mmmm ANUL XIX — NR. 219 REVISTA lunară editată de c.c. al u.t.c CONSTRUCŢII PENTRU AMATORI LUCRAREA PRACTICĂ DE BACALAUREAT . Automat pentru reglarea temperaturii Protecţie INIŢIERE ÎN RADIOELECTRON1CĂ. Surse de curent constant Comandă temporizată CQ-YO. Din lucrările Simpozionului naţional al radioamatorilor YO: Transformatoare pe toruri de ferită Etaje RF de putere HI-FI . Filtru de zgomot LABORATOR . Stereofonie şi sonor dublu în televiziune TV-DX..... Recepţia în banda SHF INFORMATICĂ. Calculatorul electronic între două generaţii Interfaţă ZX-PRINTER Testor pentru floppy-disc ATELIER . Detector de metale Miră IV CITITORII RECOMANDĂ. Redresor-convertor Alimentator pentru microprocesoare Generator de ton Blocking TAA661 FOTOTEHNICĂ . Dispozitiv de tăiat filme Automat pentru proiectoarele de diapozitive Metodă de notare pe fotografii Reţete de virare REVISTA REVISTELOR.. Rx r— 3,5 MFjz Joc de lumini Avertizor AUTOMATIZĂRI . Orgă de lumini Aplicaţie cu CDB407 SERVICE. Radioreceptorul CLUB 01 (CITIŢI ÎN PAG. 15) •I: TEHNIUM-BUCUREŞTI, PIAŢA BCfiMTEif NR. 1, COD TORUL T» TELEFON 17 BO IO, 1NT.SD59, 1151 . | |'l | j i I t 1 ii «sswww SUMAR by ji i-1;: î ; n: ţ: : ^ i ^r ; -i 7 ": ll : - 11 ii fi 11 Lucrarea pe care o prezentăm a fost realizată în Liceul Industrial „Spiru Haret'-Bucureşti de către un colectiv de elevi sub îndrumarea ing. Maria Marinescu şi ing. Vero- nica Dumitrescu. Ea reprezintă o reglare de temperatură în limitele 0 -r 400°C într-un cuptor de dimen¬ siuni reduse, încălzit electric. UTILITATEA LUCRĂRII Fiind realizată cu elemente de fa¬ bricaţie românească folosite în in¬ stalaţiile industriale, pe lîngă posi¬ bilităţile pe care le oferă ca mijloc de învăţămînt — de studiu ai unei bucle de reglare a temperaturii în regim dinamic şi staţionar —, poate realiza tratamente termice ce se în¬ scriu în gama de temperaturi pînă la 400°C pentru piese cu volum redus, sterilizări etc. şi oferă posibilitatea ridicării caracteristicilor statice şi dinamice ale termocuplurilor sau termorezistenţelor, cu ajutorul unui compensator sau adaptor U-l (R-l). REALIZAREA PRACTICĂ Instalaţia tehnologică este un cuptor izolat cu vată de sticlă, în¬ călzit cu două rezistenţe K1 şi K2 dispuse pe lateralele incintei. Traductoarele folosite pentru m㬠surarea temperaturii (montate în aceeaşi zonă) sînt două termocu- pluri, TI şi T2 (Fe-constantan) ale căror ieşiri sînt conectate la in¬ trările înregistratorului E036, res¬ pectiv ale regulatorului automat 3RT96. Schema-bloc a sistemului de re- prescriere a referinţei şi elemente de semnalizare optică (LED) a atin¬ gerii temperaturii prescrise. Faţă de regulatorul specializat tip MR, acesta are dimensiuni mult mai re¬ duse şi este deosebit de fiabil. FUNCŢIONARE Termocuplul T2 transmite regu¬ latorului 3RT96 o tensiune propoj- ţională cu temperatura măsurată. în funcţie de diferenţa dintre mărimea prescrisă (fixată cu ajutorul unui comutator decadic) şi mărimea de reacţie obţinută de la traductor, re¬ gulatorul automat comandă,' prin intermediul contactoarelor CI şi C2, conectarea sau deconectarea alimentării de la reţea a rezistenţe¬ lor de încălzire. giare automată realizat este dată în figura 1. Regulatorul automat realizat cu circuite integrate are o caracteris¬ tică statică de tip bipoziţional. în re¬ gulator sînt incluse elemente de SPECIFICAŢIE DE APARATE j Nr. DENUMIRE crt. APARAT TIP COD FURNIZOR NR. BUC. CARACTERISTICI TEHNICE 1. Buton comandă 2402 „Electroaparataj" 6 220 V; 50 Hz 2. Contactor de eo.mandă CC44 4003 „Electroaparataj" 1 220 V; 50 Hz 3. înregistrator E0362 I.E.A.-Bucureşti 1 0 -7- 500°C Fe-Ct 4. Lampă semnalizare 0223 „Electroaparataj 1 * 9 220 V; 6 A 5. Regulator electronic 3RT96 Fe-Ct A.E.M.-Timişoara 1 220 V; 50 Hz 4 -r 20 mA 6. Rezistenţă electrică Ni-Cr 1 000-W „Electromureş" 4 220 V; 50 Hz 2 sînt rezervă 7. Siguranţă fuzibilă LF-25 mignion I.A.E.I.-Titu 2 220 V; 10 A 8. Siguranţă fuzibilă LF-25 mignion I.A.E.I.-Titu 1 220 V; 6 A 9. Şir complet conectoare 510 I.A.E.I.-Titu 1 220 V; 4 mm 15 buc. 10. Termocuplu 4-^20 mA tR 100 S I.E.A.-Bucureşti 2 LN-250 mm 0 -5- 550° C Termocuplul TI transmite sem¬ nalul — proporţional' cu tempera¬ tura măsurată — înregistratorului E036, care asigură şi funcţia de protecţie printr-un contact de ma¬ xim. Schema electrică de conexiuni a sistemului de reglare automată cu¬ prinde elemente de comandă (bu¬ toane de pornire-oprire), elemente de execuţie, lămpi de semnalizare, conform figurii 2. Puterea instalată a întregului an¬ samblu (cuptor şi echipament de reglare) este de 2,5 kW. Alimentarea la reţea se face cu cheia „a“, prezenţa tensiunii la ta¬ blou ffind semnalizată de lampa cu pîlpîire h9. Punerea sub tensiune a cuptoru¬ lui, a circuitului de măsură, semna¬ lizare şi înregistrare se face cu bu¬ tonul b2, care asigură alimentarea contactorului CO şi a lămpii de semnalizare hO. Butonul bO are posibilitatea se¬ lectării poziţiei A, respectiv M, co¬ respunzătoare reglării automate sau manuale a temperaturii în cup¬ tor. în poziţia A funcţionează con- tactorul C3, care cuplează contac- toarele CI şi C2 (deci K1 şi K2), în funcţie de indicaţia termocuplului T2. Reglarea automată a temperatu¬ rii este asigurată după o caracteris¬ tică de forma celei prezentate în fi¬ gura 3. Poziţia M a butonului bO asigură alimentarea butoanelor b4 şi b5 pentru comanda de pornire pe cele două contactoare CI, C2, cu sem¬ nalizarea optică* a comenzilor făcute (hi, h2) şi semnalizarea ge¬ nerală a comenzii manuale < (h4). .Oprirea reglării manuale este asi¬ gurată prin butonul b3. Schema de semnalizare prezen¬ tată este destul de încărcată. S-a urmărit prin aceasta cunoaşterea de către elevi nu numai a sistemelor de măsură şi reglare, ci şi a realizării stemelor de semnalizare. în schema electrică sînt figurate siguranţele fuzibile eO pe alimenta¬ rea generală şi el, e2 pe alimenta¬ rea rezistenţelor de încălzire. Anexele 1 şi 2 cuprind specifi¬ caţia aparaturii folosite, respectiv a elementelor de comandă şi semna¬ lizare. Desigun un sistem de reglare au¬ tomată asemănător se poate realiza în orice liceu de profil. Se poate fo¬ losi o etuvă veche, căreia să i se schimbe izolaţia, se poate renunţa ia prezenţa înregistratorului (dacă nu se dispune de acest aparat), iar schema de semnalizare se poate simplifica mult. La realizarea unei astfel de lucrări practice de bacalaureat pot cola¬ bora elevi de diverse specialităţi. TEXT ETICHETE SIMBOL APARAT DENUMIRE BUC. NR. CRT. h9 Prezenţă U reţea 1 1 bl Cuplat tensiune 1 2 b2 Decuplat tensiune 1 3 hO Prezenţă tensiune 1 4 bO Regim de lucru 1 5 b4 Cuplat zonă 1 1 6 b5 Cuplat zonă II 1 7 b3 Decuplat încălzire 1 8 hi încălzire zona 1 1 9 h2 încălzire zona II 1 10 h4 Regim manual 1 11 h3 Regim automat 1 12 h7 încălzire zona 1 — oprit 1 13 h8 încălzire zona II — oprit 1 14 h5 T° maxim depăşită 1 15 h6 T° de reglaj depăşită 1 16 UI înregistrare temperatură 1 17 U2 Reglare temperatură 1 18 1 TEHNIUM 2/1989 REŢEA 11 12 13 14 15 17 1» 19 20 I ALIMENTA Pi 2,5 kW \0J=_ l ALIMEN¬ TARE CI S^TENSI nuNECUPl TOR '7TENSIUNQ. ' CUPLATĂ] Încălzire cuptor REGIM • DE LUCRU MANUAL AUTOMAT CUPTOR OPRIT TEMPERATURA ÎN CUPTOR BUCLĂ DE MĂSURĂ ÎNREGISTRARE REGUL, 3RT96 .ATOR VALENTIN OPRESCU, Constanţa Propun constructorilor amatori o schemă a unui dispozitiv de protec¬ ţie (auto‘sau de apartament), con¬ cepută ca aplicaţie a circuitului in¬ tegrat /3E555 produs de I.P.R.S.- Băneasa, folosit în cazul de faţă ca monostabil. Montajul impune o lo¬ gică de funcţionare dependentă de constantele r ale celor trei circuite IC, IC 2 IC 3 , constantă care se cal¬ culează după necesităţi cu relaţia r = 1,1-R-C. Montajul funcţionează în felul ur¬ mător: monostabilul ICi este utili¬ zat ca temporizator de cca 30 s cu comandă (touch-control), care poa¬ te fi o gămălie de bold de care este conectat firul care acţionează Pj al lui IC^ această comandă dezafec¬ tează funcţionarea alarmei pe această perioadă, permiţînd pro¬ prietarului să părăsească autovehi¬ culul sau imobilul. în perioada de funcţionare L, este aprins, T t este deschis şi îl blochează pe T 3 , care alimentează celelalte monostabile. După trecerea timpului de tempori¬ zare IC, revine în 0 şi montajul este în veghe. Contactul kT semnifică o înşiruire de contacte care se vor monta la uşi, ferestre etc. şi care sînt normal închise. Montajul fiind în veghe, kT nor¬ mal închis, T 2 este blocat. La rupe¬ rea contactului kT, T 2 se deschide, L 2 se aprinde, se comandă IC 2 , se aprinde L 3 pentru o perioadă de cca 3—4 s, timp în care T 6 fiind polarizat comandă bip-ul pe una din intrările porţii lui CDB400 şi acesta ne aten¬ ţionează că alarma a sesizat o ru¬ pere de contact. Dacă se constată că am făcut o eroare de utilizare vom acţiona touch-control-ul care va bloca circuitul de alarmare pen¬ tru 30 s şi-l va readuce în starea 0 de veghe; dacă nu, presupunînd că o persoană străină a deschis uşa, IC 2 semnalizează timp de 3 s, după care comandă pe IC 3 , care, fiind acţio¬ nat, temporizează la tirnpul său cca 4 min. şi comandă pe T 7 , care are ca sarcină releul de acţionare a claxo¬ nului, sirenei etc. în cazul în care kT a fost rupt şi apoi s-a refăcut legătura şi pe pe¬ rioada de semnalizare a lui IC 2 nu s-a intervenit pentru dezafectare, IC 3 comandă alarma sonoră o pe¬ rioadă prestabilită de r-IC 3 , după care se opreşte şi rămîne din nou în veghe. Dacă însă contactul kT este rupt şi rămîne aşa şi nu se dezafec¬ tează alarma pe perioada stabilită de IC 2 , atunci IC 3 va comanda con¬ tinuu sistemul de alarmare, deoa¬ rece circuitul format de T 4 şi T 5 ur¬ măreşte stările logice ale lui kT si IC, Tranzistorul T 8 este utilizat ca sta¬ bilizator de 5 V pentru IC 4 -CDB400, din care a fost confecţionat bip-ul. Personal am utilizat r, = 30 s, r 2 = 3,5 S, r 3 = 240 S. Alimentarea montajului se va face la o sursă de 12 V, consumul în starea de veghe fiind de cca 60 mA, iar în stare de alarmă în funcţie de releul folosit şi sistemul de averti¬ zare. Montarea celor patru LED-uri se va face pe panoul frontal, acesta fiind pus chiar la vedere, deoarece dacă cablajul de sîrmă este foarte bine mascat, la fel şi touch-control-ul, montajul nu poate fi dezafectat de o persoană străină, timpul de acţio¬ nare a alarmei generale fiind foarte scurt (3 s). TEHNIUM 2/1989 3 (URMARE DIN NR. TRECUT) DE CURENT CONSTANT Această particularitate a FEt-uri- lor a fost exploatată prin realizarea unor surse monolitice de curent constant, întîlnite şi sub denumirea de „diode de curent constant", avînd simbolul indicat în figura 22. Prin prisma dualismului tensiune- curent, diodele de curent constant (D.C.C.) ar fi tocmai „echivalentul" diodelor Zener, cu înlocuirile de ri¬ goare. Cu titlu informativ menţionăm ti¬ purile CR068 (0,68 mA ± 10%, rezis¬ tenţă internă 1,5 MO, tensiune mi¬ nimă de alimentare 1,3 V între punctele A şi B) şi CR470 (4,7 mA ± 10%, rezistenţă internă de peste 230 kfi, tensiune minimă de alimentare 2,9 V), produse de firma Siliconix. Avînd în vedere împrăştierea foarte mare din fabricaţie a parame¬ trului l DSS (curentul de drenă pen¬ tru V G o = 0), chiar pentru FET-uri de acelaşi tip, o soluţie simplă de obţinere a surselor de curent con¬ stant este eliminarea rezistenţei din sursă, R, conectînd direct poarta la sursă. Dezavantajul acestei metode este că trebuie să selecţionăm un exemplar de tranzistor care să aibă parametrul real l DSŞ (nu de cata¬ log!) cît mai apropiat de valoarea curentului dorit. De exemplu, pentru un J-FET cu canal de tip N acest artificiu este reamintit în figura 23, cu menţiunea că „rezistenţa" de sarcină (în cazul de faţă o diodă Zener prin care do¬ rim să asigurăm un curent con¬ stant) poate fi plasată fie în circuitul de drenă, fie în cel de sursă, în serie cu canalul FET-ului. Tensiunea de alimentare (între punctele A şi B) şi tipul/exempiarul de FET se aleg în funcţie de curentul dorit, care de re¬ gulă este de ordinul miliarnperilor sau al zecilor de miliamperi. In arti¬ colul citat sînt indicate relaţiile de caicul implicate, ca şi precauţiile impuse de parametrii maximali de catalog ai FET-ului. Revenind la diodele de curent constant, remarcăm valoarea foar¬ te mare a rezistenţei lor dinamice, îh general de ordinul megaohmilor sau al sutelor de kiloohmi (prin opoziţie cu diodele Zener, care au rezistenţe dinamice foarte mici). în pofida simplităţii lor construc¬ tive şi comodităţii de utilizare prac¬ tică, diodele de curent constant realizate pe bază de FET-uri nu au căoătat o răspîndire aîît de largă pe cît se aştepta. Unul din factorii limi- tanţi în această privinţă îl reprezintă coeficientul destul de ridicat de va¬ riaţie cu temperatura a curentului nominal, de ordinul a -0,10 -r —0,12%/°C. Chiar dacă în aplicaţi¬ ile curente nu avem de-a face, în ge¬ neral, cu variaţii ale temperaturii ambiante mai mari de cca ±10°C (care s-ar traduce prin variaţii de cca ±1 -î- 1,2% din valoarea curen¬ tului nominal), nu trebuie să uităm că o sursă de curent constant ope¬ rează , cu variaţii apreciabile ale căderii de tensiune la bornele sale, deci implicit cu variaţii semnifica¬ tive ale puterii disipate intern. Or, tocmai aceste fluctuaţii ale puterii disipate pot conduce la variaţii im¬ portante ale temperaturii dispoziti¬ vului, care, la rîndul lor, afectează semnificativ curentul nominal. Un alt factor care a limitat practic răspîndirea D.C.C.