnizarea lungimii pro-
gramului ? a memoriei dis¬
ponibile şi a celei ocupa¬
te de variabi 1 e.

Programul este scris în
întregime în cod maşină şi
este în mod uzual însoţit
de o demonstraţie şi un
ghid de referinţă.

ÎNCĂRCARE

Utiliz în d c a suport al

informaţiei caseta audio
programul se încarcă cu:
CLEAR' 62838sLOAD”48"CODE
Pentru partea demonstra¬
tivă încărcarea se face cu
LOAD"demopar11" ,

LANSARE

După încărcarea corectă a
programului activarea se
face cu:

RÂND USR 62839
Deoarece programul folo¬
seşte întreruperi1e este
necesar să fie dezactivat
înainte de a rula orice
cod maşină care utilizează
întreruperi1e.

Dezactivarea se face cu:
RÂND USR 62848
Comanda NEW dezactivează
programul

Deasemenea după RUN
programul se reactivează
cu REN sau PRINŢ»

APELARE RUTINE
Apăsînd simultan ENTER şi
una din tastele de mai .jos
se obţine:

R~ rt.uimerotare linii
L- listare variabile
K- substituire comenzi
B- ştergere bloc program
N- harta memoriei
H- citire header
C- compact iz are program
T- activare trasare
D~ dezactivare trasare
P- lungime program
V- lungime zonă variabile
F- memorie liberă

DESCRIERE

RENUMEROTARE

In elaborarea unui program
în mod obişnuit apar modi¬
ficări care îl fac greu de
urmărit şi depanat sau în
unele cazuri sîntem puşi
în situaţia imposibilă de
a introduce o linie de
program între două linii
cu numere succesive.

0 altă variantă întîlnită
de pr ogr amator i i cu expe¬
rienţă la programele
foarte lungi este depăşi¬
rea valorii maxime a numă¬
rului de linie .

So 1 uţ i a în c az ur i 1 e en un -
ţaţe este rutina de renu-
mer ot ar e a 1 i n i i 1 or .

In afară de renumerotăre
rutina asigur ă modific ar ea
corespunzătoare a etiche¬
telor din GO T0,G0 SUB,RUN
RESTORE, LINE păşţrînd
structura logică a progra¬
mul ui.

ATENTIE! Nu sunt reactua¬
lizate etichetele care se
referă la numere de linii
inexistente sau rezultate
din calcule.

Cu toate că rutina este
p r o t e .j a t. ă î m p o t r i v a
er or i 1 or est e util a se
face o copie a programului
înainte de renumerotăre.
Parametri ceruţi după ape¬
larea rutinei de renumero-
tare sînt numărul de linie
de la care se începe şi

TEHNIUM 9/1993

= 5 nF, C2 = 20 nF, figura 3 se pot culege din SI şi S2

Un alt montaj interesant cu un sub formă de dinte de ferăstrău, sau
tranzistor unijoncţiune îl constituie sub formă dreptunghiulară în S3.
multivibratoruî astabil. Spre a obţine un semna! cu

După cum este binecunoscut, frecvenţa de 20 kHz trebuie ca R1 =
multivibratorul astabil oscilează 10 kO, R2 = 27 kn, R3 = 47 O, şi C =
singur, neavând nevoie de semnele 3,3 nF.

de comandă. Ca formator de impulsuri se

Un astfel de montaj (figura 3) utilizează montajul triger, ilustrat în

generează semnale cu perioadele ti figura 4, la care dacă aplicăm o

şi t2, în care perioada totală este T = tensiune sinusoidală, la ieşire se
ti + t2, iar frecvenţa de oscilaţie f = obţine o tensiune rectangulară. Aici

1/J. v tranzistorul este tot un 2N1671,

în primaj perioadă a ciclului, C se dioda un PL6 iar R1 = 1 kn, R2 = 33
încarcă .prin R1 şi Dl. Dacă kn, R3 = 1,5 kn.
tensiuneagrăitorului atinge pragul Cu două tranzistoare pnp şi un
de amorsare, aceasta scade imediat TUJ se poate construi un
şi _dioda sş ; blochează. multivibrator monostabil.

în ciclul următor, C se descarcă Cele două tranzistoare pnp
prin R2 şi-epiitor. formează un circuit bistabil iar

Semnalele ,de forma indicată în tranzistorul unijoncţiune un circuit

de temporizare (figura 5). 1 kn, Ci = C2 = 10 nF. f

în repaos, ' Q2 .este blocat, Cu un tranzistor din aceeaşi
tensiunea sa de emitor fiind scăzută. categorie, se poate construi un

Dacă se aplică un impuls pozitiv metronom ca în figura 6, unde

pe baza lui Q2, circuitul basculează, alimentarea este de 22,5 V ? cu
tensiunea pe err' . _ ' masă Frecvenţa Ide

aqesta amorsează cu o ' r,e se poate regla din R3, a

dată de Rt şi Ct. încărcarea şi cărei valoare este de 150 kfl.

descărcarea condensatorului Ct Astfel, se pot obţine între 40 şi 220
determina tirro' , . ; r

revenire ai montajului. Metronomul poate fi alimentat şi

Având Rt = 100 kfl, Ci = 1 uF, din reţeaua de curent alternativ după

perioada este de 100 ms. Aici R1 = cum este ilustrat (dar numai 110 V).

470 kfl, R2. = 1,2 fvlfl, R3 = 5,6 kfl, importante în acest montaj sunt
R4 = 260 O, R5 = R8 = 47 kfl, R7 = cele "două rezistoare de 12 kfl ce
15 kfl, R8 = 1 kfl, R9 = 15 kfl, R10 = asigură un consum de 4 mA.

pasul(distanţa dintre două
linii suc cesive).

Va 1 or ile imp 1 ic ite sî'nt î
•“ nr » primei linii” .1.0
- pasuluiO

Acestea , sînt selectate
cînd se răspunde cu ENTER
las o1 icitarea de a in t r o-
duce parametrii.

LISTARE VARIABILE
Ac east ă rutină list eaz ă
toate var i ab i 1 el e 'î'n'î 1 n i t e’
în program exceptînd pe
cele tip t ab 1 ou c are p ot
fi de dimensiuni foarte
mari.După apel ar ea rutinei
var labilele 1istate pe
ecran la comanda COPY sînt
tipărite la i mp r i mari t ă.

Dacă numărul variabilelor
depăşeşte un ecran apare
mesajul "seroii?” la care
se răspunde cu "Y" pentru
a permite şi listarea
celorlalte variabile.
Această rutină poate bloca
în unele e az uri sistemu 1
din acest motiv nu se
recomandă folosirea ei.
COMPACTIZARE
Apelarea ac est ei rutine
duc e 1 a o r ec on f i gur ar e a
programului astfel îneît
să ocupe un minim de spa¬
ţiu în memorie»

Fun c ţion ar ea p r ogramu1ui

nu este afectată dar vi¬
teza de e x ec u ţie c r eşt e
iar spaţiul de memorie
e c o n o m i s i t p o a t e fi fol o -
sit în alte scopuri.
ŞTERGERE BLOCURI

In BASIC pentru a şterge o
linie se introduce numărul
acesteia urmat de ENTER,
operaţie anevoioasă în ca¬
zul în care se doreşte
ştergerea multor linii,
ex istînd r i scu 1 ca în ur ma
unei greşeli de tatare să
p i er dem linii utile.
Irttroducînd parametri ce¬
ruţi după apelarea rutinei
se pot şterge în siguranţă
h 1 o cur i o r i c î' t d e m a r i
chiar dacă poate dura pînă
la 1 minut
CITIRE HEADER

Această rutjnă la apelare
ne p o a t e o f er i urmă t o ar el e
informaţii despre un bloc
de pe bandăs

- numele şi tipul blocu l ui

- lungimea

- numărul liniei de auto-
start (dacă e cazul)

- adresa de start (dacă e
scris în cod maşină)

Rutina este funcţională şi
în cazul bl oc uri1 or de
date (fişiere).

HARTA MEMORIEI
0 f eră date privind c on f i-
guraţia memoriei astfel:

-MICRODRI VE MAPSx x x x x
-CHANEL î NFO5 x x x x x
—PROGRAM ADRESS i xxxxx
-VARIABLE ADRESS:x x xx x
-CALCULATOR STACKsx x x x x
-MACHI NE -STACK: x x x >; y;
-RAMTOPsxx x x x
TRASAREA

Prin trasare se înţelege
urmărirea succesiunii de

p arcurger e. a liniilor în
p a r a 1 e 1 ■ c u e x e c u ţ 1 a unui
p r o g r a m B A SIC»

A st f e 1 c om a n d a. RUN a re c. a
e f ec t r u 1 ar ea pr ogr amuIu i
doar cît uti1 iz ator ui ţine
apăsată c«, tastă (prefera-
bi 1 SHIFT pentru a nu fi
produse ,interf er enţ e c u
p r og r a mu 1 • r u 1 a t) .

3 i mu 11 an- „ c u e x ec uţ i a în
colţul din ' dreapta \ Jos
apar© număru 1 liniei şi al
instrucţiunii care este în
execuţie .înc:adrat© în pa~"
r an teze drepte»

A st fel un p rog ram poate fi
uşor ■ depanat ru1îndu1 ”pas
c u pas u pr i n ap ăsăr i sc ur -
te pe? SHIFT»

'ă dezactiva-
r e p r o g r a m u 1 r u 1 e a z ă t o t
în mod !S trasare" la înche¬
ierea execuţiei se dă o
comandă neop era nt ă ( R E M,
P R IN T) u r m a t ă d e. EI N T E R
a p ă s a t s i m u 11 a n c u ” D * * A
MEMORIA LIBERA
MEMORIA OCUPATA DE PROGRAM
MEMORIA OCUPATA DE

VARIABILE

m a ţii p r i v i n d 3. u n g i mea
p r o g r a m u 1 u i B. A SIC, 1 u n g i -
, - -J>„ - î" i -

ab i. I e ş .1 .. 1 un g i me a z on e i

l-ibere de memo ie
Toate aces e date sînt

L u n g i m e a t o t a 1 ă a s p a ţ i u --
lui disponibil în memorie

TEHNIUM 9/1993

IMIŢI ERE IN RADI 0 ELECŢR 0 N 1 GI

(URMARE DIN Nr. TRECUT)

Se poate observa din relaţia de
mai sus că l c (curentul de colector
al tranzistorului funcţionând în re¬
giunea activă normală) este inde¬
pendent de polarizarea colectoru¬
lui (E c ).

Pentru a obţine un curent de
colector (l c ) independent de p
(care variază mult cu creşterea
temperaturii) este necesar ca:
(0+1)R E 3> R b -
în această situaţie,
ff(E B ~ Ube)

Er - U B ,

(0+i)R E

_p_

/3+1

. _P_
' p +1

R e /3+1 u

l E — const. independent de [3.

Pentru a respecta condiţia im¬
pusă (/3+ 1)R e > R B este necesar să
se aleagă R B foarte mică. Valoarea .
ei nu se poate micşora prea mult
deoarece în acest caz semnalul de
intrare (aplicat de obicei pe bază) ar
fi o scurtcircuitare la masă prin
sursa E b .

Faţă de schema din figura 11 care
ar conduce la valori R B mari (ce nu
ar satisface condiţia de mai sus) se
preferă varianta cu divizor rezistiv
în bază (figura 10) unde R B =

_ Rei ' Rb2

R B 1 + R B2 Rezistoarele R B1 şi

R B2 pot fi alese de valoare suficient
de mică pentru ca R B să satisfacă
condiţia de mai sus.

în dimensionarea divizorului R B1 ,

R B2 se va ţine cont şi de curentul
prin divizor: l D > 10 l B .

Pentru respectarea inegalităţii de
mai sus s-ar putea încerca mărirea
lui R e . în practică nu se poate mări
prea mulţ R E deoarece o parte prea
mare din tensiunea de alimentare
(Ec) se pierde la bornele lui R E . De
obicei R E se alege de ordinul kH,
astfel încât R E I E — 3-f-4 V (deci destul
de mare faţă de U BE = 0,65 V la
tranzistoarele cu siliciu), respectiv
R e I e — 1-r2 V (la tranzistoarele cu
Ge la care U BE =* o,2 V).

Pentru a nu produce o scădere a
amplificării etajului, R E se decu¬
plează în c.a. cu un condensator
de valoare mare, C E (montat în pa¬
ralel cu ea). Condiţia de alegere a
acestui condensator este ca reac-
tanţa sa capacitivă să fie neglija- l c (T 2 )
bilă faţă de valoarea rezistenţei de

emitor

Revenind la graficul din figura 6,
care prezintă caracteristica din cir¬
cuitul de intrare a tranzistorului în
conexiunea EC, în care l B = cons¬
tant, se observă în caracteristicile
de ieşire ale circuitului (fig. 7 şi fig.
8) mutarea P.S.F. pe dreaptă de sar¬
cină o dată cu creşterea temperatu¬
rii, din cauza creşterii lui p. în ab¬
senţa unei măsuri de stabilizare (in-
sensibilizare) a P.S.F. cu tempera¬
tura, va rezulta deci o creştere im¬
portantă a curentului de colector cu
temperatura (la acelaşi curent de
bază) ceea ce ar putea duce tran¬
zistorul în stare de saturaţie şi de¬
termina inutilitatea montajului.

Să vedem în continuare cum se
dimensionează rezistenţele (R B şi
Re) din circuitul de polarizare. Pen¬
tru a obţine o insensibilizare cu
temperatura a P.S.F. se impune ca
valoarea curentului de colector să
se afle între două limite IpţT^ şi
I C (T 2 ), aflate în porţiunea liniară a
caracteristicilor.

ST 0 AREL 0
BIPOL

. J

aJPII I l-

ing. ŞEF?BAN NAICU

La variaţia temperaturii între limi¬
tele T,—T 2 (T 2 > parametrii
tranzistorului vor avea valorile:
iSCT,) < /î(t 2 ), UbeO^ > u BE (T 2 ; şi
•cBoO"l) < IcBoO^)-
Pentru tranzistoarele cu siliciu
neglijăm l CB0 .

Conform celor arătate mai sus
obţinem valorile curenţilor:

ff(Tţ) [E b ~ Ube(Ti)]
c( l} R B + [P(T,) + 1)] R e
£CT 2 ) [E B ~U BE (T 2 )j
Rb + [0(Ti) + 1] R e

Considerând^ (3> 1 rezultă:

U be (T 2 ) - U be (Ti) + [l c (T 2 ) ~ l C (T
JcTŢi) »c(T 2 )

Rb =

sibil la variaţia principalilor săli
parametri de regim static: l CB0 , U BE 1
şi P- f

Se poate exprima variaţia lui y
funcţie de aceşti trei parametri ăst
dl c ai c

A, c _ — AI CB0 — a Ube+|
dl CBO dU BE

âl c

+ -— AP

din

Cei trei factori: S ( =-,

=-şi S fl =- se numesc fac- .1

<HJ BE P d/3

tori de sensibilitate.

Variaţia totală a curentului de
colector va fi:

Ale = S/.AIcao + St/.AUsf + S/8. A/3

Să vedem ce influenţă au aceşti
factori asupra variaţiei curentului de
colector.

în-cazul înlocuirii tranzistorului,
datorită dispersiilor de fabricaţie
Alosa AUk şi Ap pot fi oarecare
(negative sau pozitive) putându-se
chiar compensa parţial între ele.

Dar în cazul creşterii temperaturii?

Atunci I cbo creşte, Us£ scade şi p
creşte, la aproape toate tranzistoa¬
rele. Deci, în mod obişnuit avem:

AI C flo>0, AUb£<0,A/3>0.

Factorul S/ fiind -întotdeana
pozitiv, creşterea lui I C bo determină
creşterea lui l c .

Când U be scade, în circuitul EB
rămâne disponibilă o tensiune mai
mare care va determina Creşterea
curenţilor l £ şi b, deci şi l c . Deci
factorul Su este negativ.

Creşterea lui p determină
creşterea curentului de colector.
Deci, S/8 este pozitiv.

Rezultă astfel că toţi cei trei
parametri din relaţia Curentului de
colector sunt pozitivi, la creşterea
temperaturii toţi contribuind la
creşterea lui l c .

)]Re

P( T,)

>8(T 2 )

Dacă R e a fost aleasă ţinând cont
de prescripţiile de mai sus, rezultă
R B şi deci circuitul de polarizare a
fost proiectat.

S-a arătat deja că pentru a ne
păstra în regiunea liniară a caracte¬
risticilor este de dorit ca l c în P.S.F.
să varieze cât mai puţin cu tempe¬
ratura, deci să fie cât mai puţin sen-

Este evident că, pentru insensibili-
zarea punctului de funcţionare (deci,
stabilizarea lui) este indicat ca toţi
cei trei factori de sensibilitate să fie
cât mai mici. Din contră, cu cât ei
sunt mai mari influenţa lui \ C bo, şi
P asupra circuitului este mai mare,
deci stabilizarea P.S.F. mai slabă.

De obicei, la tranzistoarele cu Si,
cel mai important este cel de-al

TEHNIUM 9/1993

doilea termen (S u), iar la cele cu Ge
primul termen (S/), la temperaturi în
gama normală de lucru.

Pentru temperaturi în afara gamei
obişnuite importanţa termenilor se
schimbă.

în primul rând trebuie definită
gama temperaturilor joase şi înalte,
ca fiind diferită la tranzistoarele cu
Ge faţă de cele' cu Si (datorită
valorilor foarte diferite ale lui Icbo).
Astfel, limita între temperaturile
joase şi înalte se consideră 0°C ia
tranzistoarele cu Ge şi 60°C la cele
cu Si.

