Tehnium/1993/9310

SUMAR 


TEHNICĂ MODERNĂ .. 

Filtru cu patru ieşiri 

INIŢIERE ÎN 

RADIQELECTRONICĂ . 

Polarizarea tranzistoarelor cu 
efect de câmp 

CQ-YO. 

Divizoare de frecvenţă rapide 


AUDIO .. 

Loudness 
Amplificator audio 


LABORATOR . 

Cronometra de laborator 


ATELIER .. 

Convertor pentru banda radio 
MF-CCIR 


VIDEORECORDERE. 

Conducerea automată a 
capetelor video rotative la 
formatul Video-8 


CITITORII RECOMANDĂ. 

Sursă stabilizată autoprotejată 


REVISTA REVISTELOR 
Tuner UUS 


pag. 2—3 

pag. 4—5 

pag. 6—7 

pag. 8—9 

pag. 10—11 

pag 


pag. 16— 


pag. 18—19 


pag. 20—21 

.. pag. 22 


SERVICE . 

Depanarea receptoarelor T.V. 
color 

Starea de Stand-by în 
receptoarele moderne de T.V. 
în culori (continuare) 






















_ 


Revistă Iunară pentru 

constructorii amatori 

Redactor şef: 

ing. ILIE MIHĂESCU 

Secretar general 

de redacţie: 

ing. ŞERBAN NAICU 

Colectivul redacţiei: 

V. Stach, V. Cîmpeanu, 
I. Ivaşcu (grafică), 
G. Ivaşcu (corectură), 
M. Marinescu 

Adresa redacţiei: 
79784 Bucureşti, 

Piaţa Presei 

nr. 1, sector 1, 

of. p. 33, 

telefon: 618 35 66, 

617 60 10/2059 

Administraţia: S.C. 
„PRESA 

NAŢIONALĂ" S.A. 
Director: 
ing. S. Pelteacu 
Director economic: 
ec. I. Ciucescu 

Editor asociat: 

S.C. „TEHNIUM 
ROMFABER" S.R.L. 
Director general: 
ing. I.G. Mihăescu 
Director economic: 
ec. Al. Crişart 

Tiparul: Imprimeria 
„Coresi“ - Bucureşti 

Abonamentele se fac 
prin oficiile poştale - 
catalog nr. 4120. 
Difuzorii de presă 
doritori să difuzeze 
revista se pot adresa 
direct la redacţie 
telefonic sau la sediu, 
Corp CI, etaj 5 
camera 509. 

S.C. „TEHNIUM 
ROMFABER" S.R.L.: 
• organizează cursuri 
depanatori T.V. 

• execută 
cataloage, pliante, 
prospecte etc. 

• editează cărţi 
ştiinţifice şi tehnice 

• publicitate 
pentru orice produse 


Ro Co Ro Co 
100K(Ş) 10n © 100K ®10n 


ing. DRAGOŞ MARINESCU 


R4 Ro Co 

10K 100 K (D lOn 


KT 

L 

KT 

-i-j- 11— 1 


rjv^l 

■ LJlOK 



rk 

■CU® 

Ţ© 

Pi 12 <5> 

re 13 

_T 


C I1...C 14= LM741A 


Clasica schemă de filtru din fi¬ 
gura 1 este faimoasă pentru insen¬ 
sibilitatea la variaţia parametrilor 
componentelor, cât şi pentru posi¬ 
bilitatea de a oferi ieşiri separate: 

(3) trece-sus, (6) şi (9) trece-bandă 
şi (4) trece-jos. Aceste avantaje 
depăşesc ca importanţă dezavanta- ~ 
jul creat de faptul că pentru imple- 
mentarea circuitului este necesar 
un amplificator operaţional cvadru¬ 
plu. Frecvenţa centrală a acestui fil¬ 
tru este: 


C I1...CI4 = LM741A 


Modificarea valorii Co (fig. 3) se 
observă comparând graficele: REJ- 
REJ 1; FTS-FTS 1; FTB-FTB 1; FTJ- 
FTJ 1. 