-urilor — poate şi cel mai important — îl constituie împrăştierea foarte mare din fabri¬ caţie a parametrilor FET-urilor. Am menţionat în paragraful pre¬ cedent cîteva aplicaţii tipice ale sur¬ selor de curent constant. Pentru exemplificare, în figura 24 este re¬ dată schematic o soluţie simplă de obţinere a semnalelor în „dinte de ferăstrău" utilizînd o diodă de cu¬ rent constant şi un tranzistor uni- joncţiune (TUJ). Condensatorul C se încarcă liniar în timp de la tensiu¬ nea de alimentare U, prin sursa de curent D.C.C. şi se descarcă perio¬ dic prin tranzistorul unijoncţiune Ţ,. Se obţin astfel semnalele dorite, în formă de „dinte de ferăstrău", pe care însă, pentru a nu le deforma la utilizare, trebuie să le culegem de la bornele condensatorului C prin in¬ termediul unui etaj adaptor cu im- pedanţă foarte mare de intrare şi impedanţă joasă de ieşire, în cazul de faţă etajui repetor pe emitor rea¬ lizat cu tranzistorul T 2 . Un alt exemplu menţionat -*■ rea¬ lizarea amplificatoarelor diferen¬ ţiale cu sarcină comună în emitoare — este ilustrat în figura 25, unde dioda de curent constant are rolul de a menţine constantă suma cu¬ renţilor de emitor ai iui T, şi T 2 . De¬ oarece D.C.C. necesită o cădere de tensiune mult mai mare decît jonc¬ ţiunile bază-emitor ale tranzistoa- relor, în afara sursei +U (faţă de masă) care alimentează etajul dife¬ renţial a mai fost prevăzută o sursă -U' (faţă de masă) pentru a pola¬ riza corespunzător catodul diodei. Un ultim exemplu la care ne vom referi reprezintă o aplicaţie mai rafi¬ nată a surselor de curent constant, şi anume realizarea aşa-numitelor „oglinzi de curent", foarte răspîn- dite în structura internă a circuite¬ lor integrate liniare, îndeosebi a amplificatoarelor operaţionale. Despre ce este vorba, de fapt? Să «onsiderăm exemplul clasic al am¬ plificatorului diferenţial cu sarcină comună în emitoare, pe care să-l modificăm aşa cum se indică în fi¬ gura 26. De data aceasta vom face însă abstracţie de cele două ten¬ siuni de intrare, u, şi u 2 , propunîn- du-ne să obţinem la ieşire un curent egal cu diferenţa i^i 2 , respectiv diferenţa curenţilor de colector ai tranzistoarelor T, şi T 2 . în acest scop etajul diferenţial a fost modifi¬ cat prin introducerea unui tranzis¬ tor suplimentar, T 3 (de structură opusă), în circuitul de colector al lui T 2 şi a unei diode cu siliciu, D, în cir¬ cuitul de colector al lui T v Intuim deja, pe baza celor prezentate ante¬ rior, rolul de sursă de curent con¬ stant pe care îl va juca T 3 în această configuraţie. într-adevăr, curentul de colector ii al lut T, produce la bornele rezis¬ tenţei R o cădere de tensiune R-i t , iar la bornele diodei D o cădere de tensiune în direct U D . Prin urmare, între punctele A şi B vom avea o di¬ ferenţă de potenţial U AB = R-i,+U D , care, după cum se observă, este aplicată în întregime joncţiunii bază- emitor a tranzistorului T 3 înseriată cu rezistehţa R'. Dacă facem deo¬ camdată abstracţie de T 2 , putem spune că la bornele rezistenţei R' (deci între punctele A şi C) avem o cădere de tensiune U AC = R-i|+U D - —U BE , unde am notat cu U BE căde¬ rea de tensiune pe joncţiunea bază- emitor a lui T 3 . Deoarece dioda D şi tranzistorul T 3 sînt ambele cu sili¬ ciu, mărimile U D şi U BE sînt sensibil egale, astfel încît aven U AC == R-i ( . Mai mult, dacă alegem valoarea lui R' egală cu R, observăm că prin re¬ zistenţa R' va trece acelaşi curent i t ca şi prin R (eventual putem chiar retuşa fin pe R' pentru a compensa micile diferenţe între U D şi U BE , res¬ pectiv între curentul de emitor şi cel de colector ai lui T 3 ). în concluzie, în colectorul lui T 3 vom regăsi curentul de colector al lui T,. dar de sens inversat (i, „intră" în colectorul lui T,, pe cînd curentul egal cu i| furnizat de T 3 „iese" din colectorul acestuia). Cu alte cu¬ vinte, sursa de curent realizată cu T 3 ne oferă un fel de „imagine în oglindă" a curentului lui T 1t de unde şi denumirea consacrată de „oglindă de curent" pentru această aplicaţie. In fine, dacă legăm împreună co¬ lectoarele tranzistoarelor T 3 şi T 2 ca în figură, obţinem în punctul E o sursă de curent avînd intensitatea dorită, i|— i 2 . Nimic nu ne împiedică să mer¬ gem mai departe cu artificiul de¬ scris, de pildă să alegem pentru R' valori diferite de R, rezultînd astfel imagini de curent multiplicate prin- tr-o constantă (cu aplicaţii intere¬ sante în domeniul generatoarelor de funcţii). Noi ne vom opri însă aici cu pre¬ zentarea surselor de curent con¬ stant, în speranţa că începătorul le va recunoaşte acum mai uşor în ca¬ drul montajelor electronice com¬ plexe. TEHNIUM 2/1989 620 H O aplicaţie foarte răspîndită a amplificatoarelor operaţionale (tra¬ tată pe larg în numerele 6 şi 7/1984 ale revistei, la această rubrică) o constituie realizarea generatoare¬ lor de semnale dreptunghiulare, în configuraţia oscilatorului de rela¬ xare. Simplitatea extremă a sche¬ mei de principiu (reamintită în figura 1) recomandă utilizarea acestui gen de montaj ori de cîte ori dorim să obţinem rapid şi sigur un generator de audiofrecvenţă. Exemplul pe care îl propunem al㬠turat ne arată însă că oscilatorul de relaxare îşi poate găsi aplicaţii ine¬ dite şi în afara domeniului audio, mai precis duratele de încărcare, respectiv de descărcare a conden¬ satorului C pot sta la baza unor acţionări temporizate, cu o progra¬ mare prestabilită. Să presupunem, de exemplu, că avem un consumator R s oarecare, alimentat de la reţea, pe care dorim să-l conectăm la intervale regulate de timp, cu durate prestabilite de funcţionare şi de paliză. Mai mult, dorim ca aceste durate să poată fi reglate independent după nece¬ sităţi, într-o anumită plajă maximă, să zicem de ordinul a 10—15 mi¬ nute. Pentru a rezolva această pro¬ blemă cu ajutorul oscilatorului de relaxare cu AO, se impun cîteva modificări la schema de principiu din figura 1. în primul rînd trebuie să separăm în bucla de reacţie ne¬ gativă calea de încărcare de cea de descărcare a condensatorului, pen¬ tru a putea introduce reglaje inde¬ pendente pentru cele două durate. După cum se observă în figura 2, separarea se face cu ajutorul dio¬ delor Dl şi D2 plasate în opoziţie, reglajele independente fiind astfel posibile prin intermediul celor două potenţiometre Pi şi ’P2 montate în serie cu diodele. Ca o măsură de protecţie, în bucla de reacţie nega¬ tivă a mai fost intercalată o rezis¬ tenţă de limitare, R5, pentru a nu risca să punem ieşirea operaţiona¬ lului la masă (prin C), atunci cînd cursoarele lui PI şi P2 sînt date la minim. O a doua modificare utilă în cazul de faţă constă în înlocuirea alimen¬ tării diferenţiale printr-o sursă de tensiune unică (+ 12 V), preferabil stabilizată. Valoarea tensiunii nu este critică, ea fiind aleasă îndeo¬ sebi în funcţie de releul Rel disponi¬ bil, care trebuie să anclanşeze ferm (şi ale cărui contacte de lucru k tre¬ buie să suporte, bineînţeles, tensiu¬ nea şi curentul impuse de circuitul consumatorului R s ). Alimentarea nesimetrică nece¬ sită, după cum se ştie, crearea unui potenţial median pe care să-l aplicăm intrării neinversoare a AO ca referinţă. în schemă acest poten¬ ţial este obţinut prin inte/mediul divi- zorului rezistiv R1—R2. în paralel cu R2 a mai fost prevăzut un condensa¬ tor C1„ al cărui rol este de a reduce impedanţa divizorului în regim tran¬ zitoriu (ideal ar fi ca valorile re¬ zistenţelor din divizor să se ia cît mai LED1 Verde pentru o funcţionare normală, ieşi¬ rea operaţionalului trebuie să bas¬ culeze periodic (la intervale de timp reglabile din Pi şi P2) între două ni¬ veluri distincte de tensiune, „sus" şi „jbs“. Practic nici nu ne interesează valorile concrete ale acestor nive¬ luri, deoarece oricum putem aranja (prin jocul rezistenţelor de polari¬ zare R6 şi R7) intrarea în conducţie a tranzistorului T pentru nivelul „jos", respectiv blocarea lui T pen¬ tru nivelul „sus" a! ieşirii AO. La rîndu! său, tranzistorul T acţionează corespunzător releu! Rel, ale cărui contacte de lucru k (normal închise sau normal des¬ chise, după logica de lucru dorită) închid, respectiv deschid circuitul de alimentare a consumatorului R s . Dioda D3 are rolul de a proteja tran¬ zistorul împotriva tensiunilor in¬ verse (de autoinducţie) generate de bobina releului la întreruperea cu¬ rentului prin ea. Pentru experimentarea comodă a montajului se recomandă procura¬ rea unui releu care să aibă cel puţin o pereche de contacte normal în¬ chise (N I.) şi o pereche de con¬ tacte normal deschise (N.D.), care să permită „vizualizarea" perma¬ nentă a stării în care se află releul, de exemplu prin intermediul unor LED-uri conectate ca în detaliul din figura 3. Se evită astfel consumul inutil de energie în rezistenţa de sarcină R,. pe parcursul tatonărilor repetate şi în acelaşi timp riscurile implicate de utilizarea reţelei în montajul improvizat. Chiar şi în fi¬ nal, două perechi suplimentare de contacte ale releului (N.I., N.D.) sînt utile pentru a semnaliza optic sta¬ rea acestuia, mai ales atunci cînd consumatorul R s se află într-o altă încăpere sau cînd, prin natura sa, el nu ne poate informa eficient despre starea sa. Se vor întreba, probabil, unii citi¬ tori la ce anume ar putea servi un astfel de temporizator „dublu". Răspunsul este foarte complex, existînd nenumărate situaţii prac¬ tice care ar putea beneficia — în special din punct de vedere al eco¬ nomiei de energie — de pe urma unui programator de acest gen. De exemplu, ajustînd corespunzător duratele de funcţionare şi de pauză — implicit raportul lor —, putem controla automat cantitatea medie de energie consumată într-o insta¬ laţie de încălzire electrică (termo- statare, fierbere controlată etc.), bi¬ neînţeles atunci cînd aparatul în cauză nu dispune de un vanator. făcut reglabil prin ajustarea lui R4. Duratele de încărcare, respectiv de descărcare a condensatorului C sînt dictate de constantele de timp Pi • C, respectiv P2 • C (înţelegînd prin Pi şi P2 valorile înseriate ale rezistenţelor acestor potenţiome¬ tre). Pentru a putea obţine timpi de încărcare/descărcare atît de mari (10—15 minute), este necesar să folosim fie rezistenţe PI, P2 foarte mari — care pot duce la instabilitate în funcţionare —, fie un condensa¬ tor C de capacitate foarte mare — soluţie la fel de neavantajoasă din cauza curenţilor semnificativi de fugă specifici condensatoarelor mari. Se recomandă, de aceea, alegerea unor combinaţii de com¬ promis, cu PI şi P2 de maximum 2,5—3 Mfl şi C de ordinul sutelor de mîcrofarazi, prin tatonare experi¬ mentală. La nevoie se poate utiliza o combinaţie paralel de două con¬ densatoare cu valori mai mici, de exemplu 2 x 100 mF/ 50 V, tantal, se¬ lectate în prealabil pentru curenţi de fugă (pierderi în dielectric) cît mai mici. Nu vom relua aici descrierea mo¬ dului de funcţionare (vezi numerele citate), ci vom menţiona doar că, mici, dar aceasta ar suprasolicita în mod neplăcut alimentatorul stabili¬ zat). Reacţia pozitivă care asigură in¬ trarea montajului în oscilaţie este aplicată prin rezistenţa R4, fiind do¬ zată prin intermediul raportului R3/(R3 -f R4), care eventual poate fi 0 V 02 = 2x1N4148 IIOkJL 2N2905 0 3 Ret- IN X 12V Î 4007 T ^40m l BA741 2x?pini TEHNIUM 2/1989 11 - Din lucrările Simpozionului na|ional al radioamatorilor YO — Constanţa, 1988 DUMITRU ŞTEFAIMESCU, YQ3SD (URMARE DIN NR. TRECUT) numai cîţiva waţi, caracteristica de frecvenţă fiind liniară în toată In figurile 11, 12 şi 13 sînt prezen- banda. Acest amplificator a fost tate datele transformatorului Tr. 6 şi realizat şi funcţionează cu rezerva ale celui de desimetrizare. că s-au folosit componentele date A mai rămas transformatorul de în nota aplicativă a firmei MOTO- aiimentare a tranzistoarelor T3, T4; ROLA. datele lor se văd în figura 14. Mai jos dau uri tabel orientativ cu în figura 15 se dă un exemplu de datele obţinute prin măsurători pe realizare pe aceeaşi soluţie a unui eşantioane de conductoare răsu- amplificator liniar care poate cite două ture pe centimetru, con- scoate la ieşire 160 W cu un atac de form celor menţionate mai sus: 2 conductoare diam. 0,25 mm CuEm s-a determinat Z 5011 2 „ 0,3 „ CuEmM „ Z 100 II 2 „ „ 0,6 „ CuEm „ Z 5611 2 0,8 „ CuEm „ Z 75 11 4 „ ,, 0,3 „ CuEm „ Z 30 11 4 ,, ,, 0,25 „ CuEm „ Z 74 11 TRANSFORMATORUL DE ALIMENTARE Tr S Zc»V 18,75.75 =37,5 XL FERITĂ J.CE. TUBULARĂ TB 10*2x 38 F4 AL- 20-60 SE VA BOBINA CU 4 CONDUCTOARE <t>0B EMAIL RĂSUCITE 2 TURE/cm 1,5 SPIRE PENTRU A OBŢINE INDUCTANTA CALCULATĂ. LISTA DE MATERIALE PENTRU AMPLIFICATORUL LINIAR DE 10 W (fig. 5) R1 - 220 fi; R2 — 47 H; R3 - 51 II; R4 - 12 II; R5 — 680 II; R6 — 3,3 kll; R7 — 2x27 II; R8 — 620 II; R9 — 220 n /1 W; R10 — 10 II; R11 — 360 II; R12 — 51 II; R13 - 4x13 II; R14 - 33 11/5 W; R15 — 35 II; R16 — 1 kll; R17 — 1 kll (trimer); R18 — 1 kll. Drl, Dr2 — 100 mH/ 0,05 A; Dr3, Dr4 — 5 mH/ 0,4 A; Dr5 - 100 m H/ 1 A; Dl — 1N4001. TI — 2N3866 (2N3553); T2 — BLY91A (2N3375); T3 — BLY92A (2N3632); T4 - BLY92A (2N3632); T5 — BD135. CI — 47 nF; C2, C3 — 47 pF; C4 — 25 nF; C5 — 100 pF; C6 — 22 pF; C7 — electrolitic, 10 M F/40 V; C8 — 50 nF; C9 — 50 nF; CIO, Cil — 50 nF; C12 — 10 pF; C13 — 100 nF; C14, C15 — 27 pF; C16, C17 - 47 nF; C18, C19 — 47 nF; C20 — 47 nF; C21 — 2,2 nF; C22 - electrolitic, 10 M F/40 V; C23 - 47 nF; C24 — 2,2 nF; C25 — 10 nF; C26 — 18 pF; C27 — cond. trecere, 1 nF; C28 — 2,2 nF; C29 - 0,1 )iF\ C30 — cond. electrolitic, 500 fiF/ 40 V; C31 - 0,1 mF; C32 - 0,1 mR C33 - 2,2 nF; C34 — 3x0,1 nF, mul¬ tistrat/100 V; C35 — 3x0,1 mF, mul¬ tistrat/100 V; C36 — cond. electroli¬ tic, 10 mF/40 V; C37 — cond. elec¬ trolitic, 47 yuF/40 V; C38 — 47 nF; C39 - 10 nF; C40 — 2,2 nF; C41 — cond. trecere, 1 nF. LISTA DE MATERIALE PENTRU AMPLIFICATORUL LINIAR DE 160 W R1 — 220 II; R2 — 47 II; R3 — 4x3,3 II; R4 — 820 11/1 W; R5 — 2x150 II; R6 — 2x150 II; R7 — 10 II; R8 — 10 II; R9 — 35 11/7 W; R10 — 1 kll; R11 —trimer 1 kll; R12 — 1 kll. TI — 2N637Q, T2, T3 — 2N5942; T4 — BD135. Dl — 1N4001; D2 — 1N4997; Drl — 10 m H; Dr2 — 1,8 /uH; Dr3, Dr4 — 10 ^H; Dr5, Dr6 - 0,22 M H. CI — 33 nF; C2 — 0,1 mF; C3 — 10 nF; C4 — cond. trecere 1 nF; C5 — 0,1 mF; C6 — cond. electrolitic, 100 mF/40 V; C7 — 0,1 mR C8 — cond. trecere, 1 nF; C9 — 10 nF; CIO—620 pF; Cil, CI2—10 nF; C13- cond. trecere, 1 nF; CI 4 — 0,1 /j.F; CI5 — cond. electrolitic, 500 mF/ 40 V; C16 — 0,1 mF; C17, C18 — 15 nF; CI9 — cond. trecere, 1 nF; C20, C21 — 3x0,1 m'F, multistrat; C22 — cond. electrolitic, 47 mF/40 V; C23 — 0,1 mR C24 — 2,2 nF. TEHNIUM 2/1989 ETAJE DE PUTERE Ing. TUDOR TĂNÂSESCU, Y03-SQ0QQ0 /b (URMARE DIN NR. TRECUT) LINIARITATEA AMPLIFICATOARELOR RF DE PUTERE SSB O comparaţie cu modul de lucru AM ne va pune în evidenţă mai clar diferenţele esenţiale existente între amplificatoarele de putere ale celor două tipuri de emiţătoare şi faptul că nici o schemă care lucrează bine în AM nu poate fi adaptată cu uşu¬ rinţă pentru SSB. Totodată, observînd anumite si¬ militudini între semnalul SSB şi un semnal AF, vom trage concluzii asupra cerinţelor impuse unui am¬ plificator liniar SSB şi a modului de rezolvare a problemelor ce rezultă, prin comparaţie cu rezolvarea lor în AF. în figura 24a un emiţător AM con¬ ţine un lanţ de RF care cuprinde os¬ este necesar ca toate informaţiile conţinute în AF să se regăsească într-o anumită formă pe unda de RF în aşa fel încît la recepţie aceasta să poată fi decodificată şi să rezulte semnalul iniţial de joasă frecvenţă întocmai aşa cum a piecat de la mi¬ crofon. Este necesar în primul rînd ca fenomenul de „transferare", adică modulaţia, să se producă după o lege liniară. Pentru aceasta este nevoie ca amplificatorul de pu¬ tere RF să lucreze în regim neliniar (şi aici se fac deseori confuzii) pen¬ tru a putea fi modulat. Condiţia de funcţionare neliniară a amplificatorului de putere este obligatorie, dar fenomenul de mo¬ dulaţie, cu totul diferit de ceea ce se petrece într-un amplificator, poate respecta o lege liniară dacă amplifi¬ catorul însuşi posedă anumite ca¬ racteristici în acest sens. Aşadar, un amplificator RF de pu¬ Fig. 24: a - schema-bloc tipică a unui emiţător AM; b - schema-bloc a unui emiţător SSB. AF AF SSB ! 