Astfel, ia temperaturi joase
(negative pentru tranzistoarele cu
Ge) I cbo scade exponenţial şi deci
factorul S/ îşi pierde din importanţă,
trecând de pe locul doi sau chiar trei
în ordinea ponderii asupra lui \ c .

De aceea efectul termenului
S/.Icso, important la temperaturi
ridicate, se mai numeşte „efect de
temperaturi înalte".

La temperaturi scăzute ponderea
termenului ScUm este cea mai mare,
de aceea efectul acestui termen se
mai numeşte „efect de temperaturi
joase".

Stabilizarea P.S.F. cu rezistenţă
serie în emitor este foarte bună, dar,
pe rezistorul R £ se disipă inutil o
bună parte din putere, lucru
admisibil doar la circuitele de putere
mică.

La circuitele de putere mare acest
lucru determină scăderea randamen¬
tului, fiind necesară căutarea unei
alte soluţii.

Aceasta ar putea consta din
introducerea unei rezistenţe între
colector şi bază (figura 12).

Curentul de bază va avea expre¬
sia:

Uq E Uq

l B = -, unde U D este ten-

r bc

siunea de deschidere a joncţiunii BE,
iar tensiunea U CE va fi: U CE = E c -
- Rdc-

La creşterea temperaturii va
creşte l c , deci căderea de tensiune

pe Re, rezultând o scădere a lui U

Din relaţia curentului de bază se
vede că scăderea lui U C £ determină
micşorarea acestuia (la), ceea ce
determină şi micşorarea lui l c .

Deci, prin R BC se realizează o
reacţie negativă care conduce la in-
sensibilizarea P.S.F.

Pentru a nu influenţa regimul de
curent alternativ se desface R flC în
două rezistoare, iar capătul comun
se pune la masă prin CB.

în figura 13, se prezintă un circuit
de stabilizare a P.S.F. cu rezistenţă
în emitor. în acest fel se introduce şi
o relaţie paralel. Schema este utili¬
zabilă la puteri medii.

Cunoscându-se P.S.F se poate
determina R BC cu relaţia:

b) METODE NELINIARE

Metodele neliniare de stabilizare a
P.S.F. utilizează elemente neliniare
(diode, termistoare) dependente de
temperatură, în vederea îmbunătăţi¬
rii performanţelor, circuitelor la
schimbarea condiţiilor de mediu.

în figura 14, se asigură compen¬
sarea termică printr-o diodă polari¬
zată direct, conectată în locul rezis-
torului R fl2 din figura 3.

Dioda asigură practic o compen¬
sare a lui Ud cu temperatura astfel:
fiind construită din acelaşi material
semiconductor cu tranzistoVul (Si
sau Ge) tensiunea de pe diodă va

scădea la fel ca şi Ud a tranzistoru¬
lui, la creşterea temperaturii. R s va
avea o valoare suficient de mare
pentru a asigură un curent constant
prin diodă. Curentul de colector ar
avea tendinţa să crească. Dar va
apare o scădere şi a lui Ud cu tem¬
peratura.

Schema prezentată compensează
doar variaţia lui Ud cu .temperatura
nu şi a lui lesa De aceea schema se
va utiliza doar la tranzistoare cu Si,
la care Icbo este neglijabil.

Impedanţa de intrare fiind foarte
mică (dioda polarizată direct), sem¬
nalul alternativ nu se poate aplica

pe diodă, deoarece ar fi pus la
masă. Semnalul se va aplica
printr-un transformator de cuplaj.

Pentru compensarea lui I cbo cu
temperatura se utilizează schema
din figura 15, care foloseşte o diodă
polarizată invers. Prin diodă trece
curentul invers (l inv .) care este egal
cu curentul rezidual Icbo, dacă
dioda şi tranzistorul sunt din acelaşi
material semiconductor şi surit pla¬
sate în apropiere. Deci, curentul re¬

sar ca termistorul să se afle în con¬
tact termic cu tranzistorul.

La circuitul din figura 16 se ob¬
servări, la o creştere a temperatu¬
rii, Ic are şi el tendinţa să crească.
Dar rezistenţa termistorului scade
cu temperatura ceea ce va deter¬
mina un potenţial mai mic aplicat’
bazei de către divizorul de polari¬
zare (R s , Rr). Deci l s va scădea, an¬
trenând scăderea şi a curentului de
colector.

zidual al tranzistorului, închizân-
du-se prin diodă, nu va mai influ¬
enţa polarizarea bazei tranzistorului,
deci a P.S.F.

O altă compensare neliniară se
poate realiza utilizând termistoare
cu coeficient de temperatură negativ
(NTC) în circuitul bazei (figura 16)
sau al colectorului (figura 17).

Pentru a realiza o compensare a
creşterii lui Ic cu temperatura (dato¬
rită tuturor parametrilor) este nece¬

Stabilizarea cu termistor este utili¬
zată la amplificatorul în contratimp.

O altă schemă de stabilizare cu
termistor este dată în figura 17.
Atunci când temperatura creşte, re¬
zistenţa termistorului (Rr) scade,
crescând curentul de emitor, ceea
ce duce la mărirea căderii de ten¬
siune pe R £ , Acest lucru reduce po¬
larizarea suplimentară a joncţiuni)
EB, determinând scăderea lui l B şi
implicit a lui l c .

Dacă doriţi un sistem de
radiocomunicaţii sau doriţi
să completaţi sau să înlo¬
cuiţi echipamentul existent,
vă rugăm să ne contactaţi.

De asemenea vă puteţi
abona cu uşurinţă la siste¬
mele noastre repetor din
Bucureşti şi din majoritatea
oraşelor ţării.

UNI AXIS S.R.L.

Bd. Unirii 35, Bl. A3, Sc. 2
Ap. 34, Sector 3, Bucu- j
reşti 1

Tel: 323.38.10/323.38.94
Fax: 323.27.45 I

MOTOROLA
Distribuitor autorizat

Subsidiary of UBG International Inc. USA

TEHNIUM 9/1993

Acest oscilator .are avantajul că, esîe simplu şi
foarte stabil. Având în vedere că” în timpul func¬
ţionării tubului electronic rezistenţa negativă îşi
schimbă valoarea, acest tip de oscilator este'
puţin folosit în practică. Un ai! tip de oscilator cu
rezistenţă negativă este osciiaîorui trahzitron,
echipat cu pentodă. La scăderea tensiunii apli¬
cate pe grila siipresoare (g3) o mare parte din
electronii emişi de catod sunt obligaţi să se în¬
drepte spre grila ecran (g2) în loc să meargă spre
anod, mărind astfel curentul de ecran. O dată cu
scăderea tensiunii grilei supresoare va scădea şi
tensiunea grilei ecran, deci în circuitul acesteia
va' apare o rezistenţă dinamică negativă. Rezis¬
tenţa negativă care apare între griia ecran şi-ca¬
tod este aplicată ...prin intermediu! unui .conden¬
sator de mică reactanţă în paralei pe circuitul os¬
cilant LC. Frecvenţa de c'c i } - a: 1 -- : c ' cu
frecvenţa de rezonanţă a circuitului LC.

f = fo = -

2tt 1 LC
un conţinut redus de
oscilaţiilor generate
stabil.

Un oscilator cu fre
(VFO) trebuie să înde

onics, însă amplitudinea
mica şi nu este foarte

ing. -CLAUDIU IATAIU

(URMARE OÎM Nr. TRECUT)

enţa cupiajelof electrice şi magnetice;

— variaţia în timp a elementelor circuitului os¬
cilant din cauza îmbătrânirii materialelor.
Binecunoscuta formulă a lui Thompson:

(ÎS)

f = —i——— ne permite calculul frecvenţei

21 LC

de rezonanţă a circuitului osciiant în funcţie de
valoarea inductanţei L şi a capacităţii C a aces-

Variaţia umidităţii, de asemeni poate afecta va¬
loarea constantei dielectrice e, iar vibraţiile meca¬
nice pot determina variaţii ritmice ale distanţei
dintre plăcile condensatorului.

în cazul bobinelor de inductanţă fără carcasă
variaţiile de temperatură produc dilatări sau con- !
tractări ale conductorului din care este realizată
bobina, ceea ce are ca urmare variaţii corespun¬
zătoare ale diametrului, respectiv razei spirelor şi
a distanţei dintre ele, care în final conduce la mo¬
dificări în valoarea inductanţei şi implicit â frec¬
venţei oscilatorului. Vibraţiile mecanice conduc la
variaţii ritmice ale distanţei dintre spire care au î
ca efect variaţii corespunzătoare ale inductanţei.
Pentru evitarea sau micşorarea la un nivel admisi¬
bil a variaţiilor de inductanţă şi de capacitate şi

T1 =

Ţ—

T2= KJiz o7r T3=K/iîo?rX

II Dl J£“T"

1,8 R9 =p J| LI

r—r-czul ţ ?
JL 18 OK JL mii

C6; n /TV-

* T3

rn 1.8-

C9 33n itt

i 14 MH

21MHz

28MHz

+9fBOV

•diţii principale:

— oscilaţia generată să fie cât mai stabiiă ca'

frecvenţă;

— forma oscilaţiei generate să fie cât mai apro¬
piată de cea sinusoidală (amplitudinea armonici¬
lor cât mai mică);

— tensiunea de ieşire să fie cât mai constantă
în banda de lucru.

Există o serie de factori’care influenţează aceşti
parametri. Principalele cauze care determină in¬
stabilitatea unui oscilator sunt:

— variaţia temperaturii şi umidităţii mediului
ambiant;

1 —variaţia tensiunilor de alimentare;

— variaţia im pedantei de sarcină a oscilatoru¬
lui;

— deformaţiiie mecanice aîe pieselor şi infiu-

tuia. Din relaţia de raai sus se vede că frecvenţa
este invers proporţională cu radicalul produsului
ceior două mărimi (L, C). Având în vedere relaţia
de mai sus, este evident că pentru a obţine osci¬
laţii cu o frecvenţă stabilă trebuie să asigurăm
stabilitate inductanţei L şi capacităţii C faţă de
factorii destabilizatori enumeraţi mai sus.

Dacă luăm în considerare formula care dă ca¬
pacitatea unui condensator variabil cu dielectric
aer

(16) ^ «S .

C =-—, in care:

4îrd

e — este constanta dieiectrică a dielectricului (în
căzui de faţă egai cu 1); S — suprafaţa plăcilor
condensatorului; d — distanţa dintre acestea.
Reiese ciar că variaţiile de temperatură influen¬
ţează asupra mărimii geometrice a plăcilor con¬
densatorului modificându-i capacitatea şi implicit
variaţia frecvenţei oscilatorului.

respectiv a variaţiilor frecvenţei de rezonanţă a
circuitului oscilant se impun următoarele:

— folosirea de condensatoare cu coeficienţi de
temperatură cât mai reduşi;

— utilizarea de condensatoare variabile cu die-
lectrici aer cu plăci groase frezate;

— realizarea de bobine pe carcase cu coefi¬
cient de dilatare cât mai mic, prevăzute cu şan¬
ţuri;

— încălzirea conductorului când se execută
bobinajul;

— montarea elementelor circuitului oscilant cât
mai departe de sursele de căldură;

— folosirea condensatoarelor cu compensarea
coeficientului de temperatură.

în continuare să vedem care este efectul apari¬
ţiei armonicilor asupra frecvenţei generate şi asu¬
pra stabilităţii acesteia. Aşa cum se ştie, în timp
oscilaţiei, are loc un schimb periodic de ener
între condensator şi bobina de inductanţă. D
frecvenţa oscilaţiilor este egală cu frecvenţa

TEHNIUM 9/1!

rezonanţa a circuitului şi nu exisia armonici
atunci energia reactivă înmagazinată în conden¬
sator este egală cu cea înmagazinată de bobina
de inductanţă.

Dacă dintr-o cauză oarecare sinusoida se de¬
formează şi apar armonici, atunci curentul şi res¬
pectiv energia din ramura capacitivă cresc, iar
curentul şi respectiv energia din ramura inductivă
scad. .

Pentru a se explica acest fapt, este suficient sa
ne reamintim că reactanţa capacitivă este invers

proporţională cu frecvenţa: Xc = ~— ţ C iar reac "

tanţa inductivă proporţională cu frecvenţa:

X iA = 27rfL

în concluzie, pentru frecvenţe mai mari, aşa
cum sunt armonicile, reactanţa ramurii capacitive
creşte. Pentru refacerea echilibrului între energi¬
ile acumulate de condensator şi bobină este ne¬
cesar ca frecvenţa să scadă puţin, astfel încăt X L
să devină egal cu X c . O primă concluzie: datorită
armonicilor, frecvenţa generată de oscilator (f) va
fi ceva mai mică decât frecvenţa de rezonanţă (f 0 )
a circuitului oscilant fără pierderi. O a doua con¬
cluzie: cu cât armonicile sunt mai numeroase cu
atât diferenţa între f şi fo va fi mai mare. Să ve¬
dem care sunt cauzele deformării sinusoidei şi
respectiv ale apariţiei .armonicilor şi implicaţiile
asupra stabilităţii frecvenţei.O primă cauză imi¬
nentă oricărui oscilator de acest gen este pre¬
zenţa în circuitul oscilant a rezistenţei R şi legat
de aceasta necesitatea compensării pierderilor
prin injecţii de energie efectuate cu ajutorul tubu¬
lui electronic sau tranzistor, etc. în această situa¬
ţie este evident că variaţiile ce pot surveni în regi¬
mul de funcţionare al tubului, tranzistor oscilator,
datorită oscilaţiei tensiunilor de alimentare, ale
sarcinii, etc. pot atrage după sine variaţii ale for¬
mei oscilaţiei. Acestea la rândul lor determină va¬
riaţia frecvenţei oscilaţiilor generate. Soluţia pen¬
tru micşorarea acestui neajuns este utilizarea
unui circuit oscilant cu pierderi cât mai reduse,
respectiv cu un factor de calitate Q cât mai ridi¬
cat. Dar deformarea sinusoidelor se poate pro¬
duce chiar atunci când Q-ul circuitului este rela¬
tiv ridicat. Este vorba de cazurile când, din do¬
rinţa de a obţine la ieşirea etajului oscilator osci¬
laţii cu amplitudine mare, se măreşte reacţia cu
mult peste limita necesară întreţinerii oscilaţiilor,
în figura 9, se vede că, datorită amplitudinii prea
mari a oscilaţiilor, acestea sunt puternic limitate
în cotul inferior şi în cel superior al caracteristicii
căpătând o formă trapezoidală, foarte bogată în
armonici. Este evident că în această situaţie ecar-
tul între f şi f 0 fiind mare, variaţiile regimului de
funcţionare ale tubului sau tranzistorului oscila¬
tor, pot influenţa în mare măsură frecvenţa osci¬
laţiilor generate.

Din cele arătate mai sus rezultă că factorul de
calitate Q al circuitului oscilant are influenţe di¬
recte asupra formei, frecvenţei şi stabilităţii frec¬
venţei oscilaţiei produse de etajul oscilator. Aşa
cum rezultă din formula (5) factorul de calitate Q
reprezintă raportul dintre reactanţa inductivă X L
sau reactanţa capacitivă X c , şi rezistenţa R a cir¬
cuitului oscilant. Din această relaţie rezultă că
pentru a mări pe Q este necesar fie a mări pe X L
sau Xc, fie să micşorăm pe R. Cum X L şi Xc sunt
determinate de frecvenţa pe care dorim să o obţi¬
nem, rămâne să acţionăm exclusiv asupra lui R,
care reprezintă suma de pierderi din circuit, res¬
pectiv R = Ri + Rc, unde Ri este suma rezistenţe¬
lor de pierderi în bobina de inductanţă L, iar R c
este suma rezistenţelor de pierderi în condensa¬
torul C şi care sunt neglijabile faţă de primele.

Pierderile în bobina de inductanţă se datoresc
următoarelor cauze principale:

— eefectul pelicular;

— efectul de proximitate;

— pierderile în dielectricii din apropierea bobi¬
nelor, în special în carcasa acestora;

— pierderile prin curenţi Foucault în obiectele
metalice din apropiere (şasiu, ecrane etc).

Efectul pelicular se întâlneşte la conductorii
străbătuţi de curenţi alternativi şi se manifestă
prin concentrarea acestora la periferia conducto¬
rilor, partea centrală nefiind folosită. Acest efect
se datoreşte influenţelor pe care le exercită asu¬
pra distribuţiei curentului în secţiunea conducto¬
rului — liniile de forţă ale câmpului magnetic ce
se produc în jurul acestuia la trecerea curentului
alternativ. El este cu atât mai pronunţat cu cât
frecvenţa este mai mare. Având în vedere cele de
mai sus, precum şi faptul că rezistenţa unui con¬
ductor este invers proporţională cu suprafaţa sec¬
ţiunii sale parcursă de curent, este evident că re¬
zistenţa în curent alternativ este mai mare decât
cea în curent continuu, diferenţa între ele fiind cu
atât mai mare cu cât frecvenţa este mai ridicată.
Pentru micşorarea efectului pelicular, care, aşa
cum reiese din cele spuse, poate avea efect nega¬
tiv asupra factorului Q, se recomandă a se avea
în vedere următoarele la realizarea bobinelor:

— utilizarea unui conductor cu secţiune din ce
în ce mai mare pe măsura creşterii frecvenţei de
lucru (0,2—0,3 mm pentru 1,8 MHz, 1—1,2 mm
pentru 28 MHz);

— asigurarea unei suprafeţe cât mai curate a

coriaucioruiui luiysu, ta rrecvenţe mane se va iv-
losi conductor argintat;

— se vor folosi carcase ceramice sau de călit.