Scăderea valorii rezistorului R3 
duce la scăderea factorului de cali¬ 
tate Q, pe când creşterea valorii re¬ 
zistorului R3 duce la creşterea fac¬ 
torului de calitate Q. Acest lucru se 
poate observa la circuitele din fi¬ 
gura 4 şi figura 5, comparând grafi¬ 
cele: REJ-REJ 2 şi REJ-REJ 3; FTS- 
FTS 2 şi FTS-FTS 3; FTB-FTB 2 şi 
FTB-FTB 3; FTJ-FTJ 2 şi FTJ-FTJ 3. 

Note: 

1. Circuitului din figura 2 îi co¬ 
respund graficele: REJ, FTS, FTB şi 
FTJ. 


R4 Ro Co Ro Co 

10K 100K 0 10On 100K @ lOOn 


CIl..CI4=LM741A 


R 1 

R2 

1 °K^ 

10 K 

\ _h- 

f 



R4 Ro 
10K 100K , 


Co Ro Co 

10n 100K^ 10 n 


CI1...CI4 = LM741A 


O modificare a acestui filtru se 
observă în figura 2. Dacă rezistoa- 
rele R1 = R6, se poate obţine o a pa¬ 
tra ieşire de filtru rejector (3), pe 
lângă FTS (5), FTB (6) şi FTJ (7). 
Dacă rezistoarele R1 = R6 = R2, 
ieşirile filtrului rejector şi filtrului 
trece-bandă au câştig unitar, indi¬ 
ferent de factorul de calitate Q, care 
este determinat de rezistorul R3. 
Frecvenţa de rezonanţă (sau de 
tăiere) se obţine din formula: 


|R6 



|l0K 



R2 

R3 

R4 

10K 

JK ® 

10K 


L 



U10K 

L /- 1 

11 <3> 

P - 

j_C I 2 © 


2. Circuitului din figura 3 îi co¬ 
respund graficele: REJ1, FTS1, 

FTB1 şi FTJ1. 

3. Circuitului din figura 4 îi co¬ 
respund graficele: REJ2, FTS2, 

FTB2, FTJ2. 

4. Circuitului din figura 5 îi co¬ 
respund graficele: REJ3, FTS3, 

FTB3, FTJ3. 

Desenele circuitelor şi graficele 
au fost obţinute cu ajutorul unui 
calculator MBL 386SX rulând pro¬ 
gramul MICRO-CAP II. 

Bibliografie: 

Electronic Design — Februarie 
1993. 


100K © lOn 10OK ® 10n 


CII_C I4 = LM741A 


2 


TEHNIUM 10/1993 





TEHNIUM 10/1993 


4 


























































































tor acesta trebuie polarizat în regiu- funcţionare permisă (haşurată). laţia: P - I D • U DS . fiabilitatea şi performanţele tranzis- 

nea activă normală. Curba de disipaţie maximă, care Menţinerea punctului de funcţio- torului sunt afectate. Această tem- 

Practic, această regiune este cu- separă funcţionarea sigură de cea nare a! tranzistorului cu efect de peratură este de 85 2 C pentru ger- 

prinsă între regiunea de saturare a nesigură (în funcţie de puterea me- câmp sub hiperbola de disipaţie este maniu şi 200 C C pentru siliciu, 

tranzistorului, cea de blocare şi hi- die pe care o disipă dispozitivul), legată de necesitatea de a men- Menţionăm că disipaţia nominală 
perbola de disipaţie (care repre- este o hiperbolă, descrisă de re- ţine TEC-ul sub temperatura ia care este o putere nominală medie, deci 



4 


TEHNIUM 10/1993 










este posibil ca, pentru scurte peri¬ 
oade de timp, puterea de vârf să 
depăşească puterea nominală me¬ 
die, cu condiţia ca temperatura in¬ 
ternă să nu fie prea mare. 

Regiunea de funcţionare permisă 
este limitată (linia verticală din 
dreapta figurii 1) de tensiunea ma¬ 
ximă U DS . 

După ce în numărul anterior al re¬ 
vistei am prezentat polarizarea 
tranzistoarelor bipolare, prezentăm 
astăzi polarizarea tranzistoarelor 
cu.efect de câmp. 

în ce constau diferenţele între 
aceste tipuri de tranzistoare? 

Principala diferenţă constă în 
modul cum se realizează trecerea 
curentului electric. Astfel, la tran- 
zistoarele bipolare, la conducţia 
curentului electric participă două 
tipuri de purtători de sarcină, majo¬ 
ritari şi minoritari (electronii şi go¬ 
lurile), pe când la tranzistoarele 
unipolare (sau monopolare), dintre 
care fac parte şi tranzistoarele cu 
efect de câmp (TEC), participă nu¬ 
mai un singur tip de purtători (fie 
electroni, fie goluri). 