1 tj . RF PREA MP GEN. j 1 PA. cilatorul pilot, urmat de multiplica¬ toare şi amplificatoare RF, care ex¬ cită etajul de putere RF. Toate aceste etaje pot şi lucrează de obi¬ cei în clasă C, problema liniarităţii fiind fără importanţă. Lanţul de AF pleacă de la micro¬ fon. Semnalul este preamplificat, eventual mixat şi prelucrat în vede¬ rea obţinerii unor efecte speciale, şi aplicat _unui amplificator de putere audio. în tot lanţul de AF distorsiu¬ nile şi deci liniaritatea sînt esen¬ ţiale. Ambele lanţuri se întîlnesc la ni¬ velul amplificatorului de putere RF care este „modulat" de către ampli¬ ficatorul AF. Astfel, informaţia AF este „transferată" pe unda de RF prin modulaţia acesteia. Pentru o transmisiune de calitate tere AM trebuie să fie în mod obli¬ gatoriu un amplificator neliniar, ca¬ pabil de a primi o modulaţie liniară. în modul de lucru SSB (fig. 24b), din motive de ordin tehnic, tehnolo¬ gic şi economic, schema AM nu este practicabilă. Modalitatea stan¬ dard prin care se obţine un emiţător SSB constă în „fabricarea semnalu¬ lui SSB", la nivel mic, în etaje spe¬ ciale care formează generatorul SSB şi care conţin mixere, filtre, re¬ ţele de defazaj etc. Prin combinarea semnalelor provenite de la unul sau mai multe oscilatoare cu semnalul AF se obţine în final un semnal care conţine toate informaţiile din sem¬ nalul AF. într-o formă codificată, semnalul SSB este un semnal de RF care poartă simultan o dublă modulaţie (şi de frecvenţă şi de am- 25: Transformarea filtrului rr în filtru trece-sus da¬ torită elementelor para¬ zite. ■I plitudine). Se presupune că ope¬ raţia de transpunere a informaţiei AF este făcută în generatorul SSB aşa fel încît prin decodificare la re¬ cepţie să putem regăsi integral şi sub formă nealterată semnalul pro¬ venit de la microfon (eventual pre¬ lucrat în AF). Acest semnal modulat este apli¬ cat amplificatorului de putere RF care are o singură sarcină majoră, şi anume să realizeze nivelul de pu¬ tere necesar pentru ca energia să poată fi radiată la o distanţă avută în vedere. Dar cu o condiţie: să nu al¬ tereze în nici un fel informaţia pri¬ mită la intrare. Aşadar, amplificatorul de putere RF—-SSB trebuie să fie un amplifi¬ cator liniar de unde modulate întoc¬ mai ca un amplificator AF, capabil să lucreze pe frecvenţe înalte RF. Datorită acestui aspect specific există unele asemănări cu amplifi¬ catoarele de AF, iar o serie de teh¬ nici elaborate în joasă frecvenţă se pot dovedi foarte folositoare prin aplicarea ior etajelor de putere SSB. Evident, similitudinile nu pot merge prea departe şi, ca atare, nu¬ mai o parte din tehnicile de AF sînţ utile. Reţinem, aşadar, că un ampli¬ ficator RF—SSB trebuie să se com¬ porte la frecvenţa sa de lucru întoc¬ mai ca un amplificator AF, adică li¬ niar. Semnalul de ieşire trebuie să fie în permanenţă proporţional cu cei de intrare. Rezolvarea proble¬ mei cere folosirea în primul rînd a unui dispozitiv activ care are o ca¬ racteristică de transfer intrare-ie- şire absolut liniară. în practică ase¬ menea dispozitive nu se pot con¬ strui sub o anumită limită, depen¬ dentă de tehnologie, şi de aceea se cere elaborarea unor tehnici de „li- niarizare" la nivel acceptabil. în AF se foloseşte cu succes reacţia ne¬ gativă, posibil de aplicat şi în RF în mod limitat. CONSECINŢELE FUNCŢIONĂRII ÎN REGIM NELINIAR Se ştie că un amplificator neliniar produce la ieşire distorsiuni ce se pot caracteriza prin numărul şi can¬ titatea de armonici. Descrierea este oarecum simplistă, deoarece dacă se aplică la intrare un semnal ce conţine două frecvenţe, la ieşirea unui amplificator neliniar vor rezulta frecvenţe noi, de tipul ±. n^ ± mf 2 = f ieşire, cu condiţia ca m şi n să fie numere întregi, iar f ieşire să rezulte pozitiv. Frecvenţele regăsite la ieşire nu păstrează o relaţie ar- f>>fo monică cu cele de intrare, iar dis¬ torsiunile de acest tip se numesc de intermodulaţie. Spectrul vocal con¬ ţine în orice moment nu două, ci mai multe frecvenţe, intermodulaţia producînd în AF efecte foarte ne¬ plăcute de alterare a timbrului. Dacă procesul apare însă într-un amplificator RF—SSB, în afară de alterarea timbrului se mai produce un fenomen extrem de periculos, şi anume generarea de „splatter" care perturbă alte emisiuni şi este inter¬ zisă prin regulamente (peste o anu¬ mită limită). Generarea şi cantitatea de splat¬ ter produsă depind în primul rînd de gradul de neliniaritate său, altfel ^pus, cît de mult diferă caracteris¬ tica de transfer a amplificatorului faţă de o linie dreaptă. Un asemenea amplificator neli¬ niar este în realitate „ultimul modu¬ lator" (de tip aditiv). Filtrul 77 - trece—jos nu mai este capabil să „cureţe" emisiunea, de¬ oarece ia frecvenţe foarte înalte, datorită elementelor parazite pro¬ prii acestuia (fig. 25), el se trans¬ formă în filtru trece-sus. Ar fi nece¬ sar Un alt filtru care să oprească pătrunderea în antenă a compo¬ nentelor parazite, dar rezolvarea prin această metodă a deficienţelor proprii amplificatorului nu repre¬ zintă o cale judicioasă deoarece noile filtre trebuie dimensionate exact în benzile pe care există ra¬ diaţia parazită, altfel efectul lor fiind îndoielnic. Cunoaşterea frecvenţelor pe care se produce radiaţia parazită în regim dinamic este o problemă cît se poate de greu de rezolvat. Chiar cu aparate de laborator specializate, regimul di¬ namic real nu poate fi simulat, iar în¬ cercările în regim sinusoidal, chiar cu mai multe frecvenţe, nu sînt con¬ cludente. Aşadar, calea raţională de urmat este construcţia de la bun început a unui amplificator care merită adjec¬ tivul „liniar" COMPARAŢIE ÎNTRE CARACTERISTICILE DISPOZITIVELOR UZUALE (tub, tranzistor FET, tranzistor bipolar). în figura 26 a, b, c este reprezen¬ tată alura caracteristică a curbelor de transfer realizate la tuburi, tran- zistoare FET şi tranzistoare bipo¬ lare, într-o formă simplificată în care nu s-a ţinut seama de pola¬ rizări. De asemenea, sub fiecare este notat tipul de funcţie algebrică ce descrie alura acestor curbe. Se observă că la tuburi — prin construcţie — se poate realiza (cu excepţia unei mici regiuni la curenţi mici) o caracteristică liniară aproape ideală. Posibilitatea de a găsi punctul optim Q de la care se poate considera o funcţionare per¬ fectă este realitate în general cu¬ noscută (alegerea curentului de re¬ paus). Uneori acest punct este dat chiar în cataloage, iar în regim de amator, cu aparatură simplă (volt- metru—ampermetru), ei poate fi determinat cu uşurinţă în regim sta- ti r TEHNIUM 2/1989 (CONTINUARE ÎN NR. VIITOR) 7 «Pt-11 Vjv 4’-. |l gj %-i ^ •- % £• |, > '. Ing. EMIL MARIAN N.F.-ul reprezintă un accesoriu — filtrul activ; întîlnit destul de des în componenţa — etajul de ieşire, unui amplificator de audiofrec- Etajul de intrare are următoarele venţă din categoria HI-FI. Denumi- funcţiuni: rea provine de la iniţialele cuvinte- — realizează adaptarea dintre lor „noise filter", acest lucru însem- impedanţa de ieşire a sursei de nînd filtru de zgomot. Principiul de semnal şi impedanţa de intrare a funcţionare a acestui montaj elec- montajului; tronic constă în limitarea semnale- — furnizează semnalul de frec- lor de audiofrecvenţă de nivel mic şi venţă medie-înaltă destinat blocu- cu spectru de frecvenţă situat în lui redresor-integrator; banda 1,5 kHz -f 16 kHz, regiune în — realizează adaptarea de impe- care se situează zgomotul de fond danţe necesară bunei funcţionări a şi mai ales acel fîşîit nedorit, pre- filtrului activ; zent în pauzele dintre pasajele mu- — amplifică, practic fără distor- zicale înregistrate pe o bandă mag- siuni, semnalul de intrare, destinat netică. în acest fel, calitatea unei corecţiilor efectuate de filtrul activ. audiţii muzicale este substanţial Blocul redresor-integrator are ur- îmbunătăţită. N.F.-ul se poate uti- mătoarele funcţiuni: liza cu succes şi în cazul înregis- — preia de la etajul de. intrare trării pe bandă magnetică a unui semnalul cu spectru de frecvenţe program muzical sonor mai vechi, medii-înaite şi realizează redresa- sporindu-se astfel raportul semnal/ rea acestuia; zgomot şi acurateţea înregistrării. — efectuează integrarea semna- Schema-bloc a montajului este lului redresat, în scopul obţinerii prezentată în figura 1. Se observă tensiunii continue care comandă prezenţa următoarelor blocuri func- lărgimea benzii de trecere a filtrului ţionale: activ. — etajul de intrare; Blocul de filtraj este de tipul filtre- — blocul redresor-integrator; lor active comandate în tensiune. In funcţie de amplitudinea tensiunii un redresor cu dublare de tensiune, continue preluate de la blocul re- format din grupul C3, Dl, D2, C9. în dresor-integrator, filtrul activ pre- acelaşi timp, condensatorul C9 rea- zintă o bandă de trecere mai largă Uzează funcţia de integrare a sau mai îngustă, realizînd astfel semnalului redresat, furnizînd la corecţia semnalului audio util. bornele rezistenţei R10 o tensiune Etajul de ieşire are următoarele continuă variabilă. Amplitudinea funcţiuni: tensiunii continue este direct pro- — compensează atenuarea sem- porţională cu amplitudinea semna- nalului audio util, datorată prelu- lului audio util cu spectrul de frec- crării realizate de filtrul activ: venţe medii-înaite (f >. 1,5 kHz). — realizează o impedanţă de ie- Constanta de timp a grupului R10, şire convenabilă a montajului, în C9 s-a ales astfel încît funcţionarea scopul adaptării cu uşurinţă în filtrului activ să fie rapidă şi efi- lanţul electroacustic, la intrarea cientă. Amplitudinea tensiunii con- amplificatorului de putere. tinue care determină funcţionarea Schema electrică a montajului filtrului activ se stabileşte de către este prezentată în figura 2. Semna- potenţiometrul semireglabil R10. Iul se aplică etajului de intrare prin Filtrul activ este realizat prin conec- intermediu! condensatorului CI. tarea în paralel a unui filtru pasiv Potenţiometrul R1 are rolul de a trece-jos de ordinul II şi a unei re¬ stabili amplitudinea semnalului de zistenţe variabile. Tranzistorul T3, ieşire, astfel încît aceasta să fie de tip FET, este amplasat într-o egală cu cea a semnalului de intrare configuraţie de rezistenţă variabilă prelucrat. Etajul de intrare conţine comandată în tensiune. Rezistenţa tranzistoarele TI şi T2, amplasate drenă-sursă r DS a tranzistorului T3 într-o configuraţie super-g. Acest 91 este invers proporţională cu ampli- lucru oferă, în urma aplicării unor tudinea tensiunii continue furnizate reacţii negative, o stabilitate în func- de blocul redresor-integrator. în ţionare foarte bună a montajului, o momentul în care semnalul audio bandă de trecere largă, care in- util prezintă un spectru restrîns la clude banda de audiofrecvenţă şi frecvenţe medii-înaite, cu amplitu- distorsiuni armonice practic nule. dinea mică (sau în timpul pauzelor Reacţia negativă este realizată dintre pasajele muzicale), tensiu- atît de către rezistenţa R2, cît şi de nea continuă furnizată de blocul re- rezistenţa R5. Amplificarea etajului dresor-integrator prezintă o va- de intrare este reglementată de ra- loare redusă. Acest lucru implică o portul rezistenţelor R4 şi R5. Sem- rezistenţă r DS mare a tranzistorului naiul de audiofrecvenţă ce urmează J3 (de ordinul sutelor de kiloohmi). a fi prelucrat se preia, prin interme- în această situaţie, semnalul audio diul condensatorului C2, de la util trece practic doar prin filtrul pa- cursorul potenţiometrului semire- siv, fiind corectat corespunzător de glabil R5. Semnalul cu spectru acesta. Corecţia funcţionează şi ia de frecvenţe medii-înaite, destinat apariţia unor semnale cu frecvenţe prelucrării în blocul redresor-inte- medii-înaite aleatoare, nedorite grator, se preia prin intermediul (zgomote, pocnituri etc.), deoarece condensatorului C3. Valoarea constanta de timp a celulei acestuia reglementează frecvenţa R10—C9 din blocul integrator a fost minimă, de la care urmează să intre astfel aleasă încît filtrul activ să eli- în funcţiune corecţia semnalului mine acest tip de perturbaţii. Atunci audio util, realizată de filtrul activ. cînd semnalul audio util conţine un Blocul redresor-integrator conţine spectru bogat de frecvenţe - înalte, 8 TEHNIUM 2/1989 cu amplitudine mare, blocul redre- sor-integrator furnizează o ten¬ siune continuă de valoare ridicată. Aplicată pe grila tranzistorului T3, aceasta determină micşorarea re¬ zistenţei r DS (la o valoare de ordinul zecilor de "ohmi), astfel încît filtrul pasiv este practic scurtcircuitat. în această situaţie, semnalul audio util trece nemodificat spre etajul de ie¬ şire al montajului. Pentru liniariza- rea caracteristicilor tensiune-cu- rent ale tranzistorului T3 s-a prev㬠zut grupul C8, R9, R11. Acest gen de reacţie în curent alternativ per¬ mite funcţionarea filtrului activ cu distorsiuni foarte reduse. De la ieşirea filtrului activ, prin in¬ termediul condensatorului Cil, semnalul audio util prelucrat se aplică etajului de ieşire. Acesta are aceeaşi configuraţie a schemei electrice cu cea a etajului de in¬ trare, din considerente similare. Semnalul ajunge la bornele de ie¬ şire ale montajului prin intermediul condensatorului C12. REALIZARE PRACTICĂ Şl REGLAJE Montajul se realizează pe o plăcuţă de sticlostratitex placat cu folie de cupru. Schema cablajului imprimat (varianta stereo) este pre¬ zentată în figura 3. în funcţie de ga¬ baritul componentelor folosite, constructorul amator poate' modi¬ fica unele distanţe dintre compo¬ nente, păstrînd însă configuraţia de bază a circuitului. Pentru obţinerea rezultatelor estimate iniţial, con¬ structorul amator va folosi compo¬ nente electrice de cea mai bună ca¬ litate (rezistoare de tip RPM, con¬ densatoare cu iantai, multistrat, mică etc.). Se recomandă ca fiecare componentă electrică să fie verifi¬ cată înainte de montarea pe plăcuţă. Verificarea tranzistorului T3 se face separat, folosind monta¬ jul a cărui schemă .electrică este prezentată în figura 4. La manevra¬ rea potenţiometruiui PI, . acţionînd cursorul dinspre masă spre Vc.c., tranzistorul trebuie să intre progre¬ siv în conducţie, fapt verificat cu ajutorul voltmetrului amplasat între masă şi drena tranzistorului. După amplasarea componente¬ lor pe plăcuţa de cablaj imprimat, se verifică montajul, deoarece orice greşeală duce la cel puţin nefunc- ţionarea acestuia. Se dă o atenţie deosebită amplasării corecte a tranzistorului T3. Montajul se ali¬ mentează de la o sursă de tensiune Vc.c. — +18 V, stabilizată şi bine fil¬ trată. Iniţial se ştrapează cele două intrări ale montajului şi ulterior, după ce s-a conectat tensiunea la bornele de alimentare, se verifică prezenţa tensiunilor continue, în conformitate cu valorile menţio¬ nate în schema electrică. După acest lucru se întrerupe alimenta¬ rea montajului, se scot ştrapurile de la cele două intrări şi, pentru efec¬ tuarea reglajelor ce privesc funcţio¬ narea corectă a montajului, se acţionează potenţiometrele de re¬ glaj pornind de la următoarea si¬ tuaţie iniţială: R1 — cursorul spre borna de in¬ trare (val. maximă); R5, R10, R15 — cursoarele co¬ nectate la masă. Se alimentează montajul cu U A = +18 V şi se aplică la intrarea acestuia o tensiune sinusoidală cu amplitudinea Ui = 250 mV şi frec¬ venţa f = 5 kHz. Se acţionează cursorul potenţio¬ metruiui semireglabil R5 pînă ce la ieşirea montajului se obţine o ten¬ siune alternativă cu aceeaşi ampli¬ tudine cu cea de la intrare (250 mV, 5 kHz). Ulterior, de la sursa de sem¬ nal se micşorează Ui pînă la valoa¬ rea de 25 mV. Se acţionează potenţiometrul se¬ mireglabil R15 pînă cînd semnalul de la ieşirea montajului este ate¬ nuat cu 20 dB (Uieşire = 2,5 mV). Se acţionează potenţiometrul se¬ mireglabil R10 astfel încît la ieşirea montajului să se obţină Uieşire = 25 mV. Reglajele menţionate pentru unul dintre cele două canale se repetă în mod similar şi pentru celălalt. Se porneşte de ia aceeaşi poziţie ini¬ ţială a potenţiometrelor semiregla- bile R1', R5', RlO'.