Efectul de proximitate apare atunci când cei
doi conductori parcurşi de curent alternativ se
găsesc apropiaţi unul faţă de celălalt. Datorită in¬
fluenţei conjugate ale liniilor de forţă ale câmpu¬
lui magnetic propriu şi ale celor ale câmpului
conductorului vecin distribuţia curentului în sec¬
ţiunea fiecăruia dintre cei doi conductori se mo¬
difică şi mai mult faţă de cazul efectului particu¬
lar. în funcţie de sensul pe care îl au în cei doi
conductori curenţii se concentrează fie pe porţiu¬
nile cele mai apropiate, fie pe cele mai îndepăr¬
tate ale conductorilor. Efectul de proximitate de¬
pinde de raportul D/d (fig. 10) fiind cu atât mai
pronunţat cu cât conductorii sunt mai apropiaţi.
Pentru micşorarea efectului de proximitate este
necesar ca pasul bobinelor să fie ales în mod co¬
respunzător, acesta trebuind să crească pe mă¬
sură ce frecvenţa de lucru este mai ridicată. Prin
pas se înţelege distanţa D conform figurii 10.

Pierderile prin curenţi Foucault se produc dato¬
rită curenţilor induşi în corpurile metalice din
apropierea bobinelor (şasiu, ecrane etc.). Ele
cresc cu frecvenţa şi invers proporţional cu dis¬
tanţa dintre bobină şi corpul metalic. Pentru mic¬
şorarea lor este necesar ca bobinele să fie jnon-
tate la o distanţă cel puţin egală cu raza lor faţă

K— ,VM **•/ »«nuupuniu uw . VW V wwww

tele bobinei. Diodele varicap Dl şi D2 depind de
frecvenţă benzii. în benzile joase sunt bunel KB
104, care se pot folosi şi în celelalte benzi cir ex¬
cepţia benzii de 28 MHz. Pentru banda de 28
MHz se vor folosi KBC 111, două bucăţi în para¬
lel. Pentru 14 MHz (frecvenţa VFO s =.5 MHZÎ se
foloseşte KB 104, una bucată, dacă rfu satisface
se pun două în paralel. Diodele se vor împere-
chea prin alegere, iar precizia nu trebuie să depă¬
şească 5%.

Diodele KBC 111 nu necesită a fi selecţionate
deoarece acest tip se execută pe acelaşi cristal.
Valoarea lui C4 nu va mai mare de 3,9 pF. Con¬
trariu, montajul autooscilează pe joasă frecvenţă.
De asemenea autooscilează dacă nu s-au ales co¬
respunzător valorile pentru C5 şi C7.

Potenţiometrele folosite vor fi logaritmice, în
cazul că sunt liniare scala de acord va fi mai rară
la început şi foarte deasă la sfârşitul cursei. Re-
zistorii R1 şi R4 se aleg aşa fel încât la capătul
superior tensiunea să fîe 30 V, iar R3 şi R6 se
aleg aşa fel încât la capătul inferior tensiunea să
fie_ de 9 V.

în figura 12, se prezintă schema de comandă şi
acord a VFO-ului. Potenţiometrelor R2 şi R5 de
câte 15 kn li se vor ataşa demultiplicări. Potenţio-
metrul R2 este folosit ca RIT dar ei poate înde¬
plini şi funcţia de al doilea VFO (extern) deoarece

+36V (dublu stabilizat)

de corpurile metalice. Ecranele bobinelor se re¬
comandă să fie confecţionate din cupru sau
aluminiu.

Pierderile în condensatoare se datoresc rezis¬
tenţei plăcilor, axelor, bucşelor, bobinelor, firelor
de legătură, rezistenţelor de frecare între pieseie
mobile şi pierderilor în dielectrici. Se recomandă:

— o construcţie mecanică îngrijită evitându-se
în special rezistenţele de frecare;

— utilizarea unor condensatori cu dielectrici cu
pierderi cât mai mici (aer, ceramică).

Acestea sunt doar câteva dintre considerentele
privind oscilatoarele, fenomenele fiind mult mai
multiple şi complexe.

în etapa actuală mulţi radioamatori trec de la
oscilatoarele LC la sintetizoare de frecvenţă, ig¬
norând oscilatoarele cu diode variacap.

Sintetizoarele au stabilitate în frecvenţă confe¬
rită de cuarţ dar conţin multe integrate, iar dacă
nu sunt riguros reglate, dau la ieşire un spectru
„infect".

în figura 11 prezentăm schema de principiu a
unui VFO echipat cu diode varicap şi la care,
executat corect, rezultatele sunt peste aşteptări.

Pentru a compensa unele neajunsuri, autorul a
folosit o schemă specială unde între tranzistorul
oscilator T2 şi circuitul oscilant s-a introdus TI
care este repetor pe sursă.Semnalul de ieşire al
VFO-ului nu se culege de pe sursa lui T2 ci de pe
divizorul format de C2—C3, ceea ce permite obţi¬
nerea unei profunde reacţii pozitive, prin alegerea
punctului unde se scoate priza bobinei LI de re¬
gulă între 1/10 şi 1/25 din numărul de spire. De
asemenea se tatonează valorile divizorilor C2—C3
pentru obţinerea tensiunii de ieşire după dorinţă.
In benzile joase, condensatorul CI este neesen¬
ţial, valoarea capacităţii se concentrează pentru
C2—C3. în benzile superioare, CI devine obliga¬
toriu, esenţial şi se va lipi direct pe capetele bobi¬
nei pentru ca circuitul oscilant să nu ajungă pe
placa circuitului imprimat, ceea ce ar duce la o
mare pierdere a Q-ului. în benzile cele mai înalte

i realizează acelaşi ecart de frecvenţă ca şi R5. Co-
| eficientul de temperatură al diodelor vericap este
| pozitiv. Capacitatea diodei scade ia creşterea ten-
I siunii. Avantajele acestui VFO sunt:
î 1. Dimensiunile potenţiometrelor sunt mult sirb
I «gabaritul condensatorilor variabili;

1 2. Lipsesc conductorii de legătură între C.V. şi

I circuitul VFO;

| 3. Simplifică lucrul în cazul folosirii Tx pe o

I frecvenţă şi Rx pe altă frecvenţă;

|' 4. Placa VFO nu este condiţionată ca poziţie pe

1 şasiu faţă de potenţiometrii sau comutatorul de
| game.

| Performanţe: după 15 minute de încălzire, fuga
| de frecvenţă nu depăşeşte 125 Hz/h. Când tensiu-
I] nea de alimentare scade- cu 10% faţă de cea no-
I minală, devierea de frecvenţe a fost de 350 Hz
I faţă de alte tipuri de VFO cuprinsă între 3—37
kHz.'

| Facem precizarea că oscilatoarele cu varicap
| necesită o stabilizare foarte bună a tensiunilor de
I comandă ale diodelor varicap, aceasta se rezolvă
I făcând o dublă stabilizare; o dată la un nivel de
1 150—200 V iar cealaltă la 32—36 V. în cazul când
fi etajul final al emiţătorului din transceiver este
| echipat cu tub electronic, tensiunea pentru vari-
I capuri se ia din tensiunea grilei ecran — deja sta-
I bilizată după care se mai face o stabilizare la
j 90—100 V şi apoi la nivel de 36 V încât apar trei
1 stabilizări ale tensiunii. Releul K1 din figura 12 a
| sistemului RIT se poate acţiona clasic având în
| vedere că nu toate transceiverele au sistem VOX.
| Măsurătorile privind devierea frecvenţei în cazul
| modificării tensiunii nominale au fost făcute în
| banda de 28 MHz.

I BIBLIOGRAFIE:

1 1. Radioliubiteli — colecţia 1992

| 2. Radio—colecţia 1991—1992

jj 3. Tehnium — colecţia 1991—1992

1 4. Radio Rivista Italia — colecţia 1990

| 5. The Radioamateur’s Handbook — colecţia

1 1988

TEHNIUM 9/1993

V .

lOOnF

15Kn 15 Kn 1 jjF\

lOOnF

■ j| ontajul a fost realizat pentru
|1*| însumarea ponderată a 2
semnale de audiofrecvenţă
care provin de la surse dife¬
rite. Prima sursă de semnal este re¬
prezentată de către un semnal de
audiofrecvenţă de provenienţă uni¬
versală (magnetofon, casetofon,
pick-up, staţie de amplificare etc). A
doua intrare a mixerului este desti¬
nată unei surse de semnal,audio
provenită de la un microfon. în mo¬
mentul în care intrarea de microfon
este activată, concomitent cu însu¬
marea celor două semnale audio,
mixerul realizează şi atenuarea cu
circa 16 dB a semnalului provenit de
la prima intrare a montajului. în
acest fel, rezultatul este un semnal
de audiofrecvenţă complex, la care
este reliefată în mod special sursa
de semnal captată de microfon.
.Montajul este util la realizarea unor
înregistrări, atunci când în pauzele
dintre 2 pasaje muzicale se interca¬
lează unele comentarii sau precizări
suplimentare. Practic, montajul este
deosebit de util într-o discotecă sau
la realizarea unei înregistrări video
la care trebuie efectuată o tradu¬
cere.

Schema electrică a motajului este
prezentată în fig.'Ir'Semnalul de au¬
diofrecvenţă universal se aplică
montajului prin intermediul conden¬
satorului CI, etajului de intrare care
conţine tranzistorul TI. Etajul de in¬
trare, de tip repetor pe emitor, este
prevăzut în scopul adaptării de im-
pedanţe, şi anume micşorarea impe-
danţei de ieşire a sursei de semnal
în scopul prelucrării ulterioare efi¬
ciente a acestuia. Ulterior, semnalul

de intrare prelucrat de etajul repetor într-un etaj de amplificare A = 20

pe emitor este preluat din emitorul dB. Semnalul amplificat este preluat

tranzistorului TI prin intermediul re- din colectorul tranzistorului T5 şi

zistenţei R4. Grupul R4R6R5T2 re- aplicat simultan atât în baza tranzis-

prezintă un comutator electronic torului T4 cât şi în baza tranzistoru-

care, în momentul activării lui, mic¬
şorează amplitudinea semnalului au¬
dio provenit de la sursa universală
cu cca 16 dB. Prin intermediul con¬
densatorului C5 semnalul ajunge în
baza tranzistorului T3 care reali¬
zează etajul mixer propriu-zis,. Tot
în baza tranzistorului T3 va fi aplicat
şi semnalul provenit de la microfon.
Acesta se. aplică la intrarea a f l-a a
montajului (notată intrare microfon)
etajului de amplificare care conţine
tranzistorul T6. Acest etaj funcţional
realizează o amplificare iniţială cu
14 dB a semnalului provenit de la
microfon. Ulterior, semnalul de mi¬
crofon este preluat din colectorul
tranzistorului T6 şi aplicat galvanic
în baza tranzistorului T5, inclus tot

lui T3 (prin intermediul rezistenţei
R6). Se observă că rezistenţa R7 are
un dublu rol şi anume: polarizarea
iniţială a tranzistorului T3 şi tran¬
smiterea informaţiei sonore primite
de la microfon în scopul mixării ce¬
lor 2 semnale (semnalul de la micro¬
fon şi semnalul de la sursa audio
iniţială). Tranzistorul T4 este ampla¬
sat într-un montaj de tip repetor p«
emitor. Semnalul de la microfon,
care acum este amplificat şi prezintă
o amplitudine mare, este preluat din
emitorul tranzistorului T4 prin inter¬
mediul condensatorului C7 şi aplicat
grupului R8D1C3 care realizează o
redresare-integrare a acestuia.
Atunci când nivelul semnalului re-
dresat-integrat depăşeşte tensiunea

de 0,6 V, tranzistorul T2 intră în s|
rea de conducţie. în acest fel, rezi 1
tenţa R5 este practic conectată
masă iar divizorul de tensiune R4
atenuează semnalul audio provă
de la sursa de semnal care active
prima intrare a mixerului dinamic
acest fel, se realizează o atenul
de 16 dB a semnalului de ia intrat!

1 a mixerului şi concomitent reliefa
rea semnalului provenit de la mici
fon. Semnalul mixat este preluatei
emitorul tranzistorului T2 prin intf
mediul condensatorului C7, aplkfi
potenţiometrului R14 şi transmis I
ieşirea mixerului dinamic cu ponţi
rea dorită de acesta (prin acţionar
cursorului potenţiometrului R14)

Montajul prezintă următoare!
performanţe:

— impedanţa de intrare — intra
universală Zi = 50 kO

— intrarea de microfon Zi = 50K

— impedanţa de ieşire Ze = 5W

— raport semnal-zgomot S/N t
65 dB;

— banda de frecvenţă de lucruJ)
= 20 Hz y 20 kHz;

— distorsiuni armonice total
THD < 0,2%;

— distorsiuni de intermodulaţie
TID < 0,04%;

— atenuarea sursei de semnal

universale în momentul activării in
trării destinate microfonului A = 16
dB. |

Realizare practică.

Montajul se realizează practic pe
o plăcuţă de sticlostratitex placat
cu folie de cupru. Se iau toate mă¬
surile necesare prevăzute pentru
montaje destinate lucrului cu sem-

TEHNIUM 9/1993 ]

Introducere. Denumirea pan-pot derivă difţi
engl. panning-pottentiometer, care, în traducere,
înseamnă potenţiometru de panoramare. Funcţia
de panoramare este întâlnită în mixerele audio
profesionale şi constă în posibilitatea de a distri¬
bui după dorinţă o sursă sonoră între două ca¬
nale sau de a realjza translaţia ei continuă de la ;
un canal la altul. în principiu, această funcţie se
obţine prin intermediul unui potenţiometru dublu,
al cărui control unic asigură variaţia în sensuri
contrare a valorilor celor două secţiuni. Acest po ;
tenţiometru este de construcţie,şpecială, adaptată?
aplicaţiei la care ne referim. în ultimul timp au
apărut însă scheme electronice care permit să se
realizeze funcţia de panoramare prin intermediul
unui potenţiometru simplu, obişnuit, asigurând
totodată o acurateţe mai ridicată a reglajului.
Aceste scheme sunt atât de simple încât au făcut
posibilă pătrunderea circuitelor pan-pot şi în ?
practica amatorilor. Cu ajutorul acestor circuite, !
în cadrul operaţiilor de înregistrare/sonorizare,
„operatorul de sunet" poate să deplaseze un so¬
list vocal sau instrumentist de la un canal la altul i
sau să îl translateze lin între două grupuri de di¬
fuzoare situate la distanţă. Tot cu ajutorul acestui
circuit, şi al sistemului de sonorizare în care este
inclus, un solist poate fi „lansat" dintr-o parte a
scenei şi apoi făcut să gliseze spre cealaltă parte.
O sursă monofonică poate fi distribuită după do¬
rinţă între cele două canale ale unui amplificator ;
stereofonic. Efectele acustice obţinute prin inter- ?
mediul acestui circuit sunt asemănătoare celor pe ;
care la auzim la redarea unor secvenţe înregis- j
trate pe discurile stereofonice demonstrative. ;

Descrierea schemei. în schemele din figurile 1
şi 2 se prezintă două variante ale circuitului de
panoramare, pentru a asigura o eventuală unita- ;
te/compatibilitate cu sursele de alimentare şi/sau
circuitele integrate folosite în sistemul la care se
intenţionează a se asocia regulatorul panoramic.

în schema din figura 1 se foloseşte un singur
circuit integrat, preamplificatorul dual de zgomot
redus LM 387 sau /?M 387, iar în schema din fi-
gura 2, amplificatorul operaţional dublu B 082 D,
LM 1458 sau (3A 747, dar se pot folosi şi două am- ;
plificatoare operaţionale de tip 741. (Numerotarea ;
pinilor în figura 2 este valabilă pentru circuitele
integrate B 082 D şj LM 1458). Potenţiometrul de
panoramare P, este qn potenţiometru obişnuit, cu -
variaţie liniară. Prin acţionarea sa de la o extremi-
tate îa alta se asigură schimbarea poziţiei apa- :
rente a sursei sonore monofonice conectate la in¬
trarea circuitului.

U/9- /8V

na!e de audiofrecvenţă (traseu de
masă gros de minim 4 mm, lipsa bu¬
clei de masă, structura fizică de cva-
dripo! a montajului, conexiuni cât
mai scurte între componente etc.)
Pentru păstrarea performanţelor'es¬
timate iniţial, se folosesc compo¬
nente electrice de bună calitate.
După realizarea plăcuţei de cablaj
imprimat, se plantează componen¬

tele electrice cu grijă, neuiîând
face o verificare iniţială a fiecăreia
dintre ele (atât din punct de vedere
electric cât şi din punct de vedere
mecanic). Montajui se alimentează
cu energie electrică de la o sursă de
tensiune continuă U/s = 18 V,
stabilizată şi foarte bine filtrată.

Se aplică la intrarea universală o
sursă de semnal audio iar ia intrarea

de microfon un semnal electric pro¬
venit de la un microfon. Ieşirea
montajului se conectează la amplifi¬
catorul de audiofrecvenţă. Se ob¬
servă că la activarea intrării de mi¬
crofon (se rostesc câteva fraze în
dreptul microfonului) semnalul de
ieşire conţine atât semnalul audio
de la intrarea universală atenuat, cât
si semnalul de ia microfon reliefat.

Nivelul celor două semnale însu¬
mate se reglează acţionând cursorul
pontenţiomeîruiui R14.

Montajul va fi de un real folos
amatorilor de mixaje ale unor sem¬
nale de audiofrecvenţă de prove¬
nienţă diferită, fiind deosebit de util
ia realizarea unei înregistrări video,
la care este necesară traducerea
textului dintr-o limbă străină.