înainte de a prezenta montajele 
de polarizare ale tranzistoarelor cu 
efect de câmp, să ne reamintim cla¬ 
sificarea acestor tranzistoare şi 

simbolurile lor: 



(poartă) izolată, TEC-GI, care utili¬ 
zează un substrat semiconductor, 
sunt TEC-MIS (Metal Izolator Semi¬ 
conductor), iar dacă izolantul utili¬ 
zat este bioxidul de siliciu (Si0 2 ) 
denumirea tranzistorului este TEC- 
MOS (Metal Oxid Semiconductor). 

TEC-J este un TEC de volum 
(conducţia curentului are loc în vo¬ 
lumul semiconductorului), iar TEC- 
GI este un TEC rie suprafaţă (deoa¬ 
rece conducţia curentului are loc la 
suprafaţa semiconductorului). 

Se observă că simbolurile tran¬ 
zistoarelor cu efect de câmp cu 
grila izolată TEC-GI din figura 2 
sunt asemănătoare (c cu e şi d cu f) 
doar că linia sursă-drenă care re¬ 
prezintă canalul conductor este în¬ 
treruptă la TEC cu canal indus, 
pentru a indica că la tensiune de 
grilă nulă U QS = 0 curentul prin 
tranzistor va deveni nul. 

în figura 3 prezentăm simbolurile 
pentru TEC-J la care baza nu este 
legată în interiorul capsulei la sursă 
sau la grilă, în condiţii normale de 
lucru, polaritatea tensiunii de bază 
este aceeaşi cu cea a tensiunii de 
grilă. 



TEHNIUM 10/1993 (CONTINUARE ÎN NR. VIITOR) 






CQ-YO 


Pagini realizate In colaborare 
m MINISTERUL TINERETULUI şl SPORTULUI 



Circuitele integrate TTL divizoare 
de frecvenţă (numărătoare) ca de 
exemplu CDB 490E, CDB 429E, 
CDB 493E, CDB4192E, CDB 4193E 
(toate fabricate în ţară) se pot folosi 
pentru a diviza frecvenţa până la 
maximum 20 MHz, Dacă este nevoie 
de a diviza frecvenţe mai mari, 
trebuie folosite circuite divizoare de 
mare viteză (rapide). în ţară s-au 
realizat şi unele divizoare rapide de 
frecvenţă, integrate, cade exemplu: 

ROB 8136 (ICCE) — divizor cu 4 
în tehnologie bipolară. Frecvenţa 
maximă de intrare garantată 100 
MHz (a dat satisfacţie chiar $i la 240 


dr. ing. AÎ\!DREÎ CIOftJTU, Y03FGL 


tive, vom prezenta în continuare 
unele idei (experimentate cu suc¬ 
ces) referitoare la posibilitatea obţi¬ 
nerii de diverse rapoarte de divizare. 
Un divizor de frecvenţă regenerativ 
clasic este prezentat în figura 1. El 
este format dintr-un mixer 
substractiv (de diferenţă) cu' filtrul 
de ieşire acordat pe diferenţa 
frecvenţelor de intrare, un 
amplificator şi un multiplicator, de 
frecvenţă cu N-1, dacă dorim ca 


element activ deformant al 
semnalului sinusoidal de intrare de 
frecvenţă f 2 şi un circuit selectiv de 
ieşire acordat pe armonica dorită). 
Dacă în schema 1 multiplicatorul 



iMHz). Frecvenţa minimă de intrare, 
15 MHz. Capsulă rotundă cu 8 pini. 

DP 6 C (IPRS) — divizor cu 5 (sau 
6) în tehnologie bipolară. Frecvenţa 
maximă 130 MHz, garantată; 
frecvenţa minimă 15 MHz. Capsulă 
DIL (dual in line). 

DP 11AB (similar SP 8695A, IPRS) 
— divizor cu 10 (sau 11), tehnologie 
bipolară. Frecvenţa maximă 200 
MHz, 150 MHz, minimă 100 kHz. 
Capsulă DIL. 