şi R15' şi ulte¬ rior, după aplicarea semnalului de intrare 250 mV/5 kHz, se efectuează reglajele păstrînd aceeaşi succe¬ siune a operaţiilor. Potenţiometrele semireglabiie R1 şi R1' au fost prevăzute pentru ca¬ zul în care semnalul audio util care urrfiează a fi prelucrat are p amplitu¬ dine mai mare de 250 mV. în figura 5 sînt prezentate caracteristicile de ie¬ şire ale montajului, pentru diferite amplitudini ale tensiunii de intrare, cu frecvenţa situată în banda de audiofrecvenţă. După efectuarea reglajelor, mon¬ tajul se intercalează în complexul electroacustic, între corectorul de ton şi amplificatorul de audiofrec¬ venţă de putere (figura 6). înainte de amplasarea în interio¬ rul incintei, montajul se ecranează folosind o cutie din tablă de fier, cu pereţii avînd grosimea minimă de 1 mm. Legăturile electrice care pri¬ vesc intrările şi ieşirile montajului se efectuează folosind obligatoriu conductor ecranat. Montajul va îmbunătăţi substan¬ ţial calitatea programelor muzicale audiate, oferind performanţe HI—F! complexului electroacustic în care funcţionează. PERFORMANŢELE MONTAJULUI — tensiunea de alimentare U A = +18 V; — impedanţa de intrare Zi = 100 kft; — impedanţa de ieşire Ze = 10 kH; — banda de frecvenţe de lucru f = 20 Hz + 20 kHz; — raport semnal/zgomot F/N > 65 dB; — atenuarea dinamică a zgomo¬ tului A > 12 dB; — distorsiuni armonice totale THD < 0,2%; — distorsiuni de intermodutaţie TID < 0,05%. TEHNIUM 2/1989 STIME Şl SUI! Din II TEIEVUN1 îng. CRISTIAN IVANCIOVICI Una din inovaţiile de ia începutul deceniului nouă a fost introducerea stereofoniei şi a sonorului dual (du¬ blu) în televiziune. Noutatea a fost implementată de către firma Rohde & Schwarz cu ocazia Expoziţiei in¬ ternaţionale de radiodifuziune de lă Berlin din 1981. Sonorul dual necesită, pe lîngâ canalul audio deja existent, încă un canal, amîndouă făcînd legătura în¬ tre studioul TV şi receptorul TV par¬ ticular. Bineînţeles, trebuie asigu¬ rată compatibilitatea cu normele de transmisie aflate în vigoare; factorului mare de ocupare a cana¬ lului (benzii) de TV, pot fi afectate distribuţia de putere şi produsele de intermodulaţie ale emiţătorului. TRANSMISIA SUNETULUI DUBLU (sonor dual) Transmisia sonorului dual (du¬ blu) ca o alternativă a sonorului ste¬ reo reprezintă transmisia a două căi de sunet total diferite, un exemplu constituindu-l transmisia unui film străin pe un canal cu sonorul origi¬ nal şi pe celălalt dublat în limba lo¬ cală respectivă. aceasta înseamnă ca un televizor obişnuit să poată recepţiona sem¬ nalul audio monotonie (aferent semnalului video) şi să nu fie per¬ turbat de către semnalul corespun¬ zător celui de-al doilea canal. Se pot folosi trei metode diferite pentru realizarea practică: — prin modulaţia impulsurilor în cod a semnalului audio, acesta este inserat în intervalul de stingere pe linii a semnalului video; — prin procedeul multiplex ana¬ log celui de la emisiunile stereo ra¬ dio de pe UUS; Conform figurii 2, sonorul dublu sau dual este elaborat în studio. Transmisia celui de-al doilea canal de sunet se face la fel ca şi a primu¬ lui (între studio şi emiţător) în banda de bază. Cele două semnale audio sînt transmise prin modulaţia impulsurilor în cod. Informaţia pri¬ vind modul sonorului transmis (mono, stereo sau sonor dual) este codificată cu ajutorul unei linii de date. Pentru aceasta este necesar un codor. Emiţătorul TV este dotat cu un codor de sonor dual care are ur¬ mătoarele roluri: — matriciere, adică elaborarea unui semnal sumă compatibil în mono cu modul stereo; — preaccentuarea frecvenţelor înalte pentru ambele canale; a- ceasta se face înainte de matriciere; din motive de simetrie; — decodarea informaţiei în ca¬ zul modului de funcţionare „sdnor dual" de pe linia de date şi o nouă codare prin modularea unui semnal pilot suplimentar în canalul 2, cu frecvenţe de identificare asociate modului „sonor dual“. Emiţătorul de sunet este dotat cu un modulator FI adiţional pentru semnalul 2 de audio şi semnalul pi¬ lot. Etajul final este adoptat acestui procedeu cu dublă purtătoare în ceea ce priveşte curba amplitudine- frecvenţă, liniaritatea, cît şi diplexe- rul în banda de trecere. Semnalul cu sonor dual ajunge la receptorul TV, şi el echipat cores¬ punzător. Acesta va avea pentru fiecare din cele două semnale au¬ dio un demodulator. Dematricierea comandată de către detecţia sem¬ nalului pilot modulat în amplitudine are loc în receptor pe mod „stereo". CARACTERISTICI Figura 3 face un rezumat al ca¬ racteristicilor transmisiei în ' sonor dual. La ieşirea din studio şi pe par¬ cursul liniilor de legătură, cele două canale audio notate „sunet 1“ şi „sunet 2“ sînt ocupate astfel: — în mono —* de către semnalul monotonie Ml; — în stereo —- de către infor¬ maţiile stînga şi dreapta; — în sonor dual —- de către două semnale separate mono Ml şi M2. Codorul TV pentru sonor dual plasat la intrarea emiţătorului TV produce pe linia de joasă frecvenţă aferentă canalului 1 (pe mod ste¬ reo) un semnal sumă compatibil, S+D M = —-—. Canalul 2 poartă infor¬ maţia de audiofrecvenţă a canalului drept. Se observă că la partea de sunet la aceste transmisii TV nu s-a adoptat sistemul de matriciere a semnalului multiplex ca la emisiu¬ nile stereo de radiodifuziune pe UUS cu semnal sumă şi diferenţă. Sonorul dual se transmite folo¬ sind un semnal pilot de 54,7 kHz în canalul 2. Acest semnal rămîne ne¬ modulat în cazul unei transmisii monofonice, este modulat în ampli¬ tudine cu o frecvenţă de identifi¬ care de 117 Hz pentru transmisii stereofonice şi cu o frecvenţă de identificare de 274 Hz în cazul unei transmisii cu sonor dual. în ceea ce priveşte frecvenţa pur¬ tătoarei sunetului 2, normele CCIB au ales o frecvenţă cu 5,742 MHz deasupra frecvenţei purtătoarei de imagine. Deviaţia de frecvenţă pen¬ tru un nivel nominal este de 30 kHz semnalul pilot nemodulat produ- cînd o deviaţie suplimentară de 2,5 kHz în canalul 2. Rapoartele dintre puterile video / Pvideo \ şi sunet - de 13 dB, res- ’ Psunet / pectiv 20 dB, sînt alese de aseme¬ nea manieră îneît etajul final audio al emiţătorului să nu fie supraîn¬ cărcat şi orice interferenţă cu cana¬ lul adiacent să fie evitată (fig. 4) EMIŢĂTORUL TV Traseul 'semnalelor de-a lungul emiţătorului TV (fig. 5) debuteazu la ieşirea căilor audio din studio şi este trimis la amplificatorul de dis¬ tribuţie audio AVT prin intermediul panoului de joncţiune a liniilor au¬ dio. Acesta (AVT-ul) permite o adaptare a nivelurilor în limitele a 0 - 9 dB înainte ca semnalul să fie transmis prin intermediul amplifi¬ catorului separator celor două co- doare TV de sunet dual (STCF) pentru emiţătoarele a şi b ale emiţ㬠torului dublu. Canalele 1 şi 2 de la •ieşirea fiecărui codor ajung la etajul de intrare al emiţătorului ce cu¬ prinde două modulatoare audio FI şi un diplexer. Pentru a adapta eta¬ jele de ieşire audio la tehnica sono¬ rului dual, acestea trebuie dotate cu clistroane sau tetrode (în funcţie de emiţătorul folosit) şi diplexerul ima- gine-sunet trebuie realiniat în banda de trecere. în ceea ce priveşte măsurătorile în sonor dual, emiţătoarele a şi b au fiecare în dotare un demodulator de măsură TV AMF2, acesta avînd la rîndul lui două demodulatoare au¬ dio. Semnalele stereo sau sonor dual sînt demodulate în aceste de¬ modulatoare de precizie. Identifi¬ carea modului de funcţionare se face prin decodarea semnalului pilot. Demodulatorul de măsură MA/MF (FAB), care poate fi conectat în tra¬ seul de RF sunet într-un punct de măsură (la emiţătorul a şi b), folo¬ seşte la măsurarea deviaţiei de frecvenţă. Conectarea lui se face cu ajutorul unui. panou de comutare Semnalele de sunet dublu disponi¬ bile ia intrarea emiţătorului audio şi la ieşirile demodulatoarelor de măsură AMF 2 şi FAB sînt readuse la amplificatorul de distribuţie au¬ dio (AVT) şi pot fi selecţionate pen-, tru a fi măsurate prin intermediul — prin sistemul cu două pur¬ tătoare' independente, pentru trans¬ miterea a două semnale audio dis¬ tincte (fig. 1). Prima este purtătoa¬ rea convenţională de sunet a sem¬ nalului TV la distanţă de 5,5 MHz peste purtătoarea de imagine pen¬ tru standardul CCIR şi 6,5 MHz pentru OIRT. Prezentarea va fi făcută pentru standardul CCiR. Cea de-a doua purtătoare de su¬ net se va situa mai sus cu 242 kHz, conform figurii 1. Fiecare din aceste două purtătoare este modu¬ lată în frecvenţă de un semnal au¬ dio. în final s-a recurs la cel de-al trei¬ lea procedeu, datorită faptului ca revine la un preţ de realizare avan¬ tajos, datorită compatibilităţii cu re¬ ceptoarele existente pe piaţă, cît şi calităţii ridicate a transmisiei ste¬ reofonice sau cu sonor dual. în ace¬ laşi timp, problemele tehnice ridi¬ cate de acest sistem sînt menţine¬ rea unei diafonii cît mai scăzute în¬ tre canale, cînd semnalele trans¬ mise sînt diferite (sonor dual) şi în cazul sonorului stereo similitudine între canale în ceea ce priveşte faza şi amplitudinea. în plus, datorita m TEHNIUM 2/1989 unui selector. Amplificatorul de distribuţie AVT alimentează şi două difuzoare sau incinte acustice din rama de monitorizare (control) a modulaţiei de audiofrecvenţâ. CODORUL DE SONOR DUAL Cînd comutatorul modului de funcţionare este pe poziţia „pro¬ gram", aparatul funcţionează auto¬ mat. Cele două semnale de modu¬ laţie intră într-un filtru trece-jos de 15 kHz şi în circuitele de preaccen- tuare. Matricierea stereo este efectuată in canalul 1, iar în canalul 2 semna- tori inclusiv în ceea ce priveşte am¬ plificatorul de distribuţie audio, co- dorul de sonor dual şi demodula¬ toarele de măsură. PARAMETRII DE MĂSURĂ 1. Zgomotul de purtătoare de FI este produs atît în emiţător, cît şi în receptorul TV de către o deviaţie de fază parazită a purtătoarei video, în principal datorată unei modulaţii vi¬ deo cu armonicile frecvenţei de 50 Hz şi cu componentele de 15 kHz ale semnalului video. Această de¬ viaţie parazită provoacă tensiune de zgomot ia ieşirea audio a recep¬ : STUDK^jSONOR) MONO STEREO s BtiA°r IDENTIFICARE sunet 1 Ml stînga Ml linia de date' sunet 2 Ml dreapta M2 C0D0R PENTRU ^SUNET DUAL TV CANALl -.1 Ml M^fH Ml — CANAL !». Ml 0 Hz R 117Hz M/1331inii) M2 274Hz =1/57f linii) pilot 54,7kHz !=3,5*f linii) 50% MA pu frecv. de identificară V EMIŢAJK AUDIO PU « RE DEFrS^ntă P video /Psunet CANAL 1 CCIR fvideo +5,5MHz (=352 * f [inii) 30kHz 13 d B CANAL 2 fvideo +-5,742MK [=367,S*f linii) 30 kHz 20dB 33,1 33,168 33,2 33,5 33,4 33,5 flMHz]| 4: Exemple de MF a purtătoarei sunet 1 (PS1 la dreapta) si a purtătoarei sunet 2 în FI: a) PS1 modulată cu semnal sinusoidal de 15 kHz; PS2 modulată cu semnalul pilot 54,7 kHz; b) PS1 modulată cu zgomot alb; PS2 modulată cu semnal sinusoidal de 1 kHz + pilot. Fig. 3: Caracteristici Diafonia canalului 1 în canalul 2 este un caz critic, fiind dat faptul că a doua purtătoare de sunet este cu 7 dB mai mică decît prima. 3. Diafonia pe mod de funcţio- RAMA SUPLIMENTARĂ 2 EMIŢĂTOR SUNET i ’ IMAGINE . ETAJ FINAL DIPLEXER I AUDIO Timogysuncfl MAS.TVf AMF) | imagine RF, Iul pilot este modulat şi adaugat acestuia. Semnalele ajung apoi la ieşire, aşa cum se vede în figura 6. Modul de funcţionare pe sonor dual este decodat, fiind preluat de pe li¬ niile de date TV şi semnalat pe pa¬ noul frontal de către un bec (sau LED). Pe modul de funcţionare „test" se poate deconecta circuitul de preac- centuare şi se poate selecţiona ma¬ nual funcţionarea mono, stereo sau sonor dual. Se pot injecta, de ase¬ menea, nişte semnale audio de control care sînt aplicate în cana¬ lele 1 şi 2 (la ieşire), frecvenţa pu¬ ţind fi aleasă în 6 trepte, între 40 Hz şi 15 kHz. Pe toate cele trei moduri de funcţionare semnalele de ieşire sînt alese pentru a putea măsura diafonia, stabilitatea deviaţiei de frecvenţă pe cele două canale şi si¬ metria canalelor. Independent de toate reglajele, o, ieşire de semnal de control sepa¬ rată permite efectuarea de măsur㬠torului din-cauza demodulârii pur¬ tătoarei de FI. Zgomotul purtătoa¬ rei de FI nu este un parametru spe¬ cific, dar în vederea exigenţelor de calitate crescînde în tehnica sono- ■ rului dual el cîştigă în importanţă din ce în ce mai mult. 2. Diafonia între canale în sonor dual este un parametru important cînd sînt transmise doua semnale de sunet independente, de exem¬ plu, versiunea originală pe canalul 1 şi versiunea sincronizată (du¬ blată) pe canalul 2. Diafonia se poate produce în etajele audio ale emiţătorului sau în circuitele de de- matriciere ale receptorului. Diafo¬ nia mai este posibil să apară în eta¬ jele de RF, ca rezultat al unei modu¬ laţii de amplitudine sincrone (para¬ zite). O modulaţie de amplitudine sincronă însoţind modulaţia de frecvenţă a purtătoarei de sunet nr. 1 poate provoca o diafonie în cea¬ laltă purtătoare de sunet prin inter- modulaţie.. nare stereo este un parametru în principal determinat de felul matri- . .. S+D . , , . ^ „ oierii: —- in canalul 1 si D in 2 canalul 2. Diferenţele răspunsurilor în amplitudine şi fază ale celor doua canale provoacă o diafonie datorita faptului că echilibrul între matri- ciere şi dematriciere s-a pierdut. în plus, o disimetrie a deviaţiei de frec : venţă produce diafonie, dar aceas¬ ta se poate manifesta doar în cana¬ lul 1, deoarece canalul 2 nu este su¬ pus matricierii. Diafonia aceasta provoacă o deplasare a poziţiei centrale între cele două difuzoare, dar aceasta este mult mai puţin cri¬ tică decît o diafonie între canale (punctul 2). 4. Intermoduîaţia celor două pur¬ tătoare de sunet (una cu cealaltă) şi cu purtătoarea Video este produsa datorită neliniarităţii amplificatoa¬ relor RF sau supramodulării lor (de exemplu, în etajele finale audio ale emiţătorului, în translatoare, dar mai ales în amplificatoarele insta¬ laţiilor de antene colective). Dacă diferenţa între . frecvenţele pur¬ tătoarelor de sunet modulate în frecvenţă dă o frecvenţă imagine în raport cu frecvenţa purtătoarei vi¬ deo, apare pe imagine un zgomot variind în ritmul semnalului audio. Tehnica sonorului dual sau ste¬ reo prezentată în articolul acesta reprezintă o îmbunătăţire conside¬ rabilă în materie de TV. Gu sigu¬ ranţă ea se va afirma în următorii ani pe piaţa mondială, fiind în mod categoric un pas-Tnainte pe calea ri¬ dicării fidelităţii şi performanţelor emisiunilor TV. TEHNIUM 2/1989 II RECEPŢIA ÎN BATOa Sif Pentru recepţia emisiunilor în banda SHF trebuie luate 'mai multe măsuri privind construcţia şi regla¬ rea echipamentului. Pentru ca ra¬ dioamatorul să poată obţine rezul¬ tate satisfăcătoare în momentul în care abordează această bandă de frecvenţe, trebuie să aibă un minim de cunoştinţe privitoare la realiza¬ rea şi poziţionarea antenelor, cît şi referitor la calculul intensităţii sem¬ nalelor pe care vrea să le recepţio¬ neze. în continuare sînt prezentate în mod concis cîteva noţiuni de bază privind condiţiile de propa¬ gare, toleranţele de realizare a an¬ tenei şi modurile de poziţionare a acesteia. Intensitatea cîmpului emis de către .un satelit este foarte diferită pe suprafaţa Pămîntului. Pentru a se putea determina diametrul ante¬ nei şi calitatea echipamentului ce trebuie folosit pentru recepţie, pe hărţi sînt marcate, sub forma unor curbe, punctele pentru care inten¬ sitatea semnalului are o anumită valoare cunoscută. în unele cazuri intensitatea semnalului este măsu¬ rată în dBW/m 2 . Această unitate de măsură reprezintă puterea semna¬ lului recepţionat raportată la 1 W, exprimată în dB, ce poate fi captată de pe o suprafaţă de 1 m 2 : Putere [dBW] = 10 • log (Putere [W]); 0 dBW = 1 W. -în alte situaţii puterea este măsu¬ rată în dBm; în această situaţie ea este raportată la puterea de 1 mW: ar/c 1 Âicnu cr 0,2 0, tttî <t % T 6 : 3, 95 Tc 2 s r _L _ L „ ’ ' 7 L j j z r - “i : r p r -St \ /■ i ,_ _ \ I \ •/ . H 9?