Dacă cursorul potenţiometrului de panoramare
se află în poziţia de mijloc, semnalul de intrare
este egal distribuit pe cele două canale; în acest
caz se creează impresia că sursa sonoră se află
în centru. Acţionând potenţiometrui de ia o extre¬
mitate la alta, sursa sonora pare a se deplasa în
consecinţă. Pentru a se asigura efectul optim,
când cursorul potenţiometrului se află la mijloc,
circuitul trebuie să prezinte o atenuare de —3 dB
pe fiecare canal; la extremităţile potenţiometrului,
amplificarea trebuie să fie unitară pe canalul co¬
respunzător şi minimă pe celălalt cana!. Aceste
cerinţe sunt îndeplinite prin intermediu! configu¬
raţiei reţelei de rezistoare în care este inclus po-
tenţiometrui şi prin valorile acestor rezistoare.
După trecerea prin reţeaua rezistivă variabilă,
semnalul de intrare este aplicat simultan pe intră¬
rile inversoare ale celor două amplificatoare ope¬
raţionale şi. regăsit ia ieşirea acestora, în propor¬
ţie deierminată de poziţia ootenţiometrului de pa¬
noramare..

Ieşirile celor două amplificatoare operaţionale
se pot conecta la intrările unui amplificator stere¬
ofonic sau ale unui sistem de sonorizare cu două
canale independente. La intrarea circuitului
pan-pot se aplică semnalul de la ieşirea unui
preamplificator de microfon sau de la ieşirea de
linie a unui magnetofon.

Folosind rezistoare standard cu toleranţa de
5%, se obţine câştig unitar pe canalul corespun¬
zător unei poziţii extreme a potenţiometrului, în
timp ce pe celălalt canal, atenuarea atinge valori
maxime; când potenţiometrui se află la centru,
ambele canale transmit semnalul cu o atenuare
de —3 dB. în schema din figura 1, rezistorui de
polarizare Ft are valoarea corelată cu tensiunea
de alimentare, după cum urmează: +V = 12V R =
15 kiloohmi; +V = 15V R = 10 kiloohmi; +V = 18V
R = 8,2 kiloohmi; +V = 24V R = 6,2 kiloohmi. Deci,
teqsiunea de alimentare a montajului din figura 1
este cuprinsă între +12... +24V, iar a celui din fi¬
gura 2 variază între ±9... ±15V.

Condensatoarele de 100 nF se folosesc pentru
decuplarea intrărilor neinversoare şi a surselor de
alimentare, iar cele de 1 p.F preîntâmpină schim¬
bările nivelului de c.c. la ieşire, determinate de
modificările impedanţet sursei (practic, înlătură
zgomotele care ar apărea la rotirea cursorului po¬
tenţiometrului).

Parametrii măsuraţi pe montajul din figura 2,
realizat cu oricare dintre circuitele integrate men¬
ţionate, respectiv B 082 D, LM 1458, /3A 747 sau 2
x 741, sunt următorii:

— amplificarea corespunzătoare celor două ca¬
nale, când potenţiometrui se află la centru: — 3

dB;

— amplificarea celor două canale, când poten-
ţiomeîrul se află la extremitatea de jos (pe
schemă):

canalul 1—0 dB;

canalul 2—70 dB;

— tensiunea optimă de intrare: 100...1000 mV;

— caracteristica de frecvenţă: 20—20 000
Hz/—3dB;

— impedanţa de intrare: 10 kiloohmi;

— distorsiuni neiiniare la 1 kHz: 0,1%;

— raport semnaî/zgomoi neponderat: —60 dB
(ref. 150 mV).

Acest ultim parâmetru este mai bun la montajui
din figura 1 care foloseşte un circuit integrat de
zgomot redus.

Concluzii. Datorită simplităţii deosebite a circu¬
itului pan-pot, îl recomandăm tinerilor construc¬
tori cel puţin ca pe un exerciţiu amuzant şi in¬
structiv, dacă în momentul de faţă nu au în ve¬
dere o aplicaţie concretă. De asemenea, îi invităm
să imagineze un mod de înlocuire a potenţiome¬
trului de panoramare cu rezistoare controlate în
tensiune. «

în acest fel, controlând automat regulatorul pa¬
noramic cu tensiuni provenite de la un generator
de funcţii, se pot obţine efecte sonore foarte inte¬
resante, determinate de periodicitatea, viteza şi
legea de variaţie a tensiunii de control, conform
căreia se va face translatarea sursei monofonice
între cele două canale.

Bibliografie

AUDIO HANDBOOK NATIONAL

51 Ka

TEHNIUM 9/1993

RECEPTOR SIMPLU

de 80 m

“ing. DfiyU ZAMFIIîESCU

Acest receptor este destinat recepţionării staţii- deoarece datorită hazardului (piese defecte sau
lor de radioamatori ce emit în banda de „8D m“, incorect marcate, circuit imprimat incorect con-
respectiv 3500...3800 kHz, în SSB sau CVV. Utili- ceput şi realizat, cuplaje parazite, surse de aii-

zând numai două circuite integrate TA A 661, res¬
pectiv /3A 741, de largă circulaţie, un condesator
variabil dublu, de tipul obişnuit din receptoarele
MA de radiodifuziune, două bobine (şi acestea
identice!) şi un număr de numai 6 rezistenţe şi 16
condensatoare, fără a necesita reglaje delicate
(care ar necesita aparatură de laborator şi în
orice caz multă experienţă), această schemă per¬
mite obţinerea unor performanţe satisfăcătoare,
stabile şi reproductibile. Ea este gândită îndeo¬
sebi pentru radioamatorii receptori începători,
care nu dispun de aparatură, experienţă şi „o zes¬
tre" apreciabilă în piese.

Folosind piese de bună calitate, conform indi¬
caţiilor autorului şi respectând exact valorile pie¬
selor critice, mai puţin de zece la număr, de care
depind direct performanţele, vom avea satisfacţia
primelor recepţii şi a primelor QSL-uri primite.
"Schema este perfectibilă, o serie de îmbunătăţiri
şi experimentări ulterioare fiind posibile pe mă¬
sura creşterii experienţei şi a pretenţiilor în ceea
ce priveşte modul de lucru şi performanţele. Nu
se - recomandă începătorilor abordarea directă a
schemei cu maximum de perfecţionări posibile.

mentare necorespunzătoare etc.), a lipsei de ex¬
perienţă şi a eventualei aparaturi de laborator
(osciloscop, voltmetru electronic, generator de
semna!, frecvenţmetru digital) se poate compro¬
mite totul sau ar fi necesar un volum mare de
muncă „oarbă", sâcâitoare care să ne facă să
căutăm alt hobby (hi!). Abordarea gradată, pe
etape, este calea firească a oricărui proces de în¬
văţare.

„Visul" multor radioamatori începători este să
realizeze „dinîr-un foc" un singur montaj foarte

performant, dar fireşte complicat şi scump (eveţf
tual cu ajutorul unor binevoitori mai mult sau ir
puţin dezinteresaţi) eventual un transceiver (d<
nu au “încă autorizaţie de emisie!) pe care să«i fs
losească apoi până după ieşirea la pensie fără!
mai pune mâna pe letcon (hi!). Acestor persoaf
. li s-ar cuveni mai degrabă apelativul de „radioa
matori terminatori" întrucât nu au ce începe, ţ
termină! Şi termină şi cu pasiunea lor gen „foci
paie" pentru radioamatorism, deoarece de regu M
ajung la eşec sau !a cheltuieli materiale insupo
tabile; iar cei care cumpără aparatură de err||
sie-recepţie, fără să fi construit vreodată ei înşiij|
chiar nişte montaje simple, ajung arareori să ş
a exploata corect aparatura la performanţele tr
xime oferite, sau chiar să ştie cam cum fu neţi
nează aceasta!

Pe viitor vom publica şi alte îmbunătăţiri n
substanţiale, cum ar fi adăugarea de noi bloc
funcţionale, care permit obţinerea unui recepţii
mai performant şi chiar a unui mic transceive®
pornind de la această schemă de bază, fărăa|
necesară „demolarea totală" pentru piese a mon
tajelor anterioare.

Schema de principiu este dată în figura 1 şir<
prezintă un receptor cu conversie directă (,',sS|
crodină"). Circuitul integrat TAA661 realizeaz*
atât funcţia de detector de produs, cât şi de osc
lator local, iar circuitul ŞA 741 realizează ampli®
carea în audiofrecvenţă. Amplificarea totală m
tensiune a receptorului este de aproape IO 5 om
( 100 dB), un semnal ia intrare de 30*uV fiind pef|
ceput la jpşire sub forma unui semnal de 3V. Ser
sibilitatea este de 1.,.2/uV la un S + Z/Z de 10 dl
şi poate fi mai mică pe poziţia telegrafie dacă si
foloseşte filtrul activ suplimentar din figura |
Fără semnal, zgomotul propriu este perceput sub
forma unui fâsâit de 30...60 mVef

Gama dinamică determinată de apariţia interj
modulaţiilor este de 65 dB, inferioară unui exce¬
lent receptor de trafic (90 şi chiar 100 dB). Banda;
audio la 6 dB este cuprinsă între 300 Hz şi 2700;
kHz. Receptorul poate fi alimentat între 9 V şi 1|
V. La 12 V consumul este de circa 20 ifîA. S

Să examinăm în detaliu schema din figura i
Oscilatorul local de tip LC osciiează intif
3500...3800kHz şi este realizat cu amplificatorul lţ|
mitator existent în circuitul integrat TAA 6611
având intrarea pe pinul 6 şi ieşirea pe pinul 8. 1
Circuitul acordaţ L2C2C3 determină frecvenţa*!!
oscilaţie (împreună cu condensatorul variabil)^
Reacţia este pozitivă chiar la frecvenţa de rezo¬
nanţă a circuitului, faza introdusă de amplificator/
fiind neglijabilă la frecvenţa de lucru. De notatei
în jur de 14... 15 MHz faza introdusă de amplifica*
tor ajunge la 90° şi nu poate fi „compensată" prins
dezacordarea circuitului LC. La frecvenţe sub 5|
MHz, schema de oscilator lucrează bine, „com¬
pensarea" fazei amplificatorului fiind posibili-
Pentru a nu da naştere la confuzii, să amintim.ci
un oscilator poate oscila doar pe acea frecvenţii
la care reacţia este pozitivă: defazajul amplificato¬
rului + defazajul reţelei de reacţie (aici circuitul
osciiant atacat prin intermediul rezistenţei R) si
fie egal cu zero. Dacă faza introdusă de amplifi¬
cator este de pildă de 45°, oscilaţia se va stabili
nu exact pe frecvenţa de rezonanţă a circuitului
LC, ci uşor decalat de aceasta, acolo unde circul-;
tul introduce aceeaşi fază (45°) dar de sens con¬
trar, astfel încât să fie îndeplinită condiţia de
fază. Dacă factorul de calitate a! circuitului €~“

100, decalarea frecvenţei reprezintă doar 0,5% din;
frecvenţa de rezonanţă, iar circuitul va atenua cu
3 dB (în cazul exemplului nostru). Cum rezerva,
de amplificare, este uriaşă (circa 80 dB) cu tot;
factorul de priză de 1/4'(divizoru! capacitiv), osci¬
latorul va oscila şi în acest caz, amplificarea pei
buclă disponibilă fiind mult mai mare ca unitatea,
De fapt amplificatorul limitează şi ia pinul 8 se val
obţine o tensjune dreptunghiulară de circa 140;
mV vârf la vârf. Armonicile acestuia sunt elimi-;

TEHNIUM 9/1993 1

nate de circuitul acordat şi la intrarea 6 se aplică
doar fundamentala. Dacă aceasta depăşeşte câ¬
teva sute de ^V, limitarea este perfectă. La frec¬
venţe mai mari de 5 MHz (dar mai mici de 14...15
MHz) schema de oscilator din figura 1 poate con¬
tinua să lucreze, dar „abaterea" frecvenţei de lu¬
cru faţă de-frecvenţa de rezonanţă necesară pen¬
tru a se compensa faza amplificatorului creşte
{de pildă 5% din frecvenţa de rezonanţă a circui¬
tului LC). Stabilitatea frecvenţei este determinată
acum,. în tot mai mare măsură şi de faza amplifi¬
catorului, adică de capacităţile tranzistoarelor din
amplificatorul-iimitator care depind de tempera¬
tură, tensiuni alimentare etc. Un asemenea osci¬
lator nu are o bună stabilitate şi prin urmare nu
este performant. Se recomandă folosirea unui os¬
cilator separat realizat cu un tranzistor care să
„atace' intrarea 8 cu cel puţin 10 mVef dar nu
mai muit de 500 mVef. Se va ţine cont că rezis¬
tenţa de intrare este de circa 2,5 kO. Pinul 8 va ră¬
mâne neutilizat, aici existând posibilitatea de a

TBA

■ 0 —

da la ^

T4A66, i*'f»^iT

U Tcio

SSB ÎCW

SSB

MkCj K2b

22n cw

®HPj

de la g§
AAF 1

ĂA7L1) 10:1 3—lOto.

-i-20.1

branşa un frecvenţmeţru (rezistenţa de ieşire este
mică, de circa 50fl). în concluzie, schema din fi¬
gura 1 nu poate fi realizată satisfăcător decât
pentru benzile de 1,8 MHz şi 3,5 MHz; eventual se
poate testa pentru banda de 7 MHz. Cu oscilator
separat schema lucrează chiar şi ia 28 MHz, cu
condiţia să dispunem de oscilator loca! stabil
(VXO, VFX). Peste 10 MHz este greu să realizăm
în condiţii de amator un oscilator suficient de sta¬
bil (din punct de vedere mecanic şi eiectric) pen¬
tru recepţia emisiunilor SSB, cu alunecări de
frecvenţă de maxim câţiva zeci de Hz.

Cei care vor realiza schema din figura 1 vor ră¬
mâne plăcut surprinşi de stabilitatea frecvenţei
oscilatorului. Capacitatea de acord echivalentă
este de circa 1,65.^.2 nF şi capacitatea de intrare
la intrarea 6 nu influenţează practic frecvenţa.
Tensiunea alternativă pe bobină este doar de
câţiva zeci de milivolţi. La oscilatoarele „obişnu¬
ite", la bornele bobinei şi condensatoarelor pot
apărea tensiuni de ordinul a câţiva volţi, produ¬
când o încălzire uşoară a acestora ce se traduce
printr-o intrare mai lentă în regimul termic „de
echilibru" al oscilatorului: frecvenţa „fuge" multă
vreme de la pornirea oscilatorului. Dar, în monta¬
jul de faţă, bobina trebuie ferită de influenţa unor
câmpuri electromagnetice exterioare care pot
produce o alunecare nedorită şi masivă a frec¬
venţei mult mai uşor decât în alte tipuri de
scheme. Bobina L2 are 6 spire bobinate cu sârmă
izolată cu emaîl0 0,1 mm pe o carcasă prevăzută
cu oală de ferită de tipul utilizat în modulul de
sunet de ia televizoarele româneşti cu circuite in¬
tegrate aib-negru. Aceste bobine au între 10 şi 24
spire în funcţie de locul în schemă şi de tipul te¬
levizorului; se poate încerca debobinares, rupând

un singur capăt şi înlăturând spirele în plus, fără
a se rupe celălalt capăt. Dacă nu se reuşeşte, se
înlătură toată înfăşurarea şi se bobinează din nou
ceie 6 spire.

Bobina circuitului de intrare LI este identică (6
spire). Folosind alt tip de carcase, nu veţi obţine
performanţele dorite întrucât montajul este
proiectat ţinându-se seama de factorul de calitate
al bobinelor menţionate mai sus. Condensatoa¬
rele CI, C2, C3, Ca trebuie să fie cu mică. Bune
rezultate s-au obţinut cu condensatoare styroflex;
aveţi grijă să nu lipiţi prea aproape de capul con¬
densatorului styroflex. Pot apărea „salturi" nedo¬
rite de frecvenţă după un anumit timp de funcţio¬
nare.

Condensatorul variabil trebuie să fie nou sau
puţin folosit. Se va monta chiar pe placa de cir¬
cuit imprimat. Se vor folosi condensatoare cu ra¬
portul de demultiplicare 1 : 5,66 (aproximativ 3
ture pentru cursa completă) şi atunci se poate re¬
nunţa la un sistem de demultiplicare suplimentar.
Acesta se va utiliza numai dacă este-de buna cali¬
tate fără „joc" mecanic. Fără demultiplicare supli¬
mentară, cu un buton cu diametrul de ce! puţin 4
cm, se poate recepţiona comod având cam 100
kHz/tură. Condensatorul variabii trebuie să aibă
secţiunile cu acelaşi număr de plăci şi o capaci¬
tate maximă de circa 33GpF. Dacă există secţiuni
pentru UUS, acestea se pot lega în paralel cu
secţiunile de MA, dacă nu ajunge acoperirea
(creşte cu 5%).

Circuitul de intrare lucrează pe frecvenţa osci¬
latorului, capacitatea sa echivalentă fiind aceeaşi.
Condesatoru! Ca este dimensionat pentru amplifi¬
carea maximă. Dacă antena este bună, se poate
reduce valoarea condensatorului de 2...3 ori, re-

ducându-se posibilitatea intermodulaţiiior. In
orice caz se va folosi priza de pământ (fie şi co¬
nectarea la caloriferi).