DP 111 AB (IPRS) — divizor cu 
100 (sau 101, sau 110, sau 111). 
Frecvenţa maximă 130 MHz 
garantată. Frecvenţa minimă 15 
MHz. Capsulă DIL. 

Ce facem în situaţia în care, 
pentru obţinerea raportului de 
divizare dorit, aceste 4 circuite 
integrate divizoare nu ne satisfac? 
Reluând unele consideraţii despre 
divizoarele de frecvenţă regenera- 


divizarea de frecvenţă să se facă cu . 
N. 

Din egalitatea evidentă f,—(N— 
1)f 2 =f 2 rezultă f 2 =f-j/N. Condiţia de 
amorsare a acestor scheme este, ca 
şi la oscilatoarele electronice, aceea 
că la aplicarea tensiunii de 
alimentare dispozitivelor active 
(tranzistori) sa existe o excitaţie prin 
şoc a circuitelor, în urma căreia la 
ieşirea multiplicatorului de frecvenţă 
să existe (fie şi numai pentru scurt 
timp) semnal cu frecvenţa (N—1)f 2 . 
în continuare procesele sunt 
cumulative în timp şi prin bucla de 
reacţie montajul intră în funcţiune 
(de aich denumirea de regenerativ). 
Aşadar, dacă se doreşte o divizare 
cu N cu ajutorul schemei 1, este 
nevoie de un multiplicator de 
frecvenţă cu N-1. Se presupune că a 
realiza un multiplicator de frecvenţă 
este un lucru cunoscut, şi facil (un 


lipseşte (dar bucla este închisă), se 
obţine N—1=1 adică N=2. Deci un 
divizor de frecvenţă rapid cu 2 are o 
schemă simplă. Variante ale schemei 


1 sunt foarte răspândite în 
publicaţiile de specialitate. Mult mai 
puţin răspândite sunt divizoarele de 
frecvenţă regenerative care au la 
bază schema din figura 2. Diferenţa 
principală dintre schemele 1 şi 2 • 
este aceea că schema 2 foloseşte în 
locul multiplicatorului cu N—1 pe 
bucla de reacţie, un divizor de 
frecvenţă cu N—1 pe calea directă. 

Din egalitatea, tot evidentă, (fi— 
f 2 )/(M—1) = f 2 rezultă f 2 = f,/N adică 
sechema 2 face exact ceea ce face 
şi schema 1. Există, în acest caz, un 
avantaj al schemei 2 faţă de 1, 
totuşi? Noi credem că da. Nu trebuie 
să mai fie realizat multiplicatorul de 
frecvenţă (acestea nu se fabrică, 
neputând fi standardizate, precum 
divizoarele de frecvenţă), ci să fie 
folosit un divizor de frecvenţă 
standard, integrat, de care 
dispunem. Având, de exemplu, un 
divizor cu 6, cu ajutorul schemei 2 
putem obţine o divizare cu 7 etc. 
Dacă două astfel de divizoare cu 1 
+N1 şi 1 + N2 sunt legate în cascadă 
(figura 3) se obţine un raport global 
de divizare (1+N1) (1+N2). 

O conexiune ceva mai sofisticată 
este prezentată în figura 4, în care o 
schemă de tipul 2 este folosită ca 
divizor suplimentar pe calea directă. 
Nu este greu să se calculeze 
raportul global de divizare, care 
este: (1 + N2)N1 + 1. Alegând 
convenabil NI şi N2 se pot obţine, 
cu ajutorul ultimei expresii, o serie 
discretă de rapoarte de divizare. Se 



1 __ _ 


;(N1+N2) j 


TEHNIUM 10/1993 























pot imagina şi alte scheme de 
conectare a divizoarelor de frecvenţă 
pentru a _ obţine alte rapoarte de 
divizare. în cazul când, totuşi, nu 
putem obţine raportul dorit, se poate 
face o combinaţie între schemele de 
bază 1 şi 2 obţinând schema de bază 
din figura 5. La această schemă 
există relaţia: (fi—N 2 f 2 )/Ni=f 2 de 
unde f 2 =fi/(N 1 +N 2 ). Această ultimă 


în toate schemele prezentate mai 
sus, mixerul Mx a avut la ieşire un 
FTB acordat pe diferenţa frecvenţe¬ 
lor de intrare. Dar mixerul poate fi şi 
aditiv, adică FTB să fie acordat pe 
suma frecvenţelor. 