/. 1 i_ T V 7 J '7 \ X Ti u T mf. 3 Lnăo -H rera (Z <3 1 = (o Îb - Puterea [dBm] = 10 • log.(Puterea [mW]) = 10 • log (Puterea [W]/1 000); 0 dBm = 1 mW. În cele mai multe.situaţii, intensi¬ tatea cîmpului reprezintă de fapt puterea efectivă radiată în mod izo- tropic. Puterea efectivă radiată izo- tropic, EIRP (effective isotropic ra- diated power), se măsoară în dBW şi este marcată pe hărţi sub forma unor contururi ce corespund punc¬ telor în care puterea semnalului re¬ cepţionat este în concordanţă cu un anumit EIRP, valoarea acestuia fiind scrisă în dreptul conturului respectiv. Nivelul EIRP reprezintă puterea semnalului măsurată ia nivelul an¬ tenei satelitului, care va fi recepţio¬ nată în orice punct, dacă ahtena ar radia în mod egal în toate direcţiile. Un nivel EIRP de 37 dBW/m 2 (sau de 5 012 W/m 2 ) reprezintă puterea care ar fi recepţionată de la antenă dacă aceasta ar fi omnidirecţională. în realitate antenele de emisie sînt di¬ rective, iar nivelul de EIRP cores¬ punde de fapt puterii injectate în antenă înmulţită cu cîştigul antenei pentru direcţia respectivă. Raţiu¬ nea pentru care un retranslator de pe satelit ce are o putere limitată la cîteva zeci de waţi poate să aibă un EIRP atît de mare rezultă din faptul că această putere nu este radiată egal în toate direcţiile, ci este con¬ centrată într un fascicul îngust pe suprafaţa Pămîntului. Această putere este atenuată da¬ torită distanţei mari dintre satelit şi Pămînt în două moduri principale: — datorită atenuării prin absorb¬ ţia în atmosferă şi în principal dato¬ rită absorbţiei produse de vaporii de apă; — datorită dispersiei puterii in¬ vers proporţional cu pătratul distan¬ ţei de la satelit la Pămînt. Absorbţia produsă de vaporii de apă din atmosferă poate produce, pe durata ploilor torenţiale, o ate¬ nuare mai mare de 10 dB. Atenuarea produsă de atmosferă este, bineînţeles, dependentă de condiţiile atmosferice. în general, sistemele realizate de către radio¬ amatori nu pot avea o rezervă sufi¬ cientă pentru a realiza o recepţie constantă indiferent de condiţiile atmosferice; în această situaţie ne putem aştepta ca pe diferite durate de timp atenuarea produsă de con¬ diţiile atmosferice să producă de¬ gradarea recepţiei faţă de zilele cu cer senin. Figura 1 prezintă probabilitatea de atenuare a semnalului datorată condiţiilor atmosferice. Atenuarea depinde foarte mult de frecvenţa semnalului transmis. în partea de sus a graficului este marcată atenu¬ area la frecvenţa de 3,95 GHz, iar în partea de jos cea la frecvenţa de 12 GHz. Pe ordonată este marcat pro¬ centual timpul din durata unui an pe parcursul căruia atenuarea este mai mică decît valoarea marcată pe grafic. De exemplu, pentru 99% din timp atenuarea datorată condiţiilor at¬ mosferice este mai mică de 2 dB sau, alt exemplu, o atenuare mai mică de 0,5 dB este asigurată pen¬ tru 97% din timp. Pentru graficul din figura 1 un¬ ghiul de elevaţie al antenei este de 30 grade; pentru un unghi de ele¬ vaţie mai mic, atenuarea va fi bine¬ înţeles mai mare. Dacă se cunoaşte valoarea EIRP- ului într-un anumit punct, atunci determinarea raportului semnal/ zgomot la recepţie (sau a raportului purtătoare zgomot C/N) se face cu ajutorul următoarei ecuaţii: Raportul semnal/zgomot = C/N = EIRP — As + Ga - Nc — Na unde: C/N = raportul dintre puterea sem¬ nalului şi puterea zgomotului, măsurat în dB; EIRP — puterea echivalentă ra¬ diată izotropic; As — atenuarea spaţiului; Ga — cîştigul antenei; Nc — zgomotul convertorului; Na — zgomotul antenei. Na + Nc = 10 • log [(Ta + Tc) • k • ■ B)] = 10 ■ log (Ta + Tc) + 10 • log (B) — 228,6, unde: Ta — temperatura de zgomot a antenei (Kelvin); Tc — temperatura de zgomot a convertorului (Kelvin); k — constanta lui Boltzman; B — lărgimea de bandă a frecven¬ ţei intermediare a receptorului; în general B = 27 MHz sau 36 MHz. C/N = EIRP - As + Ga - 10 • log (Ta + Tc) - 10 • log (B) + 228,6. Atenuarea spaţiului la frecvenţa de 12 GHz este de 205,8 dB pentru o zi cu cer senin. în figura 2 este re¬ prezentată grafic atenuarea spaţiu¬ lui în funcţie de frecvenţa semnalu¬ lui transmis. Pentru o elevaţie de 45 grade atenuarea spaţiului se Or. fiz. DRASQfp FĂUE măreşte cu 0,44 dB, iar pentru o ele¬ vaţie de 0 grade cu 1,33 dB. Temperatura de zgomot a ante¬ nei se poate estima folosind datele din tabelul 1. Deoarece tempera¬ tura Pămîntului şi a tuturor obiecte¬ lor de pe Pămînt este mare (aproxi¬ mativ 300 Kelvin), cu cît antena captează mai mult zgomot de la Pămînt, cu atît temperatura sa de zgomot este mai mare şi din această cauză Ta’depinde şi de un¬ ghiul de înclinare al antenei. Dacă porţiunea reflectorizantă f â antenei este vopsită cu o vopsea absor¬ bantă pentru microunde, pe lîngă faptul că se micşorează cîştigul an¬ tenei, totodată se măreşte şi tempe¬ ratura de zgomot a antenei. în figura 3 este dat un alt grafic deosebit de util pentru calculul pu¬ terii zgomotului (temperaturii de zgomot) captată de către o antenă din spaţiul cosmic şi de la Pămînt. I?e abscisă este marcat unghiul de elevaţie al antenei, iar pe ordonată temperatura de zgomot detectată. De exemplu, dacă unghiul de ele¬ vaţie al antenei este de 10 grade, atunci temperatura de zgomot a an¬ tenei va fi de aproximativ 40 K. Acest grafic este obţinut pentru o anumită antenă şi el trebuie folosit în mod orientativ, Antenele reali¬ zate de către radioamatori pot avea lobi secundari deosebit de impor¬ tanţi, care pentru unghiuri de ele¬ vaţie mici ale antenei pot capta de la Pămînt o putere de zgomot consi¬ derabilă. Pentru graficul realizat, temperatura de zgomot a Pămîntu¬ lui a fost considerată ca fiind 290 K, iar zgomotul cosmic în banda Ku de aproximativ 6 K. Temperatura de zgomot a con¬ vertorului se poate calcula cu ur¬ mătoarea relaţie dacă se cunoaşte n _ i an \ \ \ J ja £ j —_ __ — -j 3 3 . ~2 _ £J kt *0 . -< an/e n '0 90 Temperatura de zgomot şi factoru er alura de zgomot (Kelvin) factorul său de zgomot: Tc = (10 F/1 ° - 1)290 unde F este factorul de zgomot a! convertorului, exprimat în dB. în cazul în care se cunoaşte tem¬ peratura de zgomot a convertorului şi trebuie calculat factorul său de zgomot se va folosi relaţia: F = 10 • log (1 - 7c/2S0). Dacă se • cunoaşte Intensitatea cîmpului, !, exprimată în dBW/m 2 , atunci raportul C/N se poate deter¬ mina cu relaţia: C/N = I.S.E. - 10 • log (Ta + Tc ) - 10 • log (B) '+ 229,6 unde: I — intensitatea cîmpului, expri¬ mată în dBW/m 2 ; S — suprafaţa antenei, măsurată în m 2 ; E — randamentul antenei sau efica¬ citatea ei, exprimată în procente. O altă mărime frecvent întîlnită în literatură este raportul între cîştigul antenei si temperatura de zgomot, G/T: G/T = Ga - 10 • log(T) unde: J = Ta + Tc, iar G = Ga. în cazul în care se cunoaşte nive¬ lul semnalului (EiRP) şi se doreşte un anumit raport semnal/zgomot la recepţie, atunci se poate determina G/T-ul pe care trebuie să-l realizeze instalaţia, după care se poate opta pentru un anumit diametru de an¬ tenă şi un anumit factor de zgomot al convertorului. Cîştigul antenei, măsurat în dB, se poate estima cu ajutorul relaţiei: Ga = 10 • log [E • S/(L) 2 ] unde: E — eficacitatea antenei; S — suprafaţa antenei, S = (3,14 • D)2; L — lungimea de undă a semna¬ lului recepţionat; pentru 12 GHz, L = 25 mm. Neregularităţile suprafeţei ante¬ nei pot produce o diminuare sub¬ stanţială a cîştigului acesteia. Pen¬ tru a putea caracteriza în mod can¬ titativ neregularităţile unei supra¬ feţe se foloseşte de obicei abaterea medie pătratică a suprafeţei reale faţă de suprafaţa ideală. în tabelul 3 este dat procentajul cu care se mic¬ şorează cîştigul unei antene pentru o anumită abatere medie pătratică a suprafeţei acesteia. Micşorarea cîştigului unei antene datorită neregularităţilor suprafeţei în comparaţie cu cîştigul unei an¬ tene perfecte se poate şi calcula fo¬ losind relaţia: E = exp (- 8,80 • d/L), unde: D — neregularitatea medie pătra¬ tică a suprafeţei antenei faţă de forma ideaiă (toieranţa medie de execuţie a suprafeţei); L — lungimea de undă a radiaţiei incidente. Exemplu. O antenă pentru banda de 12 GHz este realizată cu o tole¬ ranţă de 1,5 mm, iar pierderea de cîştig faţă de o antenă perfectă cal¬ culată cu relaţia de mai sus este de 0,59 sau, în-procente, 41%. Dacă ex¬ primăm în dB valoarea mai sus cal¬ culată, obţinem: 10 • log (0,59) =-2,3 dB. în cazul în care suprafaţa antenei prezintă perforaţii pentru a opune o mai mică rezistenţă vîntului, atunci cîştigul antenei se va micşora faţă de căzui cînd suprafaţa acesteia n-ar fi perforată. în mod suplimen¬ tar va creşte şi zgomotul antenei deoarece feedhornul va capta, prin perforaţiile antenei, de la Pămînt o putere de zgomot suplimentară. Graficele din figura 4 pot fi folo¬ site pentru a calcula atenuarea cîştigului unei antene datorată ne¬ regularităţilor suprafeţei. Pe ab¬ scisă este marcată adîncimea nere¬ gularităţilor (sau înălţimea) faţă de suprafaţa antenei, iar pe ordonată se poate citi atenuarea produsă de acestea. Pe grafic sînt desenate trei curbe X, X/3 şi X/6; acestea reprezintă periodicitatea cu care se succed neregularităţile. De exemplu, dacă o neregularitate se produce la fie¬ care 2,5 cm şi dacă lungimea de undă a semnalului este de 2,5 cm (12 GHz), atunci atenuarea se va citi pe curba marcată cu 1; dacă ne¬ regularităţile sînt distanţate între ele cu 2,5/3 = 0,83 cm, atunci atenu¬ area se va citi pe curba din mijloc. De exemplu, dacă neregulari¬ tăţile suprafeţei sînt de 2,5 mm adîn- cime, adică de 1/10 X (lungimea de undă la frecvenţa de 123 GHz este de 25 mm), atunci antena va pre¬ zenta o atenuare suplimentară de 3,5 dB, pentru o periodicitate a ne- regularităţii de 2,5 cm. Chiar dacă suprafaţa antenei este perfectă, ea nu poate să aibă o eficacitate de 100%: Eficacitatea an¬ tenei depinde de mai mulţi factori, printre care: de raportul F/D (dis¬ tanţa focală/diametru), de sistemul de captare a energiei din focar etc. Recordul în materie de efica¬ citate este deţinut de o antenă mili¬ tară care la frecvenţa de 20 GHz are o eficacitate de 84%. în tabelul 4 este dat cîştigul unei antene în funcţie de diametrul aces¬ teia, pentru diferite eficacităţi. Deschiderea unghiulară a ante¬ nei reprezintă unghiul pentru care cîştigul antenei scade cu 3 dB faţă de valoarea sa maximă. Această va¬ loare este deosebit de importantă deoarece ea implică precizia de po¬ ziţionare a antenei către satelit. Nu TABELUL 4 Cîshguf unei antene în funcţie de diametru DIAMETRUL EFICACITATEA ANTENEI (m) — ---- iw —'— --— — 1 100% 30% 70% 60% 55% 50% 0.5 35.96 34,99 34,41 33.75 33,37 32,95 1.0 41.98 41 02 40.44 39,77 39,38 38.97 1.5 45 51 44 54 43 96 43.29 42,91 42,50 2,0 48.00 47.04 46,46 45,79 45.41 44,99 2 5 49 94 48 97 48,39 47,72 47.35 46,93 3.0 51,53 50,56 49,98 49,31 48,93 48,52 ~ “ .JJ - 3 Ji z z z 7 1 z / 7 3 s — z — — — ___ — ~ t - 35 — Ţfj | n DT s Ta 3 y - — - 33 ~7 x zn ! ~7 / li t t Z /,ţ>dO/= -og I i de Ba/ i 10 ts ■ /4 rful cf N de ini rar trebuie să se înţeleagă că deschide¬ rea unghiulară a antenei reprezintă eroarea cu care putem poziţiona antena, deoarece o atenuare a sem¬ nalului cu 3 dB reprezintă foarte mult. Precizia de poziţionare a an¬ tenei trebuie să fie mai mică decît 1/10 din deschiderea unghiulară a antenei. O valoare orientativă a deschide¬ rii unghiulare se poate calcula cu relaţia: ,Bw = 70 • L/D unde; L — lungimea de undă a radiaţiei incidente; D — diametrul antenei. în practică mai pot apărea şi alte atenuări datorate imperfecţiunilor de realizare a montajului, de exem¬ plu dacă feedhornul nu este perfect centrat în focarul antenei. Sînt şi si¬ tuaţii în care se utilizează două feedhornuri montate pe o aceeaşi antenă; în această situaţie este evi¬ dent că ele nu se pot situa amîn- două în focarul antenei. De obicei se- cuplează un feedhorn pentru banda de 4 GHz cu unul pentru banda de 12 GHz. în această si¬ tuaţie se preferă poziţionarea feed- hornului pentru banda C (4 GHz) puţin excentric deoarece deschide¬ rea unghiulară a antenei la această frecvenţă este mult mai mare decît cea pentru banda Ku (12 GHz). în figura 5 este prezentată atenu¬ area ce se produce în cazul în care feedhornul nu este perfect poziţio¬ nat în focarul antenei. Pentru ca acest grafic să poată fi utilizat pen¬ tru orice antenă 1 şi la orice frec¬ venţă, abaterea faţă de axul antenei este măsurată în deschideri un¬ ghiulare ale antenei'. în acest caz trebuie cunoscută deschiderea un¬ ghiulară a antenei la frecvenţa de lucru a feedhornului respectiv. Din grafic se observă că, pentru ante¬ nele cu un raport F/D mai mic, preci¬ zia de poziţionare a feedhornului este mult mai critică. Exemplu. Antena are un diametru de 1,5 m, o deschidere unghiulară de 1,14 grade şi un raport F/D = 0,35; dacă feedhornul este montat la un unghi de 2,18 grade faţă de axa an¬ tenei, atunci acest unghi cores¬ punde la două deschideri unghiu¬ lare. Folosind graficul din figura 5 vom determina că pentru o abatere faţă de axa antenei egală cu două deschideri unghiulare vom avea o atenuare a semnalului de 1 dB. O dată ce s-a calculat raportul C/N, se poate aprecia calitatea emi¬ siunii recepţionate. în tabelul 7 sînt date unele indicaţii asupra calităţii recepţiei pentru diferite rapoarte C/N. în cazul în care, în urma calcule¬ lor efectuate, calitatea recepţiei re¬ zultă a fi necorespunzătoare, va tre¬ bui mărit raportul C/N prin mărirea diametrului sau calităţii antenei sau prin micşorarea factorului de zgo¬ mot al receptorului. O altă modali¬ tate este de a utiliza un demodula- ror FM cu un prag de demodulare extins. în general un demodulator FM cu discriminator asigură un prag de demodulare situat între 8 şi 12 dB. Un demodulator în cvadratură folo¬ sind o linie de întîrziere cu cablu coaxial are un prag de demodulare de 8 dB şi pentru un C/N mai mare de 10 dB se obţine o imagine contrast cu detalii fine şi culori curate şi nete. Demodulatoarele de tip PLL au un prag de demodulare ceva mai redus, situat între 6 şi 8 dB, dar în unele cazuri, în special cînd rapor¬ tul C/N este sub 8 dB, ele pot pro¬ duce imagini puţin murdare, iar contururile cu contrast puternic sau culorile saturate prezintă unele defecte caracteristice acestui tip de demodulator. Cu toate acestea, pentru semnale slabe demodulato¬ rul de tip PLL este singurul care asi¬ gură o imagine cît de cît urmăribilă. în figura 6 este reprezentată gra¬ fic relaţia dintre raportul C/N de la intrarea receptorului şi raportul semnal/zgomot cu care se obţine semnalul video complex. Pe acest grafic se poate observa foarte bine degradarea rapidă a raportului semnal/zgomot de la ieşire în mo¬ mentul în care raportul C/N scade sub valoarea de prag. Pentru a îmbunătăţi recepţia în cazul unui raport semnal/zgomot slab se poate reduce banda de tre¬ cere a mediei frecvenţe. în această situaţie vor apărea alte defecte ale imaginii, care în cele mai multe ca¬ zuri sînt mai puţin supărătoare. O altă metodă mai eficace este de a folosi un demodulator video cu prag extins. (CONTINUARE ÎN NR. VIITOR) TABELUL 5 Deschiderea unghiulară a antenei pentru o atenuare ae 3 dB DIAMETRUL ANTENEI (m) UNGHIUL LA 3 dB TEHNIUM 2/1989 11 CALCULATORUL ELECTRONIC ÎNTRE DOUĂ GENERAŢII CARACTERISTICILE FAMILIILOR DE CIRCUITE INTEGRATE FAMILIE TIMP DE PROPAGARE A SEMNALULUI FRECVENŢĂ MAXIMĂ' DE LUCRU (MHz) CONSUMUL UNEI PORŢItmW) FACTOR DE CALITATE (PJI GRAD DE ÎMPACHETARE ÎN REPAUS IN STARE 0E FUNCŢIONAT TTL STANDARD 10 35 10 10 100 SLAB SCHOTTKY STANDARD 3 ' 120 20 20 60 SLAB SCHOTTKY CU PUTERE MEDTF 10 35 2 2 20 MEDIE PMOS so 5 0,5 0,5 25 EXCELENT NMOS 20 10 0,4 0,4 S EXCELENT CMOS 30 10 0,0001 3 F. BUN ! CMOS/SOS 3 100 0,0001 - EXCELENT I 2 l 50-200 5 0,001 | 0,001 2 EXC£LEN T ECL 1 500 50 Li?