în afară de piesele circuitelor oscilante, alte
piese critice sunt condensatoarele C4, G5 şi C6
care. determină banda de trecere în audiofrec-
venţă, deci atât selectivitatea, cât şi fidelitatea, ca
la orice receptor cu conversie directă. Aceste
condensatoare vor fi de asemenea cu styroflex.
întrucât atenuarea este de 6 dB la 2,7 kHz, re¬
zultă că banda de trecere echivalentă (în radio-
frecvenţă) a .receptorului este de 5,4 kHz, centrată
pe purtătoare. O asemenea bandă ar putea fi ob¬
ţinută direct la frecvenţa semnalului cu două cir¬
cuite acordate având un factor de calitate de 650
(evident irealizabile) sau într-un receptor super-
heterodină cu frecvenţa intermediară 455 kHz
prevăzut în AFI cu 2 circuite acordate cu factorul
de calitate 80 (uşor de realizat). în receptorul
nostru, banda poate fi mărită sau micşorată, ac¬
ţionând doar asupra condensatoarelor C4 şi C8.
Dacă se acţionează simultan asupra acestor con¬
densatoare (păstrând raportul valorilor) banda de
trecere la o atenuare de 6 dB variază invers pro¬
porţional cu C4. Prin micşorarea benzii se reduce
fidelitatea, atenuându-se frecvenţele audio supe¬
rioare, dar nu se poate obţine şi o mărire a selec¬
tivităţii, respectiv o atenuare mai mare a emisiuni¬
lor adiacente. Cu valorile pieselor din figura 1 se
obţine o atenuare de 40 dB ia un dezacord de ±

27 kHz. Reducând banda în audio de ia 2,7 kHz
ia 2 kHz, atenuarea de 40 dB se găseşte acum
pentru un dezacord de ± 20 kHz. Factorul de
formă definit aici convenţional ca fiind raportul
între banda de trecere la o atenuare mică (6 dB)
rămâne egal cu 10, aşa cum este un filtru tre¬
ce-bancă cu două circuite acordate identice.
Dacă se utilizează suplimentar un filtru activ tre*
ce-jos de tipul din figura 5 se poate reduce fapta- ,,
rul de formă de la 10 la 1,7 iar cu două celule de
acest tip (receptorul va avea acum 4 circuite inte¬
grate în total) factorul de formă devine 1,47. -
Banda de trecere la o atenuare de 40 dB va fi în
primul caz ±4,6 kHz şi în al doilea ±3,7 kHz.
Banda de trecere globală la 6 dB va rămâne tot ±
2,7 kHz întrucât celula de filtru din figura 5 are o
atenuare de 0 dB pentru 2,7 kHz. Se poate arăta
că dacă se folosesc două celule de tipul din fi¬
gura 5 conectate în cascadă împreună cu schema
din figura 1, se obţine o caracteristică de frec¬
venţă în radiofrecvenţă care este echivalentă cu
două filtre Butterworth de ordinul 3 conectate în
cascadă şi realizate fiecare cu câte 3 circuite
acordate convenabil astfel încât banda de trecere
pentru fiecare filtru să fie ± 2,7 kHz ia o atenuare
de 3 dB, respectiv ± 2,7 kHz la o atenuare de 6
dB pentru întreg filtrul echivalent. Rămâne deza¬
vantajul receptorului sincrodină de a recepţiona
ambele benzi laterale, întrucât curba de selectivi-

(CONTINUÂRE ÎN PAG. 13)

CW s<

SSB\ CW*

-2,7 -0,8 I *0;B ^2,7 A

TEKNIUM 9/1993

- — . M, •

I i II r' R SI*'

■ « *W 'V ^ fţ ţ K* JP $ m

ri p pa unt

ut uhu nc

Şl UNII

LA T.V. cu C.l

ing. ŞERBÂW MA1CU

Semnalul videocomplex recepţionat conţine pe
lângă semnalul video (de imagine) şi impulsuri de
stingere ale curselor inverse de baleiaj V şi H, de
formă dreptunghiulară. Acestea nu au totuşi am¬
plitudinea suficientă pentru a bloca complet cu¬
rentul de fascicul pe durata curselor de cadre şi
linii.

Polaritatea impulsurilor de stingere va fi pozi¬
tivă, dacă se aplică pe catod, şi negativă dacă se
aplică pe grila de comandă, deci în sensul creşte¬
rii diferenţei de potenţial Ucgi. Va rezulta o închi¬
dere (blocare) a tubului cinescop, deci o scădere
a curentului de fascicul.

Cursa inversă de cadre (V) se vede pe ecran
sub forma unor Sinii albe oblice suprapuse peste
Imagine, sar cursa inversă de linii (H) ca o perdea
verticală alburie, suprapusă peste imagine, vizi¬
bilă mai ales în părţile laterale ale ecranului.

Cursele inverse V şi H sunt mai vizibile la mări¬
rea luminozităţii şi scăderea contrastului (semna!
cu_ modulaţie mică).

în schemele receptoarelor T.V. există circuite
speciale destinate să realizeze o stingere supli¬
mentară a curselor inverse, pentru a nu se vizua¬
liza pe ecran efectele parazite datorate acestora
sau impulsurilor de sincronizare.

Deoarece durata cursei inverse de linii este
foarte mică, liniile de întoarcere sunt aproape de
neobservat. Din acest motiv unele T.V. utilizează
circuite doar pentru stingerea cursei inverse V.

Receptoarele T.V. cu circuite clasice utilizează
pentru stingerea cursei inverse pe cadre impul¬
suri pozitive luate de la baleiajul vertical prin
C714 (de cca 4,5 Vw) divizate cu R720, R723 şi
aplicate prin D301 în emlioru! tranzistorului final
video T301 (fig. 1). Impulsurile pozitive cu o du¬
rată de 0,6—0,8 ms, aplicate în emitor, determină
blocarea tranzistorului pe perioada cursei inverse '
de cadre. în colector vă apărea un salt pozitiv de
tensiune (limitat la nivelul tensiunii de alimentare,
140—145V) care se aplică pe catodul tubului ci¬
nescop şi determină blocarea lui (suprimarea cu¬
rentului de fascicul) în timpul cursei inverse -V.

Stingerea cursei inverse de linii se realizează, la
acest tip de Ţ.V., în două variante: scăderea ten¬
siunii grilei de accelerare (G2) la T.V. cu 5, 6 C.l.
sau scăderea tensiunii grilei de comandă (G1) ia
T.V. cu 4 C.f.

în prima variantă (fig. 2) impulsurile negative
de ia îrafo linii, de oe cursa inversă a baleiajului
H (de cca 225— 240Vw) se aplică prin R714, C709
şi R311 pe grila-de accelerare, cu o amplitudine
de cca 189—190VV.. în timpul aplicării acestor
impulsuri negative, potenţialul grilei de accelerare
se va mai reduce (de ia -+5Q0V ia -30CV) determi¬
nând o uşoară închidere a tubului (micşorarea
curentului de fascicul). Procedeu! nu este prea
eficace, pe ecran putând să mai apară unele
dungi verticale datorate unor efecte'parazite.

Procedeul utilizat la T.V. cu 4 C.l. (fig. 3} înlă¬
tură aceste neajunsuri. Ei constă în aplicarea
unor impulsuri negative (de cca 140 V. ,). pe grila
de comandă în timpul cursei inverse H, ceea ce
determină blocarea tubuiui cinescop în -acest in-

tervai de timp. Condensatorul C724 contribuie la
păstrarea fronturilor abrupte ale impulsurilor, iar
D709 retează (pune ia masă) partea pozitivă a
tensiunii de impuls.

La receptorul T.V. Diamant 220 stingerea spo¬
tului pe durata cursei inverse de cadre se face
prin blocarea amplificatorului video, tranzistorul
2T6 (fig. 4). în acest scop se utilizează un circuit
de stingere compus din 2T7, 2D5,~2R41, 2R36 şi
2R28. La sosirea impulsurilor de stingere cadre
de polaritate pozitivă (prin dioda 2D5) Tranzistorul
2T7 se va satura determinând blocarea finalului
video 2T6.

Acesta se blochează deoarece tensiunea pe
emitoarele celor două tranzistoare (pe 2R28) va
creşte. Blocarea lui 2T6 va determina creşterea
potenţialului din colectorul său; care prin 2D4,
R69 se va aplica pe catodul tubului cinescop de¬
terminând blocarea acestuia (suprimarea curen¬
tului de fascicul) pe durata cursei inverse V. în
timpul cursei directe, tranzistorul 2T7 este blocat
şi nu influenţează funcţionarea tranzistorului final
video.

Cursa inversă de linii se stinge cu ajutorul im¬
pulsurilor de întoarcere H, de polaritate negativă,
de la pinul 5 trafo linii, aplicate pe grila de co¬
mandă a cinescopului, prm'3C15, 3R16, 3C12 şi
R65 (fig. 5). Dioda 3D7 pune la masă partea pozi¬
tivă a impulsurilor, lăsând să treacă spre grila
Wehnelt doar partea negativă a impulsurilor de
întoarcere H.

Prin negativarea suplimentară a grilei de co¬
mandă cu ajutorul acestor impulsuri, curentul de
fascicul va fi suprimat în perioada cursei inverse
de linii.

T.V. cu C.l. cu consum redus utilizează pentru
stingerea spotului pe durata curselor inverse V şi
H un tranzistor, T302, care în funcţionare norr
mală este blocat, iar în perioada curselor inverse
este adus la saturaţie de impulsurile primite în
bază (fig. 6). La saturaţie, acest tranzistor va
pune ia masă baza tranzistorului final video,
T301, prin rezistenţa foarte scăzută CE pe care o
prezintă. Punerea bazei lui T301 la masă va deter¬
mina blocarea acestuia, deci creşterea potenţialu¬
lui său de colector, care se va transmite catodului
tubului cinescop, ceea ce va determina blocarea
curentului de fascicul în aceste perioade (de stin¬
gere a curselor inverse).

în baza lui T302 se vor aplica, pe de o parte,
impulsuri de stingere V, de la divizorul rezistiv
R524, R525, precum şi impulsuri de stingere H,
prin C602 şi grupul R618 în paralel cu C620, de
polaritate pozitivă. Dioda D303 are rolul de a li¬
mita (la Q,65V) tensiunea inversă' pe baza lui
T302.

RECEPTOR SIMPLU
PENTRU BANDA DE 80 m .

(urmare din pag. ii)

tate echivalentă realizată este centrată pe frec¬
venţa oscilatorului local. Dacă în banda laterală
„cealaltă" nu se află nici o staţie, recepţia se
poate face, indiferent dacă staţia recepţionată
emite în banda laterală superioară sau inferioară
(ca în banda de 80 m) cu condiţia ca frecvenţa
oscilatorului să fie egală cu frecvenţa purtătoarei.
Pentru telegrafie trebuie să existe un decalaj au¬
dio între cele două frecvenţe.

Filtrul suplimentar din figura 5 permite«şl reali¬
zarea unei caracteristici de frecvenţă d© tip trece
bandă (în audiofrecvenţă) centrată pe circa 800
kHz, acţionând asupra comutatorului K2 pe pozi¬
ţia CW. Deoarece se obţine o amplificare supli¬
mentară ia această frecvenţă, secţiunea a a co¬
mutatorului K2 divizează semnalul cu scopul de a
menţine în ambele poziţii amplificarea unitară. în
trafic efectu! filtrului (mai ales cu două celule)
este remarcabil: trecând din poziţia SSB în CW,
zgomotul se reduce iar staţiile ce au frecvenţe di¬
ferite de 800 kHz sunt atenuate masiv.

Rămâne posibilitatea de a fi interferaţi de o sta¬
ţie aflată pe „frecvenţa imagine" adică distanţată
la 1,6 kHz de staţia recepţionată. în figura 8 este
figurată calitativ curba de selectivitate a recepto¬
rului prevăzut cu filtrul activ în cele două poziţii:
SSB şi CW. Elementele critice din filtru sunt re¬
zistenţele de 58 k 9 , precum şi condensatoarele cu
stvroflex de 0,47 nF; 2,2, nF şi 22 nF. Ele vor avea
toleranţe de cel mult 5%. Polarizarea amplificato¬
rului operaţional se asigură din pinul 14 al circui¬
tului TAA 861 unde se găseşte o tensiune conti¬
nuă egală aproximativ cu jumătatea tensiunii de
alimentare.

în ceea ce priveşte amplificatorul de audiofrec¬
venţă din figura 1,’polarizarea se face eu ajutorul

divizorului rezistiv care alimentează pinul 5 cu 6V.
Lucrurile stau ca şi cum amplificatorul ar fi ali¬
mentat cu două surse de ± 87. Condensatoarele
C5 şi C7 reduc amplificarea frecvenţelor joase
(curba punctată din figura 8). Acest lucru este
necesar deoarece amplificarea în audiofrecvenţă
. fiind mare reziduul de brum de 50 Hz ar fi perce¬
put neplăcut în cască. Redresorul trebuie totuşi
foarte bine „filtrat", iar dacă este cazul, diodele
din redresor trebuie ^şuntate cu condensatoare
ceramice de 10 nF. în fine, se poate încerca o
micşorare a condensatoarelor C5 şi C7 către 47
nF.

Amplificarea se reglează fie cu ajutorul unui
potenţiometru chimic conectat la intrare (figura
2a), fie (mai bine) cu ajutorul unui atenuator în
trepte de aproximativ 10 dB (figura 2b). în modul
acesta aplicăm receptorului semnale nu mai mari
decât este necesar şi putem evita intermodulaţiile
îh situaţiile în care apar (datorită gamei dinamice,
nu prea întinse) fireşte cu preţul reducerii sensi¬
bilităţii. Totul depinde de propagare, de antenă,
de situaţia concretă a staţiilor în bandă.

Un alt dispozitiv util este şi circuitul de adap¬
tare din figura 3 care se intercalează între antenă
şi receptor (respectiv atenuator). Rolul şi descrie¬
rea lui sunt date într-unui dintre numerele prece¬
dente ale revistei. Cei care doresc un dispozitiv
de acord fin (util mai ales pe poziţia telegrafie)
pot folosi schema din figura 4, care se conec¬
tează direct la oscilator. Recepţia în difuzor este
posibilă cu un transformator cu miez de fier (fie
şi un transformator de sonerie) conectat ca în fi¬
gura 8, dar se poate folosi, şi un amplificator de
putere (figura 7) conectat în locul amplificatoru¬
lui i3A 741 din figura 1, schema rămânând cu
două circuite integrate. Bineînţeles între ele se
pot intercala una, două sau chiar trei celule de
filtru activ trece-jos (figura 5). Punctele însem¬
nate cu triunghi(t>) se vor conectate împreună şi
apoi la masă. Se vor respecta valorile condensa¬
toarelor C8. 9, 10, 11 pentru a se realiza banda de
'trecere necesară a amplificatorului. Condensatoa¬
rele de decuplare din figura 1, 4 şi 7 (de 47 nF şi
0,1_/iF) vor fi ceramice. Valoarea ior nu este cri¬
tică.

Circuitul imprimat al receptorului trebuie exe¬
cutat cu conexuni scurte, cu _ „masă multă" aşa
cum se fac circuitele de RF. îndeosebi conexiu¬
nile la pinii 12 şi 6 trebuie să fie foarte scurte. ~
Dacă apar fenomenele de instabilitate (autoosci-
laţiî pe frecvenţe înalte) se va încerca conectarea
condensatorului CI direct între pinii 12 şi 2. De¬
cuplările la TAA 661 trebuie făcute cât mai
aproape la pinul 9. Conexiunile la condensatorul
variabil vor fi scurte. Schema din figura 2b se
poate realiza pe un mic circuit imprimat împreună
cu comutatorul. Filtrul activ se poate face separat
pe alt modul, iar amplificatorul din figura 7 se va
realiza obligatoriu pe un modul separat. în locul
difuzorului din această schemă se poate conecta
orice cască indiferent de impedanţă, ceea ce nu
este posibil în figura 1.

Reglajul constă în:

a) Verificarea tensiunilor continue pe pinii CI
cu un voltmeîru având rezistenţă mare de intrare.
Pentru TAA 661 pinii 5, 6, 7 au cam 1,4 V, pinii 2
şi 13 cam 3,5 V, pinul 8 circa 0,12 V, pinul 14
aproximativ jumătatea alimentării ca şi pinii 4, 5
şi 10 de ia j3A 741. în fine pinul 1 de la TAA 661
are cu 0,7 V mai mult decât pinul 14, iar pinul 13
aproximativ cu un volt mai puţin-decât alimenta¬
rea. Tensiunile la pinii 4, 13, 14 precum şi 10 de
la AAF pct diferi cu circa 1 voit fără ca montajul
să fie defect. Pentru schema din figura 7 se vor
verifica tensiunile continue conform manualului
de aplicaţii..

b) Verificarea funcţionării oscilatorului, fie cu
un frecvenţmetru, fie „ascultând" armonica a treia
într-un receptor de radiodifuziune între 10,5 şl
11,4 MHz. La pinul 8 se va conecta provizoriu o
sârmă de 30 cm folosită ca „antenă".

c) Acordarea oscilatorului în 'limitele cerute,
acţionând asupra miezului bobinei L2.

d) Acordarea circuitului de intrare în mijlocul
benzii „pe maximul audiţiei" cu antena conectată
normal. La schimbarea antenei acordul circuitului
diferă şi trebuie refăcut.

Cu adest receptor, în condiţii bune de propa¬
gare, autorul a auzit staţii W, KP4, JA, PY în tele¬
grafie şi SSB; mai ales în orele de dimineaţă re¬
cepţia este mai „liniştită".

TEHN1UM 9/1993

SERVICE

de infraroşu pentru telecomandă.
Cu aceeaşi tensiune (Ui), oferită de
alimentator, se alimentează şi o
parte din circuitul de STAND-BY. La
alimentarea microprocesorului, unu!
dintre terminale, care este conectat
ia circuitul de STAND-BY, trece au¬
tomat în starea „1“ logic, tensiunea
devenind 5V.