La schema bloc din figura 8 avem: 
(f 1 +N 2 f 2 )/Ni=f 2 , de unde se obţine 
f 2 =V(Ni— N 2 ), formulă care relevă 
iarăşi o cale interesantă de a obţine 


dolari. 

Prin acet articol s-a urmărit 
punerea la dispoziţia radioamatorilor 
a unor posibilităţi de realizare a lor 
cu componente discrete, existente. 

Cât de necesar este, însă, un 
divizor rapid de frecvenţă în practica 
radioamatorilor constructori, ar fi o 
ultimă chestiune pe care s-o 
lămurim. Un divizor de frecvenţă 


rapide şi de rapoarte de divizare cât 
mai mari. Divizorul de frecvenţă 
rapid (prescalar) este urmat (în zona 
de frecvenţe<20 MHz) de un divizor 
de frecvenţe programabil manual, 
realizat cu circuite ihtegrate TTL. în 
cadrul receptoarelor indoor (de 
interior) TV SAT, s-ar putea evita 
discriminatorul de frecvenţă tip PLL 
pe frecvenţă intermediară ridicată 



relaţie permite, de asemenea, diverse rapoarte de divizare, 
obţinerea de diverse rapoarte de în tabelul 1. 



4 

10 

11 

n 2 

Ni - N 2 

Ni - N 2 

Ni - N 2 

1 

3 

9 

10 

2 

2 

8 

9 

3 

0 

7 

8 

4 

— 

6 

7 

5 

_ 

5 

6 

6 

— 

0 

5 

7 

- 

3 



divizare globale. Valorile încercuite n-are sens să fie \ 

în figura 6 se prezintă ca exemplu realizate cu schema 8, deoarece 

schpma unui divizor de frecvenţă cu există circuite integrate. In ce 

7, care a fost realizat practic. S-a priveşte divizarea cu 9, se observă 

folosit mixerul echilibrat MDE 100 că varianta Ni=10, N 2 =1 este de 

(ICCE) precum şi divizorul cu 4 preferat variantei Ni=11, N 2 =2. 

ROB 8136 (ICCE). Din frecvenţa în concluzie, problema divizoare- 
74,9 MHz s-a obţinut 10,7 MHz. lor de frecvenţă rapide nu este 

In figura 7 este prezentată o simplă. Perspectivele industriale, la 

schemă bloc complexă. Lăsăm noi în ţară, sunt reduse. Cele 

cititorilor plăcerea de a calcula fabricate în străinătate, unele de 

raportul global de divizare. foarte mari performanţe, costă... 


rapid ar putea permite extinderea (400—600 MHz) care este dificil de 
scării de măsură la un frecvenţmetru realizat, dacă după AFI s-ar dispune 
cu afişaj digital existent. Dacă, de de un divizor de frecvenţă rapid care 
exemplu, acesta măsoară direct 20 să aducă valoarea frecvenţei 
MHz, prin montarea unui divizor cu intermediare (reducându-se 
o intrare specială ar putea măsura corespunzător şi deviaţia de 
până la 100 MHz (orice indicaţie frecvenţă) în zona <10,7 MHz, unde 
citită se va înmulţi cu 5). In s-ar putea folosi circuite integrate 
realizarea sintetizoarelor de discriminatoare specializate (TBA 
frecvenţă pe frecvenţe din ce în ce 120). 

mai mari, este nevoie, de asemenea, Radioamatorii constructori vor 
de divizoare de frecvenţă cât mai găsi, desigur, şi aTfe aplicaţii. 



TEHNIUM 10/1993 


7 












LOUDNESS 


ing. EMIL MARIAÎM 




orice aparat electroacustic 
are în dotarea proprie cel pu- 
; ţin un etaj funcţional care 
efectuează o serie de corecţii 
amplitudine-frecvenţă în banda au¬ 
dio, în scopul redării optime, con¬ 
form preferinţelor ascultătorului, a 
unui program muzical sonor. Aceste 
etaje funcţionale sunt cunoscute 
sub denumirea de etaje corectoare 
de ton. Unul dintre cele mai des fo¬ 
losite etaje corectoare de ton este 
cel cunoscut sub denumirea de 
LOUDNESS. El are funcţia de a ate¬ 
nua semnalele de audiofrecvenţă 
din zona frecvenţelor medii, efectul 
fiind scoaterea în evidenţă a semna¬ 
lelor de frecvenţă joasă şi înaltă. Un 
efect similar se poate obţine şi pe 
altă cale, şi anume: lăsând nemodifi¬ 
cată aplitudinea semnalelor de frec¬ 
venţă medie şi mărind suplimentar 
amplitudinea semnalului de audio¬ 
frecvenţă în zona frecvenţelor joase 
şi înalte. Montajul de tip LOUD¬ 
NESS prezentat în figura 1 
funcţionează după acest principiu. 
Performanţele electrice ale montaju¬ 
lui sunt următoarele: 