__ 50 j SLAB (URMARE DIN NR. TRECUT) PRINCIPALELE FAMILII Şl TEHNOLOGII După cum se ştie, circuitele inte¬ grate se împart în două mari catego¬ rii în funcţie de natura „unităţii de bază", în cazul nostru, tranzistorul: MOS şi bipolare. Aceasta nu este însă singura lor clasificare. Extrem de utilă proiectanţilor este cunoaş- Sng. MIHAELA GQRQQCOV nut, Creşterile 3D de circuite inte¬ grate (ca o dezvoltare a celor pla¬ nare) fiind o posibilă direcţie. în sfîrşit, dacă ne referim la apli¬ caţiile specializate în producerea memoriilor, există deja tehnnologii specifice acestui gen de circuite cum ar fi Circuitele Cuplate prin Sarcină (CCD) sau bulele magne¬ tice pe care le-am prezentat pe larg în Almanahul „Tehnium" 1988. Aşa după cum reiese din tabelul pe care îl prezentăm în figura 2, circuitele integrate se disting printr-un anu¬ mit număr de caracteristici, dintre care cele mai importante sînt: vi¬ teza de răspuns a circuitului (timp de propagare a semnalului printr-o poartă elementară, de obicei, în se¬ cunde sau frecvenţa maximă de ceas pe care circuitul o acceptă în kHz sau MHz); consumui de putere, de obicei în mW, şi, în sfîrşit, factorul de calitate al circuitului — produsul aritmetic al celor 2 caracteristici de mai sus —, care se măsoară în pj. Trebuie să specificăm faptul că, în alegerea unui anumit circuit inte¬ grat şi, implicit, a unei anumite teh¬ nologii, se mai ţine cont de rezis¬ tenţa la .zgomot", game de tempe¬ ratură şi de mulţi alţi parametri. în¬ tre care trebuie să includem şi... preţul. în cele ce urmează vom face o trecere în revistă a principalelor fa¬ milii şi tehnologii, fără, bineînţeles, să epuizăm subiectul. TTL SCHOTTKY Aceasta este una dintre cele mai cunoscute familii, de tip bipolar, a cărei denumire proovine de la Tran- sistor Ţransistor Logic; o versiune mai evoluată este cea Schottky, versiune care îi măreşte substanţial viteza de lucru. în general, în famili¬ ile bipolare obişnuite, tranzistoa- rele lucrează în două regimuri: blo- 2 care sau saturaţie; or, tocmai această saturaţie este cea care mic¬ şorează viteza de tranziţie între cele două stări de lucru. Este exact ceea ce realizează diodele Schottky care, după cum se vede în figura 3b. şuntează practic baza şi colectorul, rezultă în acest mod un TTL modificat generînd numeroase variante, în scopul creşterii vitezei de lucru sau al scăderii consumului de putere Este o tehnologie performanta care ramîne încă în cursa, alături d<- celelalte noi. (CONTINUARE ÎN NR. VÎÎTOR} terea familiei de circuite integrate, fiecare familie avînd avantaje şi dez¬ avantaje, caracteristici proprii care le recomandă pentru o aplicaţie sau alta. Cîteva exemple din cele mai cunoscute şi răspîndite familii vor fi, credem, edificatoare: PMOS si NMOS, CMOS, TTL Schottky, ECL. I 2 L şi multe altele. Iar dacă luăm în considerare tehnologiile (altfel zis, procesul de elaborare a circuitelor integrate), în afară de exemplul descris în numărul trecut, mai cu¬ noscute sînt implantarea ionică, SOS (Silicon on Sapphire), l 2 L (In - tegrated Injection Logic) şi, bine¬ înţeles, multe altele, lista nefiind în¬ chisă; cursa pentru noi tehnologii continuă într-un ritm acerb, susţi- ' , ■ ■ .-şi-t INTERFAŢĂ PENTRU HC Prezentăm în continuare schema unei interfeţe pentru microcalcula¬ torul HC— 85 necesară conectării unei imprimante tip LRC, echiva¬ lentă cu miniimprimantele matri¬ ceale fabricate în ţară („Electromu- reş“—Tg. Mureş). imprimantele LRC sînt matri¬ ceale, cu 7 ace şi fără electronică proprie. Partea electronică propusă este foarte simplă, schema şi dese¬ nul de cablaj fiind prezentate în fi¬ gura 2. Tranzistoarele pot fi de orice tip, cu U CBO > 80 V şi l CMAX = 4 Ing, G. CQLOIMATI A; ele nu necesită radiator, funcţio- nînd în comutaţie. Interfaţa se realizează sub forma unui modul de extensie standard SINCLAIR. Schema este prezen¬ tată în figura 1 şi se compune din următoarele: — registru de date (74LS373); ie¬ şirile acestuia comandă amplifica¬ toarele de ace din imprimantă; — decodificator de adrese (74LS32), care selectează portul OFBH (251) si generează semnale de selecţie IN şi OUT; — temporizatoare de impulsuri pentru ace (F96Q2), care generează impulsul de impact al acelor şi im¬ pulsul pentru timpul dintre două impacturi; — circuitul pentru comanda mo¬ torului (74LS74), care este condi¬ ţionat de microcomutatorul de sesi¬ zare a poziţiei tamburului impri¬ mantei si de comanda OUT; — interfaţa soft (74LS04; 74LS30; 12716) care decodifică adresele co¬ respunzătoare zonei ROM în care se află rutinele de imprimare şi înlo¬ cuieşte această zonă cu conţinutul EPROM-ului de pe extensie. Acest EPROM conţine rutinele de impri¬ mare corespunzătoare imprimantei LRC. Interfaţa este perfect compatibilă soft cu ZX PRINTER. Este accesibilă din BASIC-ut SPECTRUM de către toate instrucţiunile aferente impri¬ mantei (LLIST; LPRINT; COPYî Singurul dezavantaj constă în faptul că la comanda CQPY, copia grafică obţinută este alterata Aceasta se datorează construcţiei mecanice a imprimantei, care nu se pretează pentru copii grafice. Notăm faptul că EPROM-ul este ocupat numai în proporţie de 25%. fiind liberi 1 536 de octeţi, în care se pot plasa, la dorinţa utilizatorului, programe de test, de copiere etc. Comutarea EPROM-ului se reali¬ zează din microcomutatoarele SI, S2, S3, S4 de pe modulul extensie. Pentru conectarea la un micro¬ calculator ZX SPECTRUM este ne¬ cesară o modificare, şi anume înlo¬ cuirea porţii 7404 (5—6) cu o poartă liberă 74LS125. Alăturat este prezentat softul afe¬ rent, anume listingul rutinelor de imprimare şi conţinutul zonei ROM modificate. 14 TEHNiUWf 2/1989 î INTRU UNITĂŢI . Creşterea spectaculoasă din ulti- mii ani a numărului de microcalcu¬ latoare personale a avut ca efect apariţia unor echipamente perife¬ rice specifice tehnicii de calcul „mi¬ cro". Ca dispozitive de memorie ex¬ ternă se utilizează aproape exclusiv discurile magnetice flexibile de 8", 5 1/2” sau 3 1/2”. Depanarea unităţilor care utili¬ zează discurile flexibile ca supor; este dificilă, depanarea cu unitatea conectată la sistem necesitînd cu¬ noştinţe avansate de tehnică de calcul. Depanarea independentă, cu uni¬ tatea conectată la un testor separat, este mult mai simplă şi poate fi efec¬ tuată de către personalul de depa¬ nare inferior şi chiar de către un utili¬ zator cu unele cunoştinţe de hard¬ ware. Testorul prezentat simulează sem¬ nalele pe care unitatea le poate primi de la cuplor, permiţînd vizualizarea rezultatelor. Utilizarea unui oscilo- Sng. PAUL CH1HULESCU scop este opţională, în afara cazurilor cînd sînt necesare reglaje de aliniere a capetelor sau reglaje de fază în am¬ plificatorul de citire. Prezentăm în continuare, pe scurt, metoda utilizată la scrierea datelor pe un disc flexibil. înregistrarea datelor se face prin metoda modulaţiei de frecvenţă (numită şi DF — dublă frecvenţă), în simplă sau dublă densitate. Figura 1 ilustrează modul de înre- gistrare a datelor pe disc. Durata unui bit de date este de 4 ms pentru simplă densitate (2 n s pentru dublă densitate). Impulsurile notate cu „C“ sînt de clock, iar cele notate cu „D“ sînt de date. Rezultă că pentru testări este su¬ ficient să generăm două frecvenţe - (250, respectiv 500 kHz), pe care sa le aplicăm unităţii pe linia de scriere (WDAT) către unitate. Alte comenzi generate de testor: — SELECT 1... SELECT 4 = sem¬ nale care codifică adresa unităţii (una din maximum 16); — DIR = semnal care specifica direcţia de deplasare a capului; — WGATE = permiterea scrierii. Cînd se permite scrierea, semnalul de pe linia WDAT se aplică ampli¬ ficatorului de scriere; — HL (Head Load) = comanda de încărcare a capului; —• STEP = comanda de avans a capului de la o pistă la alta. Avansul poate fi pistă cu pistă sau continuu. Direcţia de deplasare este dată de comutatorul DIR. Semnalele generate de unitate: — READY — unitatea este ali¬ mentată, discul este introdus şi se roteşte; — TROO — capul se află pe pista 00 ; — WP — discul introdus este protejat la scriere; nu se poate al¬ tera informaţia deja scrisă; — IX — este semnalul de index, care corespunde, cu perioada de ro¬ taţie a discului (6 Hz sau 360 rot/ min.). Aceste semnale se pot vizualiza pe LED-uri. Semnalul RDAT (date citite) este scos’'In exterior la un punct de test unde se poate conecta o sondă lo¬ gică sau un osciloscop. Mai există prevăzut un punct de test cu semnalul IX (index) pentru măsurarea eventuală a frecvenţei acestuia. Utilizarea testorului este simpla şi nu necesită o codificare speciala Utilizarea sa în deplasarea şi regla¬ jul a zeci de unităţi FD a fost com¬ plet satisfăcătoare. Schema este simplă, cuprinzînd numai circuite integrate TTL stan¬ dard. De menţionat că domeniul de uti¬ lizare se poate extinde la unităţi dublă densitate prin dublarea frec¬ ventei oscilatorului de 1 MHz (U1/9). Tipul unităţii (8", 5 1/2” sau 3 1 /2”) este neimportant, singura di¬ ferenţă fiind tipul conectorului de interfaţă, la care polaritatea şi sem¬ nificaţia semnalelor din conector se păstrează. Conectorul pentru unitatea de 8" este de tipul cu 50 de contacte (2 x 25 pas tip FELIX C), iar pentru unit㬠ţile de 5 1/2” este conectorul livrat o dată cu unităţile respective (tip 2 x 13 contacte R.D.G.). Alimentarea la unitatea de 8” se realizează independent, din sursă exterioară, la conectorul special al unităţii. La unitatea de 5 1/2” ali¬ mentarea se face pe pinii A2, B2 şi B3 pentru +5 V, B11, B12, B13 pentru +12 V tot din sursă exterioară, prin acelaşi conector prin care se vehi¬ culează semnalele. Testorul se alimentează din exte¬ rior sau din sursă proprie, la +5 V, în funcţie de dorinţa de portabilitate a realizatorului. TEHNIUM 2/1989 85 Aparatul prezentat este destul de simplu şi comportă puţine . piese ■componente, dintre care unele sînt confecţionate chiar de constructor. Principial,' aparatul .se compune din. trei părţi distincte, aşa cum este ilustrat şi în figura 1, şi anume din două oscilatoare şi un detector. Cele două' oscilatoare, lucrează pe frecvenţe foarte apropiate, un oscilator este cu frecvenţă fixă, iar celălalt are. frecvenţa variabilă co¬ mandată de masa metalică detec¬ tată. Dacă masa metalică este mag¬ netică (fier, fontă eic.), frecvenţa oscilatorului scade, dar dacă obiec¬ tul este din aluminiu, cupru, zinc, bronz etc., frecvenţa oscilatorului creşte. Notăm frecvenţa unui oscilator cu f, şi cu f 2 frecvenţa celuilalt osci¬ lator. Presupunem, că f 2 > f, şi, trecînd aceste semnale prin detector, la ie¬ şirea acestuia găsim suma şi dife¬ renţa lor astfel: f 2 + f, şi f 2 - f v Bi¬ neînţeles, nu ne interesează suma frecvenţelor acestor semnale, ci numai diferenţa lor, care este o frecventă în domeniul audio, deci f 3 = f 2 -fi. Aşa cum aminteam, dacă oscila¬ torul cu f, are bobina în apropierea unui tub de fontă, frecvenţa sa scade şi deci valoarea lui f 3 creşte şi, ascultînd acest semnal într-o cască, sunetul va deveni mai as¬ cuţit. In montajul prezentat, frecven¬ ţele de lucru sînt în jur de 300 kHz, schema electrică de principiu fiind dată în figura 2. Se observă că sînt necesare trei tranzistoare de tip BC107 (sau similar) şi două diode. DETECTOR DE METALE BAROU STAf^l Oscilatorul cu frecvenţa fixă este obţinut cu tranzistorul T,, intrarea în oscilaţie a etajului asigurîndu-se cu condensatorul C 4 (1 nF). Bobina L-i are 100 mH şi este de tipul minia¬ tură folosit în amplificatoarele de frecvenţă intermediară din recep¬ toarele tranzistorizate, frecvenţa de oscilaţie fiind determinată de C 2 si Cu- Semnalul de ia acest oscilator este aplicat etajului detector prin condensatorul C 5 . Oscilatorul cu frecvenţa variabilă T 2 are în componenţa sa bobina L 2 care este de fapt bobina cadrului căutător ce are inductanţa de apro¬ ximativ 200 //H. Bobina cadru L 2 con¬ ţine 12 spire din CuEm cu diametrul de 0,5 mm. Acest cadru este de formă circu¬ lară, cu diametrul de 300 mm (fig. 3). Rezultă deci că pentru bobinai este necesar un fir cu lungimea de 12,5 m. Aceste 12 spire se bobinează în- îr-un tub de cupru cu diametrul de 7,5 mm: Lungimea ţevii pentru acest cadru este de 942 mm. Această ţeavă se curbează sub formă de cerc avînd la extremitate un spaţiu de aproximativ 2 cm. După ce a fost construit acest ca¬ dru, se începe bobinarea celor 12 spire. Un capăt al bobinajului se su¬ dează la cadru, acesta constituind masa, iar celălalt capăt se cuplează la colectorul tranzistorului T 2 . Leg㬠tura între cadru şi partea electro¬ nică se face cu un cablu coaxial (cablu TV). Oscilatorul cu frecvenţa variabilă se cuplează la detector prin con¬ densatorul C 6 . Diodele de detecţie sînt 1N4148. Semnalul rezultat după detecţie este amplificat de tranzistorul T 3 şi poate fi ascultat în cască. Cadrul se fixează pe o scîndură care are un mîner pentru mane¬ vrare. Pe mîner este prinsă cutia cu montajul electronic. O sugestie de construcţie este dată în figura 4. Montajul electronic se face pe ca¬ blaj imprimat, al cărui desen apare în figura 5 (scara 1:1), iar în figura 6 este prezentat modul de plantare a componentelor. Utilizarea căutătorului este ast¬ fel: cadrul se ridică de la sol, se re¬ glează Cii PÎnă ce în cască se aude un anumit semnal. Plasînd pe sol cadrul, în momen¬ tul ce acesta se apropie de un corp metalic, în cască se