Răspunsul circuitului de
STAND-BY la primirea tensiunii de
5V, din partea microprocesorului
determină neapiicarea tensiunii de
alimentare etajului comandat. Etajul
comandat, funcţie de schema elec¬
trică aleasă de constructorul de
TVC, poate fi:

— etajul final baleiaj pe orizon¬
tală;

— etajul driver pe orizontală;

— etajul oscilator pe orizontală;

ţionale, cu tensiuni de alimentare de
maximum 12V, dintre care nu tre¬
buie să lipsească oscilatorul pe H |
sau driverul pe H, su n t alimentata
d!ntr-un stabilizator de 12V, care la 1
rândul lui primeşte tensiunea direct
de la alimentatorul în comutaţie,^
atunci se procedează la întreruperea
funcţionării stabilizatorului j

în a doua etapă de acţionare a în- ţ
trerupătorului de reţea, cano acesta )
rămâne apăsat, starea de
STAND-BY dispare, etajul comandaţi
se alimentează cu tensiunea nece*J
sară şi televizorul începe sa funcţiO-f|
neze normat. ’J

în televizoarele la care starea dş|
STAND-BY exclude funcţionare®
alimentatorului, întrerupătorul de re-J
ţea trebuie închis, ca şi pentru stafi
rea normală de funcţionare. M
1.2. Generarea stării de|
STAND-BY prin acţionarea emiţăto- 1
rului de telecomandă. -A

Prin acţionarea unei taste a emiţă-j
torului de telecomandă, destinată|
acestui scop, se întrerupe alimenta¬
rea majorităţii etajelor funcţionale j
prin intermediul etajului comandat, '
receptorul de TVC trecând în starea ii
de. STAND-BY.

înainte de acţionarea emiţătorului,$
receptorul de TVC funcţiona nor- jj
mal, tensiunea din terminalul Tt a( i
microprocesorului fiind în starea „0"j
logic, adică zero volţi. j

Prin acţionarea tastei potrivite aj
emiţătorului, microprocesorul pri-i
meşte o comandă de la amplificato-:
rul de semnal I.R., care îi modifică1
starea terminalului T< din „0“ logicţ

li S-a născut ia 25 iulie 1932 la
Buciumeni — Dâmhoviţa .

H A absolvit facultăţile de Mate-
matică-Fizică din Universitatea Bu¬
cureşti în 1959 şi de Electronică şi
Telecomunicaţii din Institutul Poli¬
tehnic Bucureşti în 1961.

H Autor şi coautor a peste 20 de
cărţi tehnice în domeniul T.V.
alb-negru şi în culori şi a nume¬
roase articole de specialitate publi¬
cate în reviste de electronică.

B în prezent este şef serviciu
tehnic la ELECTRONICA SER-

Ing. MIHAIL SiLIŞTEASMU ViCE S.A,

Starea de STAND-BY

în receptoarele

moderne de T.V. în culmi

ing. MIHAIL SILIŞTEAIUU

1. Generalităţi

Starea de STAND-BY sau de aş¬
teptare se caracterizează printr-un
consum redus de energie al televi¬
zorului, datorită funcţionării câtorva
etaje de semnal mic şi a alimentato¬
rului. Există receptoare de TVC, îa
care starea de STAND-BY exclude
şi funcţionarea alimentatorului prin¬
cipal.

Punerea în funcţiune a tuturor
etajelor receptorului de TVC cu aju¬
torul dispozitivului de telecomandă
nu este posibilă, decât pornind din
starea de STAND-BY.

Există televizoare care pot fi puse
în funcţionare, pornind de la starea
de STAND-BY, cu ajutorul întreru¬
pătorului de reţea. Starea de
STAND-BY a fost creată în prealabil
tot cu ajutorul întrerupătorului, care
are o construcţie specială.

Este evident că receptorul trebuie
să fie conectat la reţeaua de alimen¬
tare de a.c., iar întrerupătorul de re¬
ţea trebuie închis.

Scoaterea din funcţionare a TVC
cu ajutorul dispozitivului de teleco¬
mandă îl aduce în starea de
STAND-BY.

La majoritatea receptoarelor de
TVC, starea de STAND-BY este
confirmată prin aprinderea unui
LED roşu.

Principiul de lucru al circuitelor
care creează starea de STAND-BY
este ilustrat în schema bloc din fig.
1 .

Explicitarea funcţionării schemei
bloc se va face în două ipoteze: ge¬
nerarea stării de STAND-BY prin ac¬
ţionarea întrerupătorului de reţea şi
generarea aceleiaşi stări prin acţio¬
narea emiţătorului de telecomandă.

1.1. Generarea stării de
STAND-BY prin acţionarea întreru¬
pătorului de reţea.

Această situaţie apare Sa televi¬
zoarele care folosesc un întrerupă¬
tor de reţea cu o construcţie spe¬
cială, în sensul că este prevăzut cu
un contact suplimentar, denumit de
obicei „contact de ştergere".

întrerupătorul se acţionează în
două etape. In prima etapă se. acţio¬
nează, prin apăsare, dar fără reţi¬
nere. în a doua etapă întrerupătorul

Âmplîfî

cafor

semnai

Micro-

procesor T«

STAND-BY

memorie

Reducător
de tensiune şi
stabilizator

Etaje funcţionale
âie receptorului
de T.V.C.

se acţionează asîfei încât să rămână
apăsat.

în prima etapă televizorul este co¬
nectat la reţea, alimentatorul func¬
ţionează, furnizând ia ieşire tensiu¬
nile prevăzute. Cu una dintre ten¬
siuni (Ui) redusă ia nivelul de 5V se
alimentează: microprocesorul, me¬
moria şi amplificatorul semnatelor

— stabilizatorul tensiunii de 12V.

La nealimentarea etajelor: oscila¬
tor H, driver H şi final baleiaj H se
procedează, atunci când din trans¬
formatorul final linii se obţin tensiu¬
nile de aiimentare pentru majorita¬
tea circuitelor funcţionate ale televi¬
zorului.

Dacă majoritatea circuitelor func-

în „1“ logic, tensiunea din a<
punct devenind 5 voiţi.

Răspunsul circuitului
STAND-BY ia primirea acestei.
siuni este aceiaşi ca şi în cazul a
ho/.

întrerupătorul I: este figurat s
bolic, acesta putând fi repreze
fie de un releu, fie de o tensiune

blocare a funcţionării etajului co¬
mandat. ,

Pentru punerea în funcţiune a re¬
ceptorului de TVC se apasă pe o
altă tastă a emiţătorului de teleco-
andă, ca de exempiu una dintre
tastele de program notate de la 0 la
La această comandă starea termi¬
nalului T* trece din „1“ logic, în „0“
gic, tensiunea devenind zero voiţi.
In această situaţie, circuitul de
STAND-BY închide întrerupătorul h,
etajul comandat funcţionează, iar
etajele funcţionale primesc tensiu-
le de alimentare necesare.

Din exemplele practice care vor fi
prezentate în continuare, vor re¬
zulta, atât tipul de etaj comandat,
cât şi modalitatea concretă de rezol¬
vare a întrerupătorului L
1.3. Funcţionarea alimentatorului
în comutaţie în perioada stării de
STAND-BY.

La receptoarele de TVC, la care
starea de STAND-BY nu exclude
funcţionarea alimentatorului princi¬
pal, acesta din urmă are-o compor¬
tare anormală.

Caracteristica externă a alimenta¬
torului exprimă modul de compor¬
tare al acestuia, funcţie de anumite
situaţii. în fig. 2 se reprezintă o ca¬
racteristică externă tipică a unui ali¬
mentator în comutaţie U» = f(l 0 ),
unde IL este tensinea redresată cea
mai mare, aplicată unui consumator
al TVC, iar b este curentul consu¬
mat de acesta.

Caracteristica externă este împăr¬
ţită pe mai multe zone de funcţio¬
nare. Zona de stabilizare, cuprinsă
între C şi F, corespunde unui curent
de sarcină cuprins între L şi. I of.
Orientativ, pentru un anumit tip de
TVC, Io, poate fi lOOmA şi \of = 900
mA. Zona utilă folosită pentru stabi¬
lizare este cuprinsă între D şi E şi

de funcţionare, caracterizat de ten¬
siuni constante, indiferent de variaţi¬
ile sarcinii.

Regimul de suprasarcină este ca¬
racterizat de tensiuni de ieşire mâi
mici decât cele normale şi de scăde¬
rea continuă a curentului din secun¬
dar. Porţiunea de curbă cuprinsă în¬
tre G şi H, reprezintă zona de
suprasarcină, iar G este punctul de
întoarcere al caracteristicii. Scurtcir¬
cuitul total este marcat de punctul
K, curentul Ic>k variind între 50 şi
450 mA. Regimul de funcţionare în
gol este caracterizat de tensiuni de
ieşire mai mari şi consum redus.
Porţiunea de curbă cuprinsă între C
şi A, reprezintă zona de mers în goi.
Tensiunea din punctul A poate să
crească cu 20—30% faţă de tensiu¬
nea normală.

Starea de STAND-BY a televizoru¬
lui este considerată ca o stare apar¬
ţinând regimului de mers în gol.
Porţiunea de curbă cuprinsă între B
şi C caracterizează starea de
STAND-BY. Consumul aparatului în
această stare este în .jur de 2W, iar
tensiunea de ieşire poate creşte cu
7—10%.

, La o scădere a consumului sub
2W, tensiunea de ieşire începe să
crească mai rapid, caracterul ei de¬
vine oscilant, iar alimentatorul func¬
ţionează eşantionat. Scăderea con¬
sumului în secundar determină re¬
ducerea lăţimii impulsurilor de co¬
mandă a tranzistorului de comutaţie
sub durata minimă necesară unei
comenzi sigure a acestuia (durata
minimă pentru o funcţionare sigură
este de cca 1/Lts),

Pentru evitarea unei asemenea si¬
tuaţii, în cadrul alimentatorului se
impune introducerea unui circuit de
protecţie la mers în gol.

2. Generarea stării de STAND-BY

zona de mers In gol

f stare de STAND BY

i Zona de stabilizare

punct de
întoarcere

/*zonă de i
H vtu’prasarcmâ, j

.i.. T i -

ÎOH OF 1 q& . I

punct de scurtcircuit

Iftk

rul final de baleiaj pe orizontală, iar
întrerupătorul l 2 (vezi fig. 1) este rea¬
lizat cu un releu.

Pentru exempificare se va alege o
variantă mai modernă a acestei fa¬
milii de TVC şi anume modelul CKT
2190.

mediul- dispozitivului de teleco¬
mandă.

La acţionarea tastei „STAND-BY“
de pe panoul emiţătorului de teleco-
mandă, microprocesorul
PCA84C640P/Q30 primeşte o co¬
mandă la terminalul 35, care modi-

IQjj/ISV^g^ 2 J Q706

H==HvKTC1815

R 760 r1 180
820/

0,125 wM_

ZD701 V
5,6 V A

ALIMENTATOR
TDA4601 *

. KDS1555

}704 n R757
KTC1815 1K8

FR801S U1/2W

U1/2W t|)802Sw 3- C802 s

-rFISr*

FR803S ,. R _-° ljN 8 4148 *® r2 Sîncroproce- 08 J^ S

"i/L 7 „nw ' —--. sor UdUbb

C804S î,
10Qjj/16V L Ţ J

C808S
r 2 n 2 / 2 K V

Q801S'
KTC1959 j

C806S iJr~î

47^/160^ §

C807

4jj7/160V

* TP6 B + 1118V)

42 41

C 1701

PCA84C640P/030

corespunde unui curent de sarcină
cuprins între Iod şi Iod. O statistică
făcută pe mai multe tipuri de televi¬
zoare arată că Iod poate varia între
150 şi 250 mA, iar Iod între 400 şi
550 mA.

Cele două zone, de stabilizare şi
utilă, corespund unui regim normal

în TVC de tip GOLDSTAR

In familia televizoarelor de tip
GOLDSTAR, pentru generarea stării
de STAND-BY se folosesc ambele
moduri de acţionare:

— cu întrerupătorul de reţea;

— cu emiţătorul de telecomandă.

Etajul comandat este amplificate-

Schema de principiu a unei părţi
din schema bioc, dată în fig. 1, este
reprezentată în fig. 3.

Funcţionarea schemei este des¬
crisă în cele ce urmează.

Trecerea televizorului în starea de
aşteptare <STAND-BY) din starea de
funcţionare se realizează prin inîer-

fică starea de funcţionare a aces¬
tuia, în sensul că tensiunea de la
terminalul 41, care în timpul funcţio¬
nării televizorului era zero volţi,-de¬
vine 4—5 volţi.

(CONTINUARE ÎN NR. VIITOR)

TEHNIUM 9/1993

pornirea/oprirea unor obiecte elec-
trocasnice {radio, TV etc.).

ATENŢIUNE! — Folosiţi prize cu
împămâritare, la fel şi ştecherui, iar
curentul maxim permis este limitat
de către contactele releului folosit
(în cazul contactului RM1-DG cu¬
rentul este de IA).

1N4001

QC10?

BD135

BC107

RADIO V-
SON 6
OSCI N p.
OSCOUT L
SEL 1
ALOFF 1
VSS 1

' ATEUifl

D ispozitivul prezentat mai jos
reprezintă un sistem antifurt
ce poate fi montat pe orice
autoturism care posedă o ba¬
terie de acumulatori de 12 V.

Alarma este pusă în „starea de ve¬
ghe" cu ajutorul unui întrerupător
sau al unei chei cu întrerupător care
se montează în interiorul autoturis¬
mului, într-un loc nu prea vizibil, cu¬
noscut numai de proprietar (butonul
B din figură).

Pentru a permite accesul în auto¬
vehicul sau părăsirea acestuia de
către posesor, sistemul de alarmare
conţine un bloc de întârziere, care
să pună în.funcţiune sistemul la câ¬
teva secunde de la deschiderea por¬
tierei (timp necesar să dezactiveze
sau să activeze alarma).-
Sherna realizată este prezentată
mai jos.

La coborârea posesorului de auto¬
turism, acesta activează alarma prin
închiderea butonului B.

Butoanele K 2 ... K 6 sunt ampla¬
sate la portiere şi la capote fiind de
tipul „cu revenire", ca cele deja
existente pe autoturism la portierele
din faţă pentru aprinderea plafonie-
rei. Prin apăsare — portiera închisă
— aceste butoane desfac contactul,
iar prin eliberare — portiera deschi¬
să — ele închid contactul.

Sa urmărim funcţionarea montaju¬
lui. Dacă una dintre portiere sau ca¬
pote este deschisă, unul dintre bu¬
toanele K se va închide, alimentând
circuitul de la bateria autotursimu-

auto

ing. ŞERBAIM IVASCU

lui. Cele două circuite integrate de
tip operaţional (6A741) sunt polari¬
zate la intrarea neinversoare (pinul
3) cu un potenţial fix dat de divizo-
rul Rr-R 2 (aproximativ 4,9 V). Până
când tensiunea de la intrarea inver-
soare (pinul 2) nu depăşeşte cu pu^
ţin tensiunea de la intrarea neinver¬
soare (pinul 3) amplificatoarele ope¬
raţionale au practic la ieşire (pinul
6) o tensiune pozitivă apropiată de
cea a sursei de alimentare. Deci în
această situaţie D 1t D 2 şi T sunt blo¬
cate.

Rezistenţa R 4 este astfel calculată
încât C 2 să se încarce la potenţialul^
de, 4,9 V în 45 sec.

în timpul celor 8 secunde poseso¬
rul autoturismului are timpul nece¬
sar de a „activa" alarma (închiderea
întrerupătorului B), de a coborî din
autoturism şi de a închide portiera.
La închiderea portierei, K se în¬
chide.

Circuitul este dezaiimentat, C! se

descarcă prin R 4 , R 1t R 2 . Se observă
că la tăierea alimentării D, este des¬
chisă de potenţialul de pe Ci.

• Condensatoarele se vor descărca
complet. Alarma este în acest mo¬
ment în „stare de veghe".

Dacă se deschide una dintre por¬
tiere sau capote, unul dintre butoa¬
nele K se va închide.

Butonul B fiind şi el închis, con¬
densatoarele Ci şi C 2 vor începe să
se încarce. După 8 secunde (dacă
nu se deschide B) potenţialul de pe
Ci aplicat la pinul 2 al C.l,2 va egala
şi apoi va depăşi potenţialul de pe
.pinul 3 al aceluiaşi amplificator ope¬
raţional care funcţionează deci ca
un comparator.

ieşirea C.1.2 (pinul 6) va avea un
potenţial practic egal cu masa.
Tranzistorul T, care era blocat, se va
satura. Curentul său de colector va
alimenta bobina releului care va
anclanşa, închizând contactul,
alimentând astfel claxonul maşinii,

alarma intrând în funcţiune.

La dimensionarea tranzistorului T
se va ţine cont de curentul necesar
pentru anclanşarea fermă a releului.
De asemenea trebuie avut în vedere
la alegerea releului că trebuie să
suporte pe contactele'sale un curent
de 4-^5 A, necesar claxonului.

Dioda D 3 are rolul de a proteja
tranzistorul de eventualele
supratensiuni de autoinducţie care
apar în bobina releului la
deconectarea sursei de alimentare,

Dacă portiera sau capota se vor
închide, alarma va înceta. Dacă nu
se închid, alarma va continua.
Trebuie totuşi avut în vedere un timp
după care alarma să înceteze, chiar
dacă posesorul autovehiculului nu a 1
apărut pentru a o bloca. Acest lucru
este necesar pentru a nu descărca
bateria de acumulatori.

Acest timp, necesar pentru a
atenţiona pe cei din jur, este de cca
45 sec. Să urmărim cum se va opri
alarma după această temporizare.
Condensatorul ^ se încarcă prin R 3 .
După timpul prescris pentru'
încărcare, 45 s, potenţialul pe C,
(care este potenţialul de Sa pinul 2 ai
C.1.1) va egala 'şi apoi va depăşi
"potenţialul de la pinul 3 a! aceluiaşi
circuit integrat.