— impedanţa de intrare Z, = kfl; 

— impedanţa de ieşire Z e = 5kfî; 

— tensiunea de intrare U, = 250 
mV RMS; 


— banda de frecvenţă de lucru ^f = 
16 Hz ^20 kHz; 

— caracteristica de transfer: de 
tip LOUDNESS; 

— amplificarea în zona frecvenţe¬ 
lor joase şi înalte: A = 9 dB; 

— raportul semnal/zgomot S/N> 
65 dB; 

— distorsiuni armonice totale 
THD<0,1%; 

— distorsiuni de intermodulaţie 
TID<0,03%; 

— tensiunea de alimentare U, = 
18 V. 

Semnalul de intrare se aplică eta¬ 
jului de intrare prin intermediul con¬ 
densatorului CI. Etajul de intrare re¬ 
prezintă un etaj amplificator de ten¬ 
siune de tip dublet super-G. El are 
următoarele caracteristici: 

— prezintă o impedanţă de intrare 
ridicată; 


— prezintă o impedanţă de ieşire 
coborâtă; 

— realizează funcţia de etaj tam¬ 
pon între intrarea montajului şi co¬ 
rectorul LOUDNESS propriu-zis; 

— amplifică semnalul de intrare 
(A = 20 dB) cu distorsiuni foarte re¬ 
duse, practic inexistente. 

Analizând configuraţia electrică a 
etajului de intrare în componenţa 
căruia intră tranzistoarele TI şi T2, 
se observă că dubletul complemen¬ 
tar prezintă concomitent două bucle 
de reacţie negativă (realizate de c㬠
tre rezistenţele Rl şi R4) care oferă 
avantajul unei amplificări constante 
în toată banda de audiofrecvenţă cu 
distorsiuni extrem de reduse. Tipul 
de polarizare cu care este dotat eta¬ 
jul de intrare (rezistenţele Rl şi R2) 
oferă acestuia o comportare foarte 
bună în ceea ce priveşte stabilitatea 
punctului static de funcţionare 


într-o gamă foarte largă de temperi 
turi. Semnalul de intrare amplifici 
este preluat din emitoYu! tranzitorii 
lui T2, prin intermediul condensatei 
rului C2, şi ulterior aplicat corectei 
rului de ton propriu-zis. Acesta rţj 
prezintă o reţea pasivă complexă dj 
tip RC, care atenuează semnalele dj 
audiofrecvenţă, situate în zona freţj 
venţelor medii, cu circa 9 dB faţă! 
semnalele de frecvenţă joasă \ 
înaltă. Semnalul audio, prelucrat ei 
reţeaua RC, se aplică ulterior etaju 
lui de ieşire care conţine tranzistortj 
T3. Acesta este amplasat în cadril 
montajului într-o configuraţie de tij 
repetor/emitor, îndeplinind rolul di 
etaj tampon între reţeaua de coreti 
ţie pasivă RC şi ieşirea montajului 
Din emitorul tranzistorului T3 seni 
naiul audio prelucrat ajunge la ieşi 
rea montajului prin intermediul con 
densatorului CIO. 

REALIZARE PRACTICĂ Şl RE 
GLAJE 

Montajul se realizează practic fţ 
variantă mono sau stereo) pe o plă 
cuţă de sticlostratitex placat cu foii 
de cupru. La realizarea cablajuli 
imprimat se va ţine cont de toat 
cerinţele pe care trebuie să le înde 


ANS 'LIFICATOR 
AUDIO . r~ 

ing. AURELIAN MATEESCU 


Apariţia tranzistoarelor Darlington 
de putere a simplificat structura 
schemei electrice a amplificatoare¬ 
lor audio de putere. S-a redus nu¬ 
mărul componentelor electonice din 
schemă şi nu mai este necesară sor¬ 
tarea perechilor de tranzistoare. Prin 
utilizarea amplificatoarelor operaţio¬ 
nale integrate în combinaţie cu tran¬ 
zistoare Darlington de putere, se 
obţin performanţe tehnice ridicate şi 
o bună compactitate a montajului. 