percepe modifi¬ carea frecvenţei semnalului ascul¬ tat anterior. TEHNIUM 2/1989 ; Generatorul de miră propus se l remarcă prin faptul că produce o multitudine de imagini pentru re- ■: glaj. Oscilatorul pilotat cu un cuarţ | de 4 MHz furnizează semnal proce- ! sorului de linii şi cadre TV, cît şi schemei combinaţionale pentru | formarea imaginilor de miră. Selec- ; tarea acestora se face prin apăsa- : rea unuia' sau mai multor comuta- ! toare cu reţinere. Interesant este ; faptul că, apăsînd comutatorul „MHz“, imaginea selectată va fi mo¬ dulată cu 4 sau 2 MHz, corespun¬ zător poziţiei comutatorului „:2“, lu- i: cru necesar verificării, pe lîngă geo- ' metria imaginii, şi a benzii de tre¬ cere a căii comune a receptorului TV. Semnalul complex astfel obţi¬ nut modulează, cu nivelul stabilit de R16, un oscilator de radiofrecvenţă reglat pentru mijlocul benzii II TV. : Intrarea în oscilaţie într-un regim optim se realizează cu R20. Semna¬ tul de radiofrecvenţă modulat în amplitudine se aplică prin bobina de cuplaj intrării de antenă a televi- : zorului, putînd fi astfel urmărit cu un osciloscop în toate punctele de măsură, sau trecîndu-se direct la ! reglarea geometriei imaginii. De re¬ marcat faptul că unele imagini de miră sînt însoţite de sunet, fapt de¬ terminat şi de valoarea frecvenţei ■ cristalului Q, care poate fi cuprinsă între 4 şi 4,4 MHz. Componentele folosite sînt produse de întreprin¬ derile de profil. Transformatorul TS8 se procură din magazinele cu piese de schimb pentru caseto- foane şi se debobînează primul strat de conductor de pe fiecare bo¬ bină. Atît alimentatorul prezentat în figura 2, cît şi schema generatorului propriu-zis din figura 1 sînt reali¬ zate pe o placă de circuit imprimat dublu placat cu dimensiunea de 160 x 115 mm. La punerea în func¬ ţiune. după o verificare prealabilă, se măsoară tensiunea de alirnen- DORLJ SAIHiDU, YQOCXY tare a circuitelor (5 V ± 0,2 V), se re¬ glează oscilatorul de radiofrec¬ venţă pe o valoare convenabilă, apoi, apăsînd o tastă de imagine, se va regla nivelul optim al semnalului video complex cu semireglabilul R16. Reglajul se va face pe un tele¬ vizor bine acordat, (CONTINUARE ÎN PAG. 19) R31 0©oo@o© 1CI5--1 âo ©ooo©© 1 § R5© o] o R6 o > \o o R7 o ® ol a oooc 4 4 qoo c o D& o CIO o D9 0 ° f 24 t o o DU © D2 "X O o O o» n © L2 o © o © R25 j o ©~ D6[ J® \ 1 \ ^ o \\ o o o \ \ %t \ & 2^ o • o ) ©N^ o 6 t % R£ p 4 4— °C2° ° R18 O v CL © W 0 © © © O J 2 J°R20 ©©TI© X|o o OR22 ©C6© R2 i CI2 „ R9 — 240JL CDB D 4193 I—-- CI 8 CDB 400 R10 Cî 4 510H 1/2 _J1 CDB 474 I—3E. cri R1-300ÎI CDB 400 n R2 n CDB 493 12 14 j ?U\ .ţJ&tipL-l T JLCS Ţ15 P F. «jjUT W [W C6 W 10nFj 633© TOATE DIODELE SINT CU GERMAN IU EFD 118“ TEHNIUM 2/1989 17 3 *- Mă numesc Istvan Dembrovszky şi sînt un vechi şi pasionat cititor al revistei „Tehnium". Propun spre publicare celor interesaţi un redre¬ sor automat de încărcat acumula¬ toare care, eventual, completat cu convertizorul de putere, poate fur¬ niza energia electrică necesară ori de cîte ori nu avem la dispoziţie reţeaua. Redresorul automat este o schemă oarecum neobişnuită, datorită folosi¬ rii integratului /xA723. Un regulator de curent de calitate trebuie să con¬ ţină o referinţă de tensiune termo- compensată, un comparator şi un etaj final de putere. în cazul circuitu¬ lui 723, stabilitatea cu temperatura a referinţei de tensiune este de 0,002%/°C şi conţine un operaţional care va fi folosit în rolul comparato¬ rului. Operaţionalul urmăreşte ten¬ siunea de alimentare, adică tensiu¬ nea acumulatorului, prin divizorul alcătuit din semireglabilul de 2,2 kil şi rezistenţele aferente. Dacă tensiu¬ nea pe intrarea inversoare este mai mică decît tensiunea aplicată intrării neinversoare, obţinută din referinţa de tensiune, atunci pe ieşirea V z apare o tensiune de aproximativ 6 V. Deci dacă tensiunea la bornele acumulatorului este mai mică de 14,4 V, pe pinul 9 al integratului apare o tensiune de 6 V, iar dacă se depăşeşte tensiunea de 14,4 V (re¬ glabilă din trimerul de 2,2 kil), această tensiune dispare. Rezistenţa de 1 Mii asigură un histerezis de aproximativ 20 mV, necesar pentru a obţine o disipaţie minimă pe elementul de comandă. Ieşirea V 2 este legată la etajul al¬ cătuit din T, şi T 2 , care are în sarcină două diode LED. Unul din aceste LED-uri se află montat pe panoul frontal al aparatului, iar celălalt este conţinut într-un optocuplor. Fotore- zistenţa optocuplorului asigură în stare iluminată inhibarea oscilaţiilor care comandă tiristorul. Aceste os¬ cilaţii se obţin dintr-un oscilator de relaxare, realizat cu T 3 şi T 4 în mon¬ taj simulator TUJ. Schema acestui etaj este clasică, cu sarcină un trans¬ formator de impulsuri. Rezistenţa de şunt se dimensionează pentru a obţine o deviaţie corespunzătoare pe miliampermetru. LED 3 se mon¬ tează opţional şi indică legarea greşită a acumulatorului. Tiristorul şi diodele redresoare se montează pe radiatoare adecvate, iar trans¬ formatorul se dimensionează în aşa fel încît să asigure un curent de 8 A fără o încălzire apreciabilă. Convertizorul de putere este o schemă preluată din revista „Elec¬ tor". Realizarea nu pune probleme deosebite, singura precauţie fiind asigurarea unor secţiuni corespun¬ zătoare conductoarelor şi traseelor unde circulă curenţi mari. Atenţie! Tranzistoarele BD680 sînt tranzis- toare Darlington. „Inima" circuitu¬ lui este astabilul realizat cu T 3 şi T 4 plus piesele aferente. Acest astabil generează două semnale dreptun¬ ghiulare în opoziţie de fază, cu o frecvenţă de aproximativ 50 Hz. Asupra valorii exacte a frecvenţei putem interveni prin modificarea corespunzătoare a reţelei de tem¬ porizare. Semnalele dreptunghiulare co¬ mandă dubleţii T-|—1 2 şi T 5 -—T 6 , care la rîndul lor cuplează tensiu¬ nea acumulatorului pe secundarele transformatorului în ritmul tensiu¬ nii de comandă. Acest transforma¬ tor se realizează ca un transforma¬ tor de reţea obişnuit, cu două se¬ cundare de 9 V/4,4 A şi un primar de 220 V/0,5 A. Este bine să se aleagă tranzistoarele 2N3055 cu U CE > 30 V şi cu P cît mai mare. Cu elementele din schemă se obţine o putere utilă în jur de 90 W la o tensiune cvasisinu- soidală de 220 V. Pentru cei care doresc să realizeze ambele montaje într-un tot unitar, propun legarea celor două montaje ca în figura 3. Acest montaj asigură trecerea automată pe rezervă şi în¬ treruperea funcţionării convertizo- rului în cazul reapariţiei tensiunii de reţea. Se utilizează un releu minia¬ tură la 12 V, care este alimentat printr-un transformator de sonerie şi punte redresoare. Condensatorul de 2 200 /uF asigură o oarecare întîr- ziere la cuplarea pe rezervă, fiind evitate în acest fel cuplările alea¬ toare în cazul fluctuaţiilor tensiunii de reţea. Comutatorul „C“ trebuie să suporte curentul de 8 A, dar este bine totuşi dacă se foloseşte un model de 16 A. Pentru cei care eventual doresc să realizeze convertizorul separat, contactele 5 şi 6 vor fi înlocuite cu un întrerupător simplu, consumul montajului în poziţia decuplat fiind de 500 + 600 /j.A, reprezentînd cu¬ rentul de pierderi prin tranzistoa¬ rele de putere, care bineînţeles sînt montate pe radiatoare de căldură de cel puţin 200 cm 2 fiecare. BIBLIOGRAFIE Colecţia revistelor „Elektor", „Ra- diotechnika", „Tehnium". Circuite integrate liniare. Apli¬ caţii. ALIMENTATOR PENI! MICROPROCESOARE conectării succesive a condensa- schemă sînt arătate convenţional şi toarelor şi C 2 . pot fi completate după dorinţă, uti- Stabilizatoarele de tensiune din lizînd scheme cunoscute. in schema din figură se arata o sursă de alimentare construită cu un transformator avînd în secundar două bobinaje identice de 7,5 V şi furnizînd trei tensiuni continue cu largă utilizare în tehnica micropro¬ cesoarelor: +5 V cu intensitate mare a curentului în sarcină, +12 V şi -5 V cu intensitate mică a curen¬ tului. Ing. ORAGOŞ MARI NES CU Un montaj mai deosebit utili¬ zează diodele D 2 şi D 3 , care asigură încărcarea condensatorului C 2 cu două semiperioade (dublă alter¬ nanţă). Diodele D, şi D 4 îndeplinesc func¬ ţia de redresor de semialternanţă, deoarece prima din ele lucrează în regim de dublare a tensiunii datorită 18 TEHNIUM 2/1989 fng. KAZIMIR RAOVANSKY zează pe o bucată de cablaj impri¬ mat şi se interconectează cu trans¬ formatorul de adaptare Tr. în punctele A,— A 2 şi B,—B 2 . Bateria se introduce în interiorul cutiei şi cu ajutorul unui cablu bifilar se racor¬ dează manipulatorul M. Cu ajutorul potenţiometrului P se reglează vo¬ lumul audiţiei. Dacă la apăsarea pe manipulator montajul nu funcţio¬ nează, se inversează bornele A, şi A 2 între ele. . * ' » r -• r - ■ - ' " j? i DLOCKING Or. ing. ANDREI CIDNTU în figură se dă schema unui bloc- T este proporţională cu constanta king cu tranzistorul BCY59, realizat de timp RC, constanta de proporţio- cu un tor de ferită tip A3 cu dimen- nalitate putînd fi măsurată uşor ex- siunile de 9 x S x 2 mm, în funcţie de perimental. valoarea capacităţii C, limitele de re- Tensiunea de ieşire depinde de glaj al frecvenţei de repetare a im- numărul de spire din secundar (N s ). pulsurilor sînt date în tabel. Perioada Qelor care deţin un difuzor de ra- dioficare şi doresc să realizeze un generator de ton pentru învăţarea alfabetului Morse le recomandăm schema electrică prezentată în fi¬ gură. . In esenţă este un circuit autoblo- cat astabil avînd ca element activ un tranzistor compus T,—T 2 . Frec¬ venţa oscilaţiilor generate este de¬ pendentă de R,—Ci şi se poate mo¬ difica prin acţionarea asupra semi- reglabilului R v Montajul se reali- YD3FGL Utilizarea circuitului integrat TAA661 în canalul de sunet al televizoarelor este bine cunoscută. Cu acest cir¬ cuit se poate realiza (figura 1) un etaj modulat în amplitudine cu purtătoa¬ rea suprimată (MA-PS sau DSB). în figura 2 se prezintă oscilo¬ grama obţinută pentru u je c. S-a lu¬ crat cu f — 40 kHz, 150 kHz, 500 kHz şi f m < 1 000 Hz. TEHNIUM 2/1989 19 ing, VICTOR DONESCU, Braşov Aparatele de fotografiat minia¬ tură, de tip Pocket 110, au devenit foarte populare datorită dimensiuni¬ lor reduse, iar datorită perfecţionări¬ lor tehnice (optică de calitate, apor¬ tul electronicii) performanţele lor sînt uneori remarcabile. Pentru po¬ sesorul unui asemenea aparat pro¬ blema aprovizionării cu filme, în condiţiile lipsei din magazinele de specialitate a casetelor originale, pare de nerezolvat. Propun amatori¬ lor realizarea unui dispozitiv relativ simplu cu ajutorul căruia se pot confecţiona filme de tip 110 din rol- film tip 120, alb-negru sau color, care se vor introduce în casete de tip 110 recuperate, cu foarte puţine modificări. Am folosit aparatul de tăiat film cinematografic (2x8 mm), de fabri¬ caţie sovietică (Lomo) existent în comerţ, care lucrează pe principiul „foarfece rotativ", cu tăiere conti¬ nuă. Aparatul este constituit din doi rulmenţi de mici dimensiuni, dis¬ puşi pe două axe paralele. Rulmen¬ ţii au cîte una din părţile laterale rectificate plan pînă ia eliminarea şanfrenului, obţinîndu-se astfel la marginea inelului exterior o muchie ascuţită (fig. Ia). Reglînd un joc co- ® răspunzător între cei doi rulmenţi şi împingînd filmul printre ei se va rea¬ liza o tăiere uniformă, dreaptă, fără zdrenţuiri (fig. 1b). Din acest punct de vedere dispozitivele improvizate cu lame de ras, vîrfuri ascuţite etc. nu dau rezultate corespunzătoare, marginile filmelor obţinute fiind de cele mai multe ori neuniforme, zdrenţuite, cu exfoiieri ale emulsiei, rupturi. Se procură trei aparate de tăiat film 2 x 8 mm, care se demontează, extrăg’îndu-se rulmenţii, cu axele or. Este necesară confecţionarea a două axe cu diametrul de 4 mm, egai cu al celor originale, cu iungi- mea de 70 mm (fig. 2a), care se vor fileta M4 la ambele capete pe o lun¬ gime de 4 mm. Din ţeavă subţire, cu diametrul interior .de 4 mm, se vor confecţiona şase distanţiere (fig. 2b) cu lungimea de 11 mm şi două cu lungimea de 15,4 mm. Se va măsura cu atenţie grosimea fiec㬠rui rulment,' iar lungimea distanţie- relor se va determina în aşa fel încît fiecare pereche rulment-distanţier să totalizeze o lungime de 15,4 mm, marcîndu-se perechile pentru evi¬ tarea încurcăturilor la montare. Mai este necesară confecţionarea cî- torva şaibe din tablă subţire, staniol sau chiar hîrtie, pentru reglarea jo¬ cului la montajul final. Pentru montare se confecţio¬ nează o carcasă formată din două piese A (fig. 3) din tablă de fier sau rula filmul de pe bobină, desprin- zîndu-se de banda de hîrtie neagră, apoi un capăt al filmului se împinge uşor în dispozitiv. După ce capetele tăiate ies suficient pe partea opusă, se apucă cu mîna şi se trage cu vi¬ teză moderată, obţinîndu-se patru fîşii de film care se vor încărca în ca¬ sete. Se recomandă cîteva încercări la lumina zilei, pe o bucată de film rebutat, pentru eventuale reglaje şi „deprinderea mîinii". Pentru a nu lăsa amprente pe film se vor folosi alamă de 1—1,5 mm şi două piese B din plexiglas, textolit sau chiar lemn de esenţă tare. Găurile 04 se vor da cu mare atenţie, concomi¬ tent prin ambele piese, pentru a se asigura paralelismul axelor, pre¬ cum şi distanţa prescrisă (rulmenţii nu trebuie să se încalece pe mai mult de 0,5—0,8 mm). Piesele A se vor prinde de piesele B cu şuruburi mici, obţinîndu-se rama cadru. Montarea pieselor componente , se face conform figurii 4. înainte de montare, rulmenţii se spală de eventualele impurităţi şi se ung cu o cantitate foarte mică de ulei fin. în caz de nevoie se vor introduce late¬ ral sau între rulmenţi şi distanţiere şaibe subţiri, astfel încît după asamblare să se asigure o rotire li¬ beră a rulmenţilor, cu joc minim. Tăierea filmului se face în camera obscură. Pentru aceasta se va de- 6e ma/isează cv a/â 6/ se /mnrebneâzâ cu/ac. mănuşi ae bumbac sau cauciuc. Pentru utilizare se va recupera o casetă originală de film Pocket 110, care se va desface cu grijă (este asamblată prin lipire). Bobina re¬ ceptoare se modifică aşa cum se arată în figura 5, prin matisare cu aţă şi impregnare cu lac. Pentru fi¬ xarea peliculei se confecţionează o clemă elastică din tablă de oţel sub¬ ţire sau se utilizează o bandă ade¬ zivă. Caseta se încarcă la întuneric complet, bineînţeles după ce a fost astupată ferestruica de vizualizare a numărului de poziţii de pe capa¬ cul din spate şi se asigură contra unei deschideri accidentale cu o bucăţică de bandă adezivă. 1 - ' î • M HM ■ MM—i H ANIMI PENTRU PROIECIflME DE DIAPOZITIVE ing. SZÂSZ CAROL, Lugoj ' câml 6 ~ Jbhnfrt cv cano/uf A IO Pentru posesorii de proiectoare automate de diapozitive propun realizarea unui accesoriu de¬ osebit de spectaculos, cu ajutorul căruia se pot face proiecţii sincrone de diapozitive (cuplînd două proiectoare la acest aparat). Pe ecran apare imaginea produsă de proiectorul A, apoi, reglînd potenţiometrul liniar Pi, imaginea A dis¬ pare treptat şi începe să apară imaginea B, pro¬ dusă de proiectorul B. în timpul vizionării imagi¬ nii B se face schimbarea diapozitivului în proiec¬ torul A, apoi din Pi treptat se revine la imaginea nouă din proiectorul A. Se elimină astfel efectul supărător produs la schimbarea bruscă a diapo¬ zitivelor, respectiv alternanţa dintre imagine şi albul puternic de pe ecran. Aparatul a cărui schemă este dată în continu¬ are este o aplicaţie a circuitului integrat /3AA145, produs la I.P.R.S.