în acest moment, ieşirea lui C.1.1
(pinul 6), care se găsea la un
potenţial pozitiv mai mare, va deveni
apropiată de potenţialul masei.
Astfel D 2 se va deschide, iar C 2 se va
descărca prin D? şi C.1.1, potenţialul

cest articol este o completare
a articolului „Ceas cu alarmă"
al domnului Mihai Marius Po-

. pescu, apărut în Tehnium Nr.
10/1992.

. După cum .58 vede în figură, au
fost efectuate unele schimbări:

:j _ s-a renunţat la casca telefo¬
nică CT şi a fost înlocuită cu un etaj
format din îranzistoareie BC107, BD
135 şi difuzorul de 4--811

2. — S-a introdus comutatorul K1
cu două secţiuni şi trei poziţii care
are următoarele funcţii:

— poziţia 1 — foloseşte ca
semnal de alarmă melodia circuitu¬
lui Integrat MMC 334;

— poziţia 2 — deconectează
alarma;

— poziţia 3 — foloseşte ca
semnal de alarmă bip-ul SON ai
ceasului MMC 353A.

3 — S-a conectat în circuit
printr-un push-button, funcţia
SLEEP (SL — pin 37), care permite
autodeconectarea radioului (RADIO
— pin 7) după un interval de la 1
până la 59 minute, programabil din
butoanele SL + MIN.

4 — S-au folosit push-buttons şi
nu comutatoare senzoriale.

5 — S-a introdus de la pinul 22
un rezisfor de 8,2 kfi către +5V pen¬
tru a avea pe pinul 22 nivel logic
ferm.

6 — S-a introdus etajul format
din tranzistorul BC 107, releu!
RM1—DG (tensiune +12V, două
contacte comutate) şi cele două
prize. Acest etaj permite comutarea
tensiunii de 220 V c.a. de pe o priză
pe cealaltă la un nivel logic „unu"
dat de pinul 7—RADIO, ia un mo¬
ment prestabilit prin butoanele ŞN
sau SL.

7 — S-a introdus comutatorul K2
care împiedică comutarea prizelor
atunci când este deschis.

8 — Alimentatorul are tensiunile
de +5V/1A şi +12V/200mA.

Cu aceste modificări ceasul de¬
vine mai versatil, putând comanda şi

==Ceas=^

< ||j

zEcu alarma

ing. OHAGOŞ f¥lÂRlS\JE3CU

TEHNIUM 9/1993

pe C 2 coborând astfel încât
potenţialul pinului 2 al C.1.2 va
coborî sub cel al pinului 3 iar C.1.2
va bascula din nou în starea cu
ieşirea la un potenţial pozitiv mare.
Tranzistorul T se va bloca din nou,
releul va declanşa, deci alarma va
înceta.

La deschiderea lui B se va debloca
D 1( iar Ci se va descărca prin Di, R-,,
R 2 şi ciclul se poate relua.

Cablajul realizat are dimensiunile
de 40 x 70 mm.

S-au utilizat circuite integrate
0A741/741JN/741MN în capsulă
mică cu 8 pini. Dacă se va utiliza
capsula mare cu 16 pini /JA741/
741J/741M se va ţine cont de
echivalenţa terminalelor: 2(4), 3(5),
4(6), 6(10), 7(11).

Se mai pot utiliza comparatoare
de tip /3A339 sau două amplifica¬

toare operaţionale de pe circuitul
integrat cvadruplu 0A324.

Caracteristicile tehnice ale
montajului sunt:

— tensiunea de alimentare: 12 V;

— curent „consumat" în starea de
prealarmă: 10 mA;

— curent „consumat" în starea de
alarmă: 45 mA.

Lista de materiale: CI2 = /3A741, T
= BD136(140), R, = 680 fî, R, = 560

n, R 3 = 200 k a R 4 = 150 k a R 5 = Re
= 1,5 k a C, = 330 /zF/16 V, C 2 = 68
MF/16V, Di = D 2 = D 3 -*■ 1N4148.

„ Toate componentele sunt produse
de industria române as că de
componente.

odulul de sunet, a cărui
schemă este prezentată în
figură, poate fi folosit în ca¬
drul unui receptor destinat
recepţiei programelor TV transmise
prin satelit.

Semnalul de înaltă frecvenţă este
aplicat prin intermediul filtrului „tre-

Modul

sunet

ing. BARBU POPESCU

L 6 = 9 mH; cca. 20 ^ 25 spire Cu Em
0 0,14 bobinate pe o carcasă 0 5
mm (oscilator US radio „COS¬
MOS").

Pentru reglaj, se poziţionează P
astfel încât tensiunea măsurată pe
cursorul său să fie de cca. 2,5 V; in¬
trarea modulului sunet se cbnec-

ce-sus“ realizat cu grupul C 1 L 1 C 2
etajului de amplificare realizat cu
tranzistorul Ti şi piesele aferente. •
în colectorul său se află conectat
filtrul de bandă realizat cu ajutorul
bobinelor L 2 L 3 şi L 4 L 5 .

Selectivitatea este asigurată cu
ajutorul a două circuite .rezonante
serie, realizate cu diodele varicap Di
D 2 şi bobinele L 3 L 4 ; cuplajul este
asigurat prin condensatorul C 5 .

Prin intermediul bobinei L 5 , sem¬
nalul de înaltă frecvenţă este aplicat

la intrarea circuitului integrat Ai.

Schema este o aplicaţie tipică a
circuitului integrat TBA 120 U şi nu
prezintă particularităţi deosebite.

Defazarea semnalului de înaltă
frecvenţă se face în circuitul osci¬
lant realizat cu ajutorul bobinei L 6 şi
capacitatea diodelor varicap D 3 , D 4 .

Cu ajutorul potenţiometrului Pi se
realizează acordul în gama 5,8 -5- 8,2
MHz.

Condensatorul de dezaccentuare
Ci? poate avea valori cuprinse între

22—47 nF, funcţie de constanta de
timp dorită.'

Bobinele pot fi realizate astfel:

L, = 17 mH; cca. 30 -f 40 spire Cu
Em 0 0,14 bobinate pe ferită cu
L = 12 -î- 15 mm şi 0 = 1,5 mm.
L 2 = 8 spire Cu Em 0 0,09 bobinate
pe un mosor de ferită (de la o medie
frecvenţă de 455 kHz).

L 3 = 18 mH; cca. 26 spire Cu Em 0
0,09 bobinate peste L 2 .

L 4 = 18 mH; idem L 3 .

L 5 = 8 spire; idem L 2 .

tează la ieşirea amplificatorului AFI
— cale comună de la un receptor
TV şi acţionând asupra miezurilor
filtrelor se încearcă obţinerea unui
sunet optim.

în locul tranzistorului Ti se poate
folosi orice tranzistor din seria BF,
iar în locul circuitului TBA 120 U,
circuitele echivalente A 223 D sau K
174 UR 4.

TEHNIUM 9/1993

ORDERE

P rimele videocasetofoane destinate marelui
public prezentau doar o definiţie a imaginii
limitată. Acest lucru se datora faptului că,
pentru înregistrarea unei imagini cu o definiţie ri¬
dicată, este necesar să memorăm o bandă largă
de frecvenţe, deci trebuie o mare suprafaţă de
bandă magnetică.

Din motive practice, *a fost necesar să se re¬
ducă cantitatea de bandă magnetică, în special în
cazul videocamerelor. Sistemul U-matic (utilizat
în domeniul semiprofesional), rezolvă într-o mai
mică măsură problema, decât sistemele pentru

Videocasetofoanele

S-VHS

şi video Hi-8

ing. ŞERBAN NAICU

marele public care i-au urmat (Betamax, VHS,
V2000), apărând banda de 8 mm.

Reducerea suprafeţei benzii necesare înregis¬
trării imaginii a fost însoţită de o modernizare a
tehnicilor de exploatare a acestei benzi, cu intro¬
ducerea sunetului numeric şi a unui sistem de ur¬
mărire a pistei, automat, ceea ce îmbunătăţeşte
citirea benzii.

Versiunea mini a casetei VHS cuprindea într-o
cutie mai mică aceeaşi bandă ca cea introdusă în
caseta VHS denumită „full size“, pentru a se asi¬
gura compatibilitatea (şi configuraţia pistelor ro¬
mâne la fel). Compatibilitatea era completă cu
ajutorul unui adaptor mecanic care transforma
caseta VHS—C în „full size“. Autonomia casetei
va scădea la 30 min (modelele noi, 45 min.). La
videocamere, pentru prelungirea acestei durate
(dublare) s-a recurs la scăderea la jumătate a vi¬
tezei de defilare a benzii.

Benzile magnetice au evoluat, prezentând o
creştere importantă a capacităţii lor de stocare.

Standardele „Super" pentru VHS şi „Hi-Band“
pentru 8 mm sunt mai bine adaptate la foarte
buna definiţie pe care o au în prezent captorii vi¬
deo ai camerei de luat vederi. La aceste două noi
standarde, care păstrează dimensiunile geome¬
trice ale casetelor VHS şi 8 mm, se constată o
creştere a definiţiei de la 220—250 puncte/linie la
400—440 puncte/linie (atingând limitele tuburilor
cinescop cu definiţie normală)^

în figura 1 este prezentat spectrul frecvenţelor
înregistrat pe bandă, respectiv lărgimea benzii de
trecere şi excursia de frecvenţă la formatele VHS

Serpnal

crafhinatiti/

Semnal
de luminanfâ

Excursie de
frecventd

0 | 1 2
627kHz

VHS

qaf

Frecventa
" (MHz)

Nivel J ^VJ Nivel max.
smcro I — o/ albului

3A 4-8

1,i M Hz Stfaga'i Semnale audio

Semnal \
crominarjp

S Hi-Fi Stereo
I i Semnal de luminantâ

Excursie de
frecventa

frecventa

(MHz)

Nivel max-
~al albului

„standard" şi S-VHS. Variantele Hi-Fi fac apel
la două purtătoare (1,4 MHz şi 1,8 MHz) modulate
în , frecvenţă.

în figura 2 se prezintă lărgimea benzii de tre¬
cere şi excursia de frecvenţă la formatele Vi-

în Editura „Tehnoprod", o apariţie mult aş¬
teptată: „Priorităţi şi recorduri mondiale ae
aviaţie" de Gheorghe Rado. Lucrarea cu¬
prinde atât priorităţi internaţionale, cât şi
naţionale, precum şi o parte dintre recordu¬
rile omologate de Federaţia Aeronautică In¬
ternaţionala.

Textul este însoţit de circa 300 de figuri
foarte sugestive, cuprinzând descrierea a
peste 600 de recorduri.

Recomandăm lucrarea tuturor cititorilor
noştri.

deo—8 „standard" şi Hi—8. în versiunea mono, se
utilizează o singură purtătoare MF (1,5 MHz), iar
la versiunea stereo două purtătoare MF (1,5 şi
1,75 MHz). Informaţiile de crominanţă şi lumi-
nanţă sunt separate. Aceste informaţii modulează
în frecvenţă o subpurtătoare. La sistemul VHS
subpurtătoarea este la 627 kHz, la 8 mm este la
743 kHz în PAL (şi puţin mai jos la NTSC).

Excursia de frecvenţă a semnalului de lumi-
nanţă este de 3,8 la 4,8 MHz (1 MHz) la VHS, iar
la Video—8 variază de la 4,2 la 5,4, MHz (1,2
MHz).

Banda de 8 mm suportă alte semnale, pentru
alinierea pistelor cu frecvenţă foarte joasă
(100—163 kHz) şi subpurtătoare modulată în frec¬
venţă pentru semnalele audiOi-

La sistemul S—VHS, pentru creşterea rezoluţiei
imaginii, crominanţa rămâne nemodificată, în
schimb excursia de frecvenţă a purtătoarei de lu-
minanţă va creşte de la 5,4 la 7 MHz, rezultând o
lărgime de bandă de 1,6 MHz, mai mare decât în
cazurile precedente.

La sistemul Hi—8 excursia de frecvenţă a lumi-
nanţei este de 2 MHz, frecvenţa maximă fiind de
7,7 MHz. Cele două sisteme urmează deci dru¬
muri paralele.

în ceea ce priveşte sunetul la sistemul VHS şi
S—VHS există o variantă care utilizează capete
separate ce înregistrează în profunzime, două
subpurtătoare modulate în frecvenţă pe un canal
audio. Acesta este sunetul Hi-Fi pe care un nu¬
măr mare de videocamere S—VHS nu îl folosesc
totuşi, păstrând sistemul înregistrării sunetului pe
o pistă longitudinală.

TEHNIUM 9/1993

La sistemul 8 mm se adaugă un semnal nume¬
ric care nu este multiplexat în frecvenţă ca cele¬
lalte componente, fiind plasat la începutul piste¬
lor audio, într-un spaţiu rezervat, diferit faţă de
VHS unde semnalul Hi-Fi este integrat în sem¬
nalul video.

Se poate observa din spectrele prezentate că
între standardul de bază şi versiunea sa cu defini¬
ţie îmbunătăţită nu există compatibilitate.

Videocasetofoanele „Super" sau Hi pot să înre¬
gistreze casete normale şi să le citească, în
schimb, aparatele VHS sau 8 mm nu pot să ci¬
tească casetele „super" sau Hi.

în ceea ce priveşte videocasetele, standardele
VHS sunt mai puţin pretenţioase decât S—VHS şi
Hi—8, având o bandă mai îngustă de frecvenţe.

Caseta VHS utilizează o bandă cu oxizi meta¬
lici, iar caseta 8 mm o bandă tip pulbere metalică
formată dintr-un aliaj de fier, cobalt şi nichel.

Normele superioare utilizează benzi de calitate
mai ridicată, S—VHS foloseşte o casetă cu bandă
cu superoxizi, în timp ce banda 8 mm (cu supra¬
faţă mai redusă) foloseşte o bandă cu metal eva¬
porat, sau o bandă cu pigmenţi metalici îmbună¬
tăţiţi.

Videocasetofoanele recunosc aceste casete cu
ajutorul unor pinteni situaţi la caseta VHS în spa¬
tele oblonului, pentru caseta normală şi în faţă,
pentru caseta C. La casetele 8 mm se foloseşte
un cod, la varianta Hi—8 una dintre găurile din
partea de jos.

O altă modificare a fost făcută pe videocaseto-
foane şi constă în separarea informaţiilor de cro-
minanţă şi luminanţă în timpul transportului video
pentru a evita pierderea unei părţi din calitate.
Aceste informaţii sunt separate în procesul înre¬
gistrării în videocasetofonul PAL sau SECAM
(semnalul PAL sau SECAM va fi demodulat pen¬
tru a se separa luminanţa şi crominanţa). După
înregistrare şi lectură se vor regăsi informaţiile
separate care vor fi multiplexate în PAL sau SE¬
CAM înainte de a fi demultiplexate în televizor
sau monitor. La S—VHS există o mufă S—Video
care există şi pe monitor unde crominanţa şi lu¬
minanţa sunt separate; se obţine astfel o îmbună¬
tăţire a intermodulaţiei între crominanţă şi lumi¬
nanţă.

Există o variantă la care semnalul de cromi¬
nanţă este disponibil la pinul 15 al mufei Euro-AV
(SCART). De obicei la acest pin se afla intrarea
componentei roşu.

La sistemul. .S—VHS sunetul este înregistrat în
două moduri "deodată: în profunzimea benzii de
către capete separate (sunet Hi-Fi) şi longitudi¬
nal pe bandă (sunet normal), stereo în Hi-Fi şi
mono pentru sunetul normal.

Este posibilă înregistrarea simultană, adică cu
sunetul provenind de la un tuner MF stereo.

Sunetul pistei analogice poate fi eventual modi¬
ficat după înregistrarea video. Sunetul sistemului
Hi—8 are de asemenea două posibilităţi de înre¬
gistrare: sunet înregistrat cu MF şi sunet numeric,
cel mai bun. înregistrarea are loc simultan în cele
două sisteme; la lectură se va alege fie semnalul
stereo în MF, fie cele două piste numerice sau un
amestec al lor.

în modul mixaj se adună semnalele înregistrate
şi cele adăugate ulterior. Există şi un mod bilingv,

a cărui manipulare se face prin telecomandă. în
cele două standarde există trei tehnici de înregis¬
tra/e a sunetului: analogic, MF şi numeric,
în ceea ce priveşte imaginea supervideourile

(S—VHS şi Hi—8) asigură o superioritate fietă
faţă de VHS şi 8 mm.

BIBLIOGRAFIE:
Le Raut-Parteur

^ A apărut numărul 10 al revistei „Ştiinţă şi '■
tehnică 44 .

Din bogatul ei sumar, amintim doar câteva
titluri:

XEROGRAFIA, ISTORIA UNEI DES¬
COPERIRI, ISTORIA UNEI FIRME —
După ce în numerele precedente a fost prezen¬
tată istoria firmei, în acest număr veţi afla
detalii interesante despre tehnologia folosită
pentru realizarea binecunoscutelor copii xe¬
rox.

ENIGME ALE ISTORIEI: Piramida Khe-
ops — O nouă abordare a enigmelor antichi¬
tăţii;

Noi detalii asupra „arhitecturii ascunse^ a
piramidei faraonului Kheops.

NAVA INVIZIBILĂ: O ultimă realizare a
cercetătorilor americani — Navă invizibilă
pentru sistemele radar .