Amplificatorul prezentat (figura 1) 
are un număr mic de componente şi 
o putere medie suficientă pentru di¬ 
verse aplicaţii ale constructorului 
amator: înlocuirea unui CI de putere 
medie, dublarea unui amplificator 
pentru audiţii stereofonice, etc.. 

Circuitul integrat TAA 761A este 
amplificator de tensiune, asigurând 
atacul direct al etajului final con¬ 
struit cu o pereche de tranzistoare 
Darlington complementare. Pentru a 
asigura o compensare tehnică efi¬ 
cientă, cele două diode se vor 
monta cu o bridă pe radiatorul tran- 
zistoarelor finale. Montajul este aii- 



TRANZISTOARE 
CU EFECT DE CÂMP 
— CANAL N — 
(CAPSULĂ DE PLASTIC) 


Type 

BV gss 

(min) 

volts 

Igss 

(max) 

na 

Vastoffj 

(min/max) 

volts 

jY,s| 

(min/max) 

mmhos 

*DSS 

(min/max) 

ma 

*"ds(on) 

(max-)- 

ohms 

Ciss 

(max) 

pf 

m 

H|: 

JIS58 

25 

4 

0.5-5 

1.3-4 

2.5-8 

_ 

6 

3 | 

TIS59 

25 

4 

1.0-9 

2.3-5 

6-25 

_ 

6 

3 1 

♦TIS73 

30 

2 

4-10 

_ 

50- 

25 

18 

8 

TIS74 

30 

2 

2-6 

- 

20-100 

40 

18 

8 

TIS75 

30 

2 

0.8-4 

- 

8-80 

60 

18 

8 

TIS78 

1300 

2 

2-10 

.75-3 

2-10 

1500 

15 

3 

TIS79 

1200 

2 

2-12 

.75-3 

2-10 

2000 

18 

3 

♦2N3819 

25 

2 

8 

2 -6.5 

2-20 

- 

8 

4 

♦2N5245 

30 

1 

1-6 

4.5-7.5 

5-15 

- 

4.5 

1 

2N5246 

30 

1 

.5-4 

3 -6 

1.5-7 

- 

4.5 

i ■; 

.2N5247 

30 

1 

1.5-8 

4.5-8 

8 -24 

- 

4.5 

1 

2N5248 

30 

5 

T-8 

3.5-6.5 

4-20 

- 

6 

. 2 i 












plinească un cablaj propriu unui 
montaj de audiofrecvenţă (structură 
fizică de cvadripoi a fiecărui etaj 
funcţiona!, traseu de masă gros de 
minim 3 mm, lipsa buclei de masă, 
etc). Se vor folosi componente elec¬ 
trice de bună calitate, verificate indi¬ 
vidual înainte de plantarea pe pl㬠
cuţa de cablaj imprimat. După rea¬ 


lizarea practică a montajului, se 
efectuează o ultimă verificare a 
acestuia, deoarece price greşeală 
duce ia cel puţin nefuncţionarea la 
parametrii estimaţi iniţial. Din punct 
de vedere electric, montajul se inter¬ 
calează între etajul preampliflcator 
şi etajul amplificator de putere. Le¬ 
găturile galvanice care privesc intra¬ 


rea şi ieşirea montajului se reali¬ 
zează obligatoriu folosind conductor 
ecranat. Montajul funcţionează de la 
prima încercare, nefiind necesare 
reglaje suplimentare. Se recomandă 
ecranarea montajului cu ajutorul 
unei cutii din tablă de fier (cu pere¬ 
ţii groşi de circa 0,5 mm). 

Datorită principiului conform c㬠


ruia a fost realizat, montajul va 
scoate în evidenţă, cu deosebită efi¬ 
cienţă şi acurateţe, zona frecvenţe¬ 
lor joase şi înalte proprii unui sem¬ 
nal de audiofrecvenţă. în acest mod 
este realizată corecţia de tip LOUD- 
NESS, îmbunătăţindu-se astfel cali¬ 
tativ condiţiile de audiere a unui 
program muzical sonor. 