-Băneasa. Avantajul acestei va¬ riante faţă de alte circuite cu acelaşi rol este fap¬ tul că se realizează o variaţie a puterii între zero şi maxim. De asemenea, nu necesită nici un reglaj .deosebit, el funcţionînd de la prima încercare. Aparatul a fost realizat de mine şi funcţionează la proiecţiile de diapozitive din cadrul Clubului tu¬ ristic „Concordia" din municipiul Lugoj. Din PI se reglează puterea în sarcină între zero şi puterea maximă. Din P2 se reglează unghiul iniţial de conducţie al triacului între 0° şi 180°. Din P3 se reglează durata impulsului de aprin¬ dere a triacului (aproximativ la 100 kil). VALORILE COMPONENTELOR Cil, 2 = /SAA145; TI = BD135; Th = triac TB1QN2; Dl, D2 = 1N4001...7; DZ1, DZ2 = = PL15Z; D3, D4 = diode electroluminescente; R1 = 1,5 kii; R2 = 5,6 kil; R3 = 2 Mit; R4 = 3,3 kiî; TEHNIUM 2/1989 Student VALENTIN PLATON, laşi buie făcuta pe fotografii uscate, de¬ oarece pe cele ude soluţia se în¬ tinde pe suprafaţa emulsiei şi scrie¬ rea este compromisă. Scrierea tre¬ buie limitată cît mai mult şi plasată în colţurile de jos, pe un fond mai întunecat. Un aspect deosebit de important al acestei metode este aplicaţia sa în fotografia tehnică, unde este utilă prin trasarea unor linii, cercuri, săgeţi etc., care indică detaliul sau elementul de importanţă deosebită ce trebuie evidenţiat. La o fotografie tehnică pe fond întunecat sau cu puţine spaţii albe, este singurul mod de a face notaţii, deoarece tuşurile negre devin inuti¬ lizabile pe fond negru. Metoda se recomandă pentru fotografiile care, din diverse motive, nu se pot nota pe spate. Ea se poate aplica pe Metoda este chimică şi se aplică fotografiilor alb-negru. Pe supra¬ faţa hîrtiei fotografice se aplică o soluţie de iod cu ajutorul unei pe¬ niţe Redis, realizîndu-se astfel şi grosimea dorită a scrisului în func¬ ţie de peniţa folosită. Soluţia constă în tinctură de iod, care se poate pro¬ cura de la orice farmacie. După ter¬ minarea scrierii, copia pozitivă se lasă un timp nemişcată, pînă cînd iodul îşi face efectul şi apare scri¬ sul, care va fi de culoare galben- portocalie. Pentru a decolora această tentă, copia pozitivă se tratează într-o baie de fixare obişnuită pînă la dis¬ pariţia coloraţiei galben-portocalii a scrisului. După această operaţie scrisul devine alb curat şi după o spălare normală urmată de uscare operaţia s-a încheiat. Scrierea tre- Scrisul nu se şterge şi se poate face oricînd. Este de remarcat fap¬ tul că această metodă poate fi folo¬ sită de către oricine. toate tipurile de fotografii alb-ne¬ gru: din albumul personal, primite de la colegi, lucrate la „Studio-foto“ etc. ' €TE DE VIRARE Soluţia B Citrat de potasiu . 7 g Sulfat de cupru . 5 g Apă . 200 ml Soluţia de lucru se obţine dintr-o parte soluţie A, trei părţi soluţie B şi 15 părţi apă. într-o primă fază, fotografia introdusă în soluţia de lucru va avea tonuri negru-intens (care se pot menţine scoţînd fotografia în acest mo¬ ment), după care virează în roşu. După virare, fotografia se spală pînă ia obţinerea unui alb curat (în zonele albe). Ca variantă se dă următoarea reţetă dintr-o singură soiuţie: Sulfat de cupru ..... 10 g Citrat de potasiu ... 80 g Fericianură de potasiu . 9 g Bromură de potasiu ... 1 g Apă ..... 1 000 ml Tonul obţinut este în funcţie de durata tratamentului. O altă soluţie de virare în roşu se obţine din amestecul următoarelor trei soluţii: Soluţia A Sulfat cupric . 6,75 g Apă .....60 ml Soluţia B Citrat de potasiu . 87,5 g Apă ..... 800 ml Soluţia C Fericianură de potasiu . 5,9 g Apă ..... 60 ml Se amestecă soluţiile A şi B, după care se toarnă soluţia C cu agitare continuă şi se completează cu apă pînă la 1 000 ml. După virare fotografia se spală în apă curgătoare cel puţin 5 minute. Deoarece apare un efect de slăbire, imaginea iniţială trebuie să fie supra¬ expusă. Ing. V. CĂLINESCU Un ton cald cu nuanţe portocalii se obţine prin virarea fotografiei albite (într-o soluţie cu fericianură de potasiu) în următoarea soluţie: Sulfoantimoniat de amoniu ... 10 g Amoniac .!. 1 ml Apă . 1 000 ml Un ton cald roşiatic se obţine făcînd virarea într-o soluţie cu sulfostanat de sodiu: Sulfostanat de sodiu ..... 10 g Bromură de potasiu ..160g Carbonat de sodiu ... 3 g Apă......pînă la 1 000 ml Prin mărirea cantităţii de carbonat de sodiu pînă la maximum 20 g se obţin tonuri mai reci. Folosind sulfoarseniatul de sodiu în loc de sulfosta- natul de sodiu se obţine un ton brun-gălbui. Adăugîndu-se sulfură de sodiu în aceste ultime două reţete se obţine o virare cu amestec de sulfuri, tonul fiind în funcţie de cantitatea de sulfură de sodiu. Tonurile deschise necesită cîteva grame de sulfură de sodiu, iar cele închise o cantitate de peste 10 g la litru. Pentru virare directă se redau cîteva reţete. O primă reţetă presupune prepararea următoarelor soluţii: Soluţia A Fericianură de potasiu . 10 g Apă ... 200 ml IPMOS R5 = 3,3 kil; R6 = 22 KU; R7 = 100 O; R8 = 470 kft; R9 = 470 îi; R10 = 10 kil; R11 = 10'kîl; R12 = 56 O; R13 = 56 Ii; R14 = 1 kfl; R15 = 1 k(l; PI = 10 kfl, liniar, dublu, cu un singur cursor; P2 = 250 kfl, semireglabil, format mic; P3 = 250 kfl, semire- glabil, format mic; CI = 47 nF; C2 = 100 mF/ 25 V; C3 = 100 nF; C4, C5 = 470 mF/ 16 V; TR = trans¬ formator de sonerie al cărui secundar a fost re- bobinat cu 2 x 300 spire. BIBLIOGRAFIE Circuite integrate liniare, Manual de utilizare, voi. 4. TEHNIUM 2/1989 II mmmm Schimbarea temperaturii în ano¬ timpul rece poate crea situaţii ne¬ plăcute conducătorilor auto. Tre¬ cerea rapidă de la temperaturi pozi¬ tive la temperaturi negative se con¬ cretizează prin apariţia poleiului şi deci dificultăţi circulaţiei. Avertizorul prezentat dispune de un senzor de temperatură care co¬ mandă o semnalizare optică şi acustică. Alimentarea cu energie se face de cheia de contact sau de la plafo- nieră (autoturismul staţionat). Tranzistorul detector de tempe¬ ratură este montat în afara carose¬ riei spre faţă şi este branşat la mon¬ tajul electronic cu un cablu, iar ali¬ mentarea acestuia se face cu ten¬ siune stabilizată de circuitul 78L05. RADIOTECHNIKA, 11/1988 Receptorul de tip sincrodină lu¬ crează în modul SSB — CW cu re¬ zultate foarte bune. Etajul amplificator de intrare are un tranzistor BF314. Bobinele de in¬ trare sînt construite pe o carcasă cu miez de ferită (de la transformator IF-450 kHz), la care L, are 10 spire, iar l_ 2 are 50 de spire din CuEm 0,25. Reglajul sensibilităţii şi al selectivi¬ tăţii (atenuarea unor semnale) se operează din P v Bobina L 3 este identică cu L 2 . Transformatorul Tr. este confec¬ ţionat pe un tor de ferită pe care se bobinează 2x15 spire CuEm 0,25. Oscilatorul local are un tranzistor BF256 (BF245, BFW10). Bobina l_ 4 are ca suport un miez de transfor¬ mator IF şi conţine 50 de spire CuEm 0,25, iar şocul RF are 30 de spire CuEm 0,25 pe ferită. Sensibilitatea receptorului este mai bună de 2 mV în toată banda 3,5—3,8 MHz, care este asigurată prin Cu = 62 pF, C 2 = 270 pF, C 4 = 150 pF, C 15 = Ci6 = 330 pF. PZK — Buletin, 1/1988 DE LUMINI Aprinderea succesivă a unor be¬ curi care pot crea efecte luminoase amuzante poate fi concretizată prin schema electrică alăturată. Comanda propriu-zisă de depla¬ sare este realizată de grupul de tranzistoare KT316, iar. comanda aprinderii becurilor de tiristoareie KY101. în serie cu tiristoareie se vor monta grupuri de becuri care vor absorbi 1 A la 220 V. Diodele D226 se pot înlocui cu F407, iar dioda D814 cu PL8V. RADIO, 11/1988 11 TEHNIUM 2/1989 . . Schema pe care o propun alătu¬ rat are la bază varianta de orgă de lumini prezentată în Almanahul „Tehnium" 1983, pag. 122, la care am făcut unele modificări. De exemplu, din canalele medii-joase şi medii-înalte care figurau în schema originală am reţinut un sin¬ gur canal de medii, în schimb am in¬ trodus un canal de pauză, care eli¬ mină efectul neplăcut de întune¬ care bruscă la terminarea unei me¬ lodii. Montajul conţine patru tiristoare; eu am folosit tiristoare de tip T1N6. Acestea permit utilizarea a patru becuri de 100 W fiecare. Normal, ti- ristorul trebuie să reziste la puterea de 200 W, dar necesită radiator mai mare. Un avantaj important constă în faptul că la intrare montajul nu ne¬ cesită o amplificare suplimentară; el se poate racorda direct la ieşirea de magnetofon. Schema originală poate fi folosită numai de la ieşirea de difuzor. La intrare avem un element foarte important, transformatorul minia¬ tură Tr. 1. Acest transformator de cuplaj poate fi de la orice aparat de radio tip „Mamaia 11 , „Albatros"; „Milcov" etc., în primar bobinîn- du-se 100 de spire CuEm 0,1 mm, iar în secundar 1 000 de spire CuEm 0,2 mm. Dacă se ia raportul de 250 spire/2 500 spire, atunci se poate fo¬ losi ca sursă de semnal un caseto- fon care are ieşirea mai slabă. După Tr. 1 urmează grupul Dl, D2, care este un etaj limitator şi care taie semnalele prea puternice (în cazul cînd se foloseşte orga la un amplificator de putere). Tranzis¬ torul T9 funcţionează ca amplifica¬ tor de tensiune, în colectorul său fiind amplasate potenţiometrele P3, P4, P5 din care se reglează pragul VERES PETER, Tîrgu-Mureş de deschidere a tiristoarelor. Sepa¬ rarea frecvenţelor audio se face cu grupuri R—C; pentru înalte R— C, pentru medii C—R—C, pentru joase C—R—C—R. Tranzistoarele TI—T3—T5—T7, în montaj repetor pe emitor, asigură curentul necesar deschiderii tiristoarelor. in primarul transformatorului de reţea figurează un filtru format din două condensatoare C şi droselul DR1 şi care are rolul de a elimina paraziţii produşi pe reţea în momen¬ tul deschiderii tiristoarelor. DR1 se va confecţiona pe o bară de ferită 0 8 mm, bobinînd 30 de spire CuEm ( 1 mm. Dacă se vor monta triace, se va elimina fenomenul de pîlpîire a becurilor, provocat de conducerea numai într-o alternanţă a tiristoare¬ lor. Dar acest lucru se poate elimina la tiristoare dacă tensiunea de la reţea va fi redresată cu o punte care să reziste la curentul absorbit de becuri. Eu am montat o punte redre- soare 3PM3 pentru cele patru becuri de 100 W. Pentru colorarea becurilor pro¬ pun să se folosească următoarea variantă: joase-roşu, medii-verde, înalte-albastru, pauză-galben. Menţionez că orga nu se va pune la masă şi nu se va monta în cutie de t metal. Eu am confecţionat o cutie l din ABS lipită cu acetonă. Butoa¬ nele potenţiometrelor vor fi din plastic. Pe panoul frontal vor fi trecute potenţiometrele cu întrerupătorul miniatură, pe spate cele cinci mufe (una pentru intrare, iar patru pentru ieşire) şi cablul de racordare la reţea. Orga astfel realizată trebuie să funcţioneze de la prima încer¬ care. Toate piesele folosite de mine sînt de producţie românească., Ra¬ diatoarele vor fi executate conform aplicaţie ci mmm Circuitul integrat CDB407, produs de I.P.R.S.—Băneasa, conţine şase operatoare lo¬ gice de tip buffer neinversor cu colector în gol. Deşi ali¬ mentat la 5 V, ca orice TTL, tensiunea maximă colector- emitor ridicată (30 V) a tran- zistoarelor de ieşire îl reco¬ mandă drept o bună interfaţă între circuite TTL şi dispozi¬ tive alimentate la tensiuni mari. Aplicaţia propusă constă în utilizarea circuitului men¬ ţionat în telecomanda TV din „Tehnium" nr. 9/1988. Com- parînd vechea schemă cu cea alăturată se observă că CDB407 substituie circuitul CDB404 şi nu mai puţin de nouă tranzistoare npn. Selectarea unui program înseamnă trecerea în LOW a ieşirii corespunzătoare a lui CDB442. De exemplu, dacă se selectează programul „3“, tranzistorul de ieşire din ope¬ ratorul P'4 se saturează. De¬ plasarea ieşirii lui P'4 spre Ing. VICTOR DA VID masă conduce la saturarea tranzistorului T17 şi, prin dioda D10, a tranzistorului T21. Aceasta echivalează cu selectarea tensiunii varicap de pe cursorul potenţiome- trului P4 şi, respectiv, cu tre¬ cerea selectorului pe poziţia banda III—TV. Dacă este selectat un alt program, tranzistorul final din P'4 se blochează, ieşirea acestui operator fiind antre¬ nată spre un potenţial dictat exclusiv de componentele de pe traseul dintre bazele tran- zistoarelor T17 şi T21. Poten¬ ţialul de pe baza lui T21 este mai pozitiv decît cel de pe emitor (+ 12 V), deci tranzis¬ torul este blocat. Lipsa curentului pe traseul amintit echivalează şi cu blo¬ carea tranzistorului TI7. Rezistenţele R‘22— R'27 ajută la blocarea netă a tran- zistoarelor TI4—TI9 în cazul cînd acestea au factori de amplificare ridicaţi. TEHNIUM 2/1989 11 NICULESCU CRISTIAN - Bucu¬ reşti Defectul în magnetofon provine de ia deplasarea mecanică a capu¬ lui magnetic (mai puţin probabil din uzura sa). Derulaţi o bandă bine în¬ registrată şi modificaţi cu ajutorul şuruburilor poziţia capului de re¬ dare pînă ce pe pista 1—4 audiţia va fi asemănătoare cu audiţia de pe pista 2—3. GEACĂR GNEORGHE - Drăgăşani Antena cu 15 elemente plus amplificator de antenă este mai BARBU SORIN - Tg. Mureş Căutaţi sursa de paraziţi şi ope¬ raţi montarea condensatoarelor de deparazitare pe ea, eventual mon¬ taţi un filtru LC şi la intrarea recep¬ torului (filtru de tipul celor montate pe alimentarea televizoarelor). Mul¬ ţumim pentru aprecieri. BERCE A IULIAN — jud. Botoşani . Casca telefonică lucrează şi ca microfon. Tranzistoarele EFT sînt de pro¬ ducţie I.P.R.S.—Bărreasa. Amplificatorul trebuie verificat cu un voltmetru şi stabilit regimul normal de funcţionare a fiecărui etaj. TEODORESCU RADU — jud. Gorj Singura modificare este în calea de sunet. Reglarea circuitelor pe noua frecvenţă se face de un spe¬ cialist. MATEESCU ALEXANDRU - Buzău Verificaţi condensatorul de decu¬ plare montat în circuitul de alimen¬ tare anod 1 tub cinescop. Măsuraţi valoarea tensiunilor de alimentare etaj final sunet. BALOTĂ MÂRIUS — jud. Buzău Tranzistoarele 2N3055 nu pot fi înlocuite cu ASZ1S. RÎNZîŞ GICU — Bistriţa Defectul este complex, aşa că trebuie să apelaţi la o cooperativă specializată. BULEA CQSMIN — Mediaş Modul de marcare a condensa¬ toarelor a fost publicat în Almana¬ hul „Tehnium" 1982. i. IVI. i SS* 1PS|® 8 I § — sensibilitate: — puterea de. ieşire maximă utilă: — la borna de antenă exterioară min. 4 W/4 îî; mai hună Hp iii ISO u\/ — «tpnsihiliiafpa în AF npntrn nnte- Lucrează cu următoarele carac¬ teristici tehnice: — gamele de undă: UL: 150-260 kHz UM: 525—1 605 kHz US: 5,95—14 MHz UUS: 65—73 MHz • sensibilitate: - la borna de antenă exterioară mai bună de UL: 180 mV UM: 125 mV US: 150 mV UUS: 25 M V ■ cu antena interioară de ferită mai bună de: UL: 2,5mV/m UM: 1,5 mV/m - selectivitate: UL, UM, US: 22 dB UUS: 18 dB — puterea de ieşire maximă utilă: min. 4 W/4 O; — sensibilitatea în AF pentru pute¬ rea de ieşire standard: la intrarea de pick-up: 100 mV/470 fi; la intrarea de magnetofon: 100 mV/470 kfl; — consumul de la reţeaua de ali¬ mentare: max. 20 VA; — alimentare: reţeaua 220 V +5% - 1Q%/50 Hz.