STRESUL SFÂRŞITULUI DE SECOL:
Detalii despre cauzele sale şi modul de apă-
1 rare împotriva acestei boli moderne. j

A apărut numărul 3 al binecunoscutei re¬
viste P.C. WORLD România, membru Inter¬
naţional Data Group S.U.A. Din sumarul de¬
osebit de atractiv al acestui număr vă semna¬
lăm doar câteva titluri:

M.S. DOS 6.o — un succes, cuploare gra¬
fice, dosar OOP, NetWare 4.o, precum şi multe
aplicaţii soft şi hard Windows, M.S. DOS şi
MAC.

Trebuie să remarcăm, de asemenea, ţinuta
grafică deosebită a acestui număr pe care vă
invităm să-l citiţi.

Nu veţi regretai

TEHNIUM 9/1993

sGiroled-ul

I ing. DRAGOŞ MARIIMESCU

Giroled-ul este un nou dispozitiv
optoelectronic produs în ţară de
firma ROMES—S.A. (parte din fostul
I.C.C.E.)-

Giroled-ul este format din opt
led-uri (patru roşii şi patru verzi) co¬
mandate cu un circuit integrat. în¬
treg ansamblul este plasat într-o
capsulă TO—39 cu fereastră.

Configuraţia terminalelor (vedere
dinspre terminale) este prezentată în
figura 1.

Giroled-ul se poate atimenta între
4 şi 8V. Totuşi este de preferat ca
pinii V + şi CLOCK să fie înseriaţi cu
câte un rezistor de limitare a curen¬
tului, calculat ca pentru led-urile
normale.

Se impune ca impulsurile de tact
I aplicate pe pinul CLOCK să aibă
I amplitudinea aproximativ egală cu
I valoarea tensiunii de alimentare.
1 Tactul nu trebuie să depăşească 100
1 Hz -

I Giroled-urile se pot folosi la reali-
1 zarea reclamelor sau firmelor lumi-
I noase cu text fix.

1 Forma rotundă a dispozitivului

gnd(o o °T CL0CK

permite realizarea de inscripţii cu
caractere rotunde, cu caractere de
mână, etc.

Giroled-urile nu se pot folosi la
realizarea de firme luminoase cu
text rulant (nu permit utilizarea
într-o schemă în care se foloseşte
principiul multiplexării elementelor
de_ afişaj).

în figura 2 se arată modul de co¬
nectare la o sursă de +5V. Pe pinul
CLOCK impulsurile vor avea ampli¬
tudinea de aproximativ +5V.

Sunt momente în care trebuie să
vizualizăm prezenţa unei oscilaţii şi

prezenţei oscilaţiei şi cu aproximaţie |
a ordinului de mărime. Amplitudinea !
oscilaţiei trebuie să fie între +5V şi +1
1 5V. |

Din comutatorul K,se comută divi- I
zoarele, pentru a menţine frecvenţa |
la pinul CLOCK al giroled-ului sub |
100 Hz. I

Schema din figura 3 este mai pu-|
ţin costisitoare, dar aproximarea or- §
dinului de mărime a frecvenţei osci-1
laţiei se face mai greu. §

La schema din figura 4 creşte gra- i
dul de repetabilitate a măsurărilor |
pe diverse game, dar creşte şi preţul 1
de_ cost.

încercaţi şi pe parcurs veţi deşco- f
peri alte şi alte noi posibilităţi de ?

nu avem la îndemână un osciloscop. p f.;î aixe
Schemele din figura 3 şi figura 4 utilizare a giroled-ulu
ne dau o informaţie vizuală asupra

+5-15V ^/6MMcWhH4
lOKHz-HOMHzl 4050 MMC
4020

MMC j
4020 . 2 19

K J> 200-n.
5P V 0“^ZIJ--GIROLE D
/ P? CLOCK

IN-^H

lOKHz H
4-lOMHz J
+54-+15V

1/6MMC4050

16151413121 tiu 91 1161514131211109
MMC4017 MMC4017

1 2 34 5678 11 2 3 4 5 6 7 8

161514131211109
MMC4017
1 234 5 678

16151413121110 $
MMC4017
1 2 34 56 7 l

1615141312fl 10 9 20 Qjl
MMC 4017 1-0—

1 2345 67 8 CLOCK

Stabilizator de tensiune de 20

ing. AUREUAN MATEESCU

In cazul unui stabilizator de ten¬
siune, este importantă căderea de
tensiune înregistrată pe elementul
serie, deoarece determină valoarea
tensiunii minime de intrare pentru a

IN PUT
12,7*17V
NESTABILIZAT

0UTpy T 12V

Tţ =JRFZ40 T2,T3«2N3906,BC177A 7 BD13S

sau echivalent

se obţine la ieşire parametrii nece¬
sari.

Atunci când stabilizatorul este uti¬
lizat într-un montaj alimentat de la
baterii se impune ca această cădere
de tensiune să fie cât mai mică pen¬
tru a se putea mări durata de utili¬
zare a bateriei.

Circuitul prezentat în figura 1 be¬
neficiază de avantajele oferite de un
tranzistor MOSFET cu canal n de tip
IRFZ 40 sau echivalent. Tranzistorul
are rezistenţa internă foarte mică,
asigurând o cădere de tensiune de
maximum 700 mV, chiar atunci când
tranzistorul livrează un curent de 20
A.

Montajul poate fi optimizat pentru
orice curent prin selectarea tranzis¬
torului TI.

Dioda Zener Dl determină o ten¬
siune de referinţă de IOV. Pentru a
regla tensiunea de ieşire, o parte a
acestei tensiuni, determinată de di-
vizorul R1R2, se aplică bazei lui,T2
care atacă poarta lui TI, pentru a
menţine tensiunea dorită.

Tranzistorul T3 este inclus în bu¬
cla de reglaj pentru a compensa
efectul variaţiei temperaturii asupra
joncţiunii B—E a lui T2.

în cazul în care se solicită un re¬
gulator pozitiv (la care intrarea — şi
ieşirea — este comună) se fac ur¬
mătoarele modificări:

— TI se înlocuieşte cu un tranzis¬
tor MOSFET cu un canal P indus;

— se inversează dioda Dl;

— tranzistoarele TI şi T3 se înlo¬
cuiesc cu tranzistoare complemen¬
tare (NPN).

în cazul în ,care se urmăreşte îm¬
bunătăţirea stabilităţii stabilizatoru¬
lui faţă de variaţiile de temperatură,
dioda Dl va fi înlocuită cu o refe¬
rinţă de IOV de precizie ridicată.

Utilizând componentele indicate
se obţin următoarele performanţe:

— tensiunea de ieşire Uolt =
12V;

— teniunea de intrare U /v = 12,7
* 17V;

— curent maxim de ieşire \ouTmax \
= 20A

Pentru a se modifica valoarea ten¬
siunii de ieşire se modifică şi rapor¬
tul rezistenţelor R1/R2. în cazul în
care se doreşte o tensiune de ieşire
sub IOV se înlocuieşte dioda Dl cu
o diodă Zener cu tensiunea mai
mică sau cu o referinţă de precizie
de 5V. De asemenea TI se înlocu¬
ieşte cu un tranzistor având valoa¬
rea de prag mai scăzută, de tipul !
MTP50NO5EL sau echivalent.

La executarea montajului se va
avea în vedere montarea lui TI pe ;
un radiator adecvat. De asemenea la
montaj şi manevrarea lui TI se vor f
avea în vedere precauţiile de mani- 1
pulare ale unui dispozitiv sensibil la
încărcare electrostatică, chiar dacă
.tehnologic au fost prevăzute ele- :
mente de protecţie.

TEHNIUM 9/1993

uuuu

manual

schemă (curenţi livraţi maxim 25
mA).

Structura unui tren de impulsuri
generat de montaj este:\ »

— un bit de start (tensiune pozitivă
la ieşire);

— 7 sau 8 biţi de date, conforme
poziţiilor comutatoarelor K3 — K10
(comutator deschis = unu logic *
tensiune negativă la ieşirea standard
sau tensiune nulă la ieşirea TTL);

— un bit de stop (tensiune negativă
sau nulă, ca în cazul bitului „unu“
menţionat mai sus). Acest bit de
stop trebuie creat prin poziţia „des¬
chis" a lui K10 dacă s-au transmis
numai 7 biţi de date, sau este gene¬
rat automat în cazul transmisiei a 8
biţi de date, prin revenirea montaju¬
lui la starea iniţială, de „aşteptare".

Revenirea se face după transmisia
bitului 8 de date, pe frontul negativ
(descrescător) al semnalului de la
ieşirea 11, când bascula este adusă
în starea iniţială.

Generarea unui nou tren de im¬
pulsuri se face „manual" prin apăsa¬
rea lui I, Este posibilă şi comanda
automată' a generării trenurilor, : pe
poziţia „auto" a comutatorului K11.
In această situaţie, oscilatorul reali¬
zat cu CI 2.2. şi 2.3 (circa 100 Hz)
declanşează periodic generatorul de
caractere.

Alimentarea cu 5V se face de la o
sursă stabilizată ce poate debita un
curent de 25 mA.

M ontajul propus mai jos este
destinat testării terminalelor
de calculator cu intrare de
date serie. El generează la
cerere un tren de impulsuri pe linia
de comunicaţie cu terminalul, tren
format după dorinţă (prin acţionarea
unor comutatoare) şi care are sem¬
nificaţia unui anumit caracter alfa¬
numeric, caracter grafic sau unpi
anumite comenzi. Trenul de impul¬
suri conţine: un bit de start, şapte
sau opt biţi de date (fără bit de pari¬
tate) şi un bit de stop, conform nor¬
mei RS232C.

Se pot efectua următoarele tipuri
de teste:

— Verificarea corectitudinii funcţio¬
nării unui terminal, prin transmite¬
rea unui anumit tren de impulsuri şi
urmărirea răspunsului terminalului.
— Identificarea setului de caractere
disponibile la un terminal necunos¬
cut (fără documentaţie tehnică de
exemplu), prin transmiterea tuturor
combinaţiilor de impulsuri şi urmări¬
rea răspunsului.

— Testarea „plajei de prindere" a
terminalului, prin variaţia frecvenţei
(vitezei de transmisie) în jurul valo¬
rilor standard şi urmărirea domeniu¬
lui de frecvenţe în care terminalul
funcţionează corect.

— Verificări de anduranţă ale termi¬
nalului, prin declanşarea automată a
generatorului atât timp cât este ne¬
cesar, înlocuind în această operaţie
calculatorul, al cărui preţ şi amortis¬
ment sunt evident mult mai mari.

Generator
de caractere

GH. BĂLUŢĂ, ALEX. COTTA

cu variaţia tensiunii de alimentare şi
a temperaturii, motiv pentru care
este recomandată măsurarea în con¬
diţiile concrete de lucru. Ideală este
procurarea unui cuarţ cu frecvenţa
indicată, dar acesta nu este la înde¬
mâna amatorilor.

Prin poarta 1.3 impulsurile ajung
la intrarea 14 a numărătorului MMC
4017. La fiecare front pozitiv (cres¬
cător) al impulsurilor, are loc avan¬
sul cu un pas al nivelului „unu lo¬
gic" pe cele 10 ieşiri decodificate.
Transmise prin diodele conectate la
ieşiri şi prin comutatoarele K3 —
K10 aflate în poziţia „închis", nivelu¬
rile „unu logic" ajung succesiv la ie¬
şirea generatorului.

Există o ieşire compatibilă TTL,
care poate folosi în anumite aplicaţii
şi o altă ieşire „STANDARD" care
asigură condiţiile specificate de
norma menţionată. Pentru cel de-al
doilea caz se foloseşte circuitul inte¬
grat ROB 1488, special construit
pentru acest scop, şlimentat de la
două surse, cu valorile indicate în

Schema montajului este dată în fi¬
gura alăturată. Remarcăm existenţa
unei bascule tip set-reset, realizată
cu porţile NAND 1.1. şi 1.2. La apă¬
sarea întrerupătorului I bascula
trece în starea în care ieşirea 4 este
„unu logic", iar ieşirea 3 este „zero
logic". Astfel, pe de o parte este
permisă trecerea impulsurilor prin
poarta 1.3 (de la intrarea 8 spre ieşi¬
rea 10), iar pe de altă parte numără¬
torul în inel MMC 4017 nu mai este
resetat (menţinut în „zero").

La intrarea 8 a porţii 1.3 se aplică
fie impulsuri simetrice dreptunghiu¬
lare cu frecvenţa f 0 şi amplitudine 5
Vw de la un generator extern, fie
impulsuri generate de oscilatorul-
divizpr MMC 4060, cu frecvenţele
standard 150, 300, 600, 1200, 2400,
4800 sau 9600 Hz, corespunzând
aceloraşi viteze de transmisie (expri¬
mate- în BAUD/s). Oscilatorul tre¬
buie în prealabil reglat la o frec¬
venţă cât mai apropiată de 153,6
kHz. Menţionăm că frecvenţa oscila¬
torului se schimbă sensibil o dată

Redacţia TEHNIUM caută difuzori în provincie şi în Bucureşti pentru revista
TEHNIUM şi suplimentul TEHNIUM SERVICE. Relaţii la telefon: 618 35 66;
Piaţa Presei Libere nr. 1, corp C, etaj 3, camera 374.

Se mm ■ primesc mscrieri, l
până ia 15 oct 1993, ia j
cursurile de depanare T.V. \
alb~negru şi color. Relaţii ia j
kfoa iele: 618:55.66 şi
617.60. ÎQ inî . 2059 precum şi \
ia sediu! redacţiei .

Celor interesaţi a cunoaşte înlocuirea Circuitelor Integrate Liniare, din apara¬
tura electrocasnică sovietică, cu Circuite Integrate Liniare din producţia euro¬
peană, le recomandăm lucrarea TEHNIUM SERVICE circuite echivalente.

Lucrarea poate fi procurată de la redacţia TEHNIUM — Piaţa Presei Libere
nr. 1 sector 1.

Informaţii la telefon: 618 35 66.

Componente electronice, piese şi materiale, aparate de măsură, tehnică de cal¬
cul pentru toate domeniile de activitate vă oferă S.C. CONEX ELECTRONIC
S.R.L. — Str. Maica Domnului 48, sector 2. Telefon: 687 42 05.

TEHNIUM 9/1993

H0t6
'feliile let

ST K 4036 XI

Montajul prezintă modul de folosire a circui¬
tului STK 4036X1, ca să poată debita o putere
audio de 50 W pe o sarcină de 8 9i cu mai puţin
de 0,03 procente distorsiuni pentru banda de
20 Hz — 20 kHz în condiţia excitării cu un
semnal de 1 V.

Pentru mai multă comoditate de lucru, pre¬
zentăm şi cablajul imprimat.

Alimentarea cu energie electrică se face din
redresorul prezentat.

RADIOTECHNIKA 8/1993

2x1N4146

LF356

4 x BYX42/100

2x10Q00j
' 63V

6Aeff

180 VA

va oferă din stoc cablu coaxial

2x10000ju
63V

RG 58 C/U, RG 62 A/U
THICK ETHERNET

CONECTOARE

La cerere livram orice specificaţie de cablu pentru:

transmisii de date
(RG 59 B/U, 2 x RG 59B/U
RG 71 B/U, TOKEN RING
ETHERNET TRANSCEIVER
THIN ETHERNET, TWINAX
lOBaseT, RS 232, RS 422)
telefonie, telefonie mobila
antene TV, SATELIT
sisteme de alarma, automatizări
sisteme AUDIO, VIDEO

Căutăm dlstrtbuttort In toata tara.

Prezentarea este
făcută de LZ3AI şi
recomandată ama-

Un partener de neînlocuit ptr.
dvs.,

Dacă nu azi, mâine 'cu sigu¬
ranţă.

„MOBINIS S.A.“ produce ptr.
dvs.

— Mobilier din lemn
— Mobilier tapiţat
— Instrumente muzicale
(Piane, pianine)

Vă invităm să vizitaţi Magazinul
nostru din Bucureşti — Str. Va¬
lea Cascadelor 26 — Sector 6.

Tel.: 7.78.28.47
Fax: 312.13.42

gama de 7 sau 14
MHz.

Modul de lucru
Tjt numai CW. Ali¬

mentarea cu 12 V.

Bobinele L/ se
fac pe tor de ferită
(vezi desenul). L/a

are 22 spire iar L 1b
are 2 spire din
CuEm 02. Bobina
L 2 are carcasă de 6

mm în care L 2a are
11 spire, iar L 2b are
5 spire CuEm 05,
iar bobina LJ are 20

spire CuEm 06 pe
carcasă cu diame¬
trul de 6 mm.

TRANSCEIVER QRP

Redactor şef: ing. ILIE MIHĂESCU
Secretar general de redacţie: Ing. ŞERBAN NAICU

Redactori: V. STACH; V. CÂMPEANU
Grafică: I. IVAŞCU
Corectură: GEORGE IVAŞCU
Secretariat: M. MARINESCU

Administraţia: Editura „Presa Naţională" S.A.

Tiparul executat
la Imprimeria „Coresi“
Bucureşti

UimMlVUâ

lier din lemn pentru
după proiecte pro-
atură din import.

D&A. priiTu 5 compor

Pipera 46; 72331 — Bucu
... 01/633.55.40 312.99,55
: 11.380

01/312.99.57 — Servicii ■
port - Export - Inform,

SOCIETATEA COMERCIALA PENTRU CERCETARE,
PROIECTARE SI PRODUCŢIE DE ECHIPAMENTE.
SI INSTALAT» DE AUTOMATIZARE

cod 71295 Bd Mireea Eliade 18; tel; 679 45 12; 633 00 90; fax; 312 98 62
cod 72321 Calea Floreasca 167; tel: 312 76 16; 633 00 69, lax. 312 53 92

ROMANIA Bucureşti,
Telex: 11649 ipatc r