^ ŞT 'Ţ."' ' J Ţ'" '-a r 


merstat de la o sursă simplă de ten¬ 
siune, iar sarcina este cuplată ia 
amplificator printr-un condensator 
de separare. 

Performanţele tehnice ale amplifi¬ 
catorului sunt următoarele: 

— impedanţa de intrare R1 = 400 
kfl; 

— banda de frecvenţe reprodusă: 
35 Hz Ia 30 000 Hz pentru o neii- 

niaritaîe cuprinsă între 0 şi 1 dB şi 

POUT = ^nominală ~ 

30 Hz ia 23 000 Hz pentru o neii- 
niaritate cuprinsă între 0 şi 1 dB şi 
factorul de distorsiuni K = 1%. 


RECOMANDĂRI CONSTRUC¬ 
TIVE: 

— se vor utiliza rezistenţe cu peli¬ 
culă metalică; 

— CI se va prefera să fie de bună 
calitate de tipul îanîal; celelalte con¬ 
densatoare electrolitice vor fi sortate 
pentru pierderi minime; 

— tranzistoareie finale se vor 
monta împreună cu diodele Dl şi 
D2 pe un radiator de min. 1000 cm 2 ; 

— se pot utiliza şi alte amplifica¬ 
toare operaţionale, cu condensa¬ 
toare corespunzătoare; se va da 


atenţie tensiunii maxime de lucru a 
acestora; 

— sursa de alimentare poate fi 
nestabiiizată, dar filtrarea va fi asi¬ 
gurată de un condensator de min. 
4700 mF/40 V. 

în figura 2 este prezentat cablajul 
circuitului imprimat, faţa plantată, 
conceput pentru utilizarea AO ?AA 
761A de provenienţă Siemens 
(AIL6). Deoarece acest AO este mai 
puţin accesibil, circuitul se va modi¬ 
fica pentru capsula DîL 8 sau DIL 
14 în funcţie de circuitul de care 
dispune constructorul amator. Se 


pot proba BA 709, 6A201A, 8A301A, 
sau chiar clasicul 741 cu perfor¬ 
manţe ceva mai scăzute. 

Se va acorda atenţia cuvenită ten¬ 
siunii maxime admise de AO utilizat 
pentru, a se evita deteriorarea mon¬ 
tajului prin distrugerea A.O. 

Tranzistoareie Darlington comple¬ 
mentare sunt produse de I.P.R.S. 
Băneasa. 

BIBLIOGRAFIE: 

Practica electronistului amator 
Catalog Siemens 1988—1989 
Coiecţia revistei TEHNIUM. 






Informăm pe această cale că In urma unor sugestii 
sunt în curs de elaborare două lucrări de maxim 
interes pentru electronişti amatori şi profesionişti, 
Echivalenţe ale tranzistoareSor produse de firmele 
japoneze cu tranzistoareie. produse de firme din 
Europa şi America. 

Totodată va apărea si un catalog al tranzistoareSor: 
2SA, 2SB, 2SC şi 2SD 

Rugăm cititorii noştri să ne scrie sau să-ne teiefo- 
neze exprtmându-se oportunitatea publicării aces¬ 
tor lucrări. 

Vă mulţumim 


-«păs 


TEHNIUM 10/1993 















sonor 


Alimentare 
(fig 17) 


- .-ALEXANDRU ZANCA 


Cronometru! este una dintre pie¬ 
sele ce nu trebuie să lipsească din 
dotarea laboratorului fotografului 
amator. Acesta trebuie să fie capabil 
să măsoare, precis şi cu bună repe¬ 
tabilitate, timpi cuprinşi între 0,5 se¬ 
cunde şi câteva zeci de minute, 
timpi ce’ sunt necesari la expunerea 
hârtiei fotografice, la developarea 
hârtiei sau a filmelor negative şi/sau 
reversibile, sau ia fixarea materiale¬ 
lor developate. Având în vedere va¬ 
rietatea acestor timpi, cel mai ade¬ 
sea avem nevoie de mai multe cro¬ 
nometra şi anume: tim@r~ui pentru 
expunerea hârtiei fotografice, ti- 
mer-ul pentru developarea hârtiei 
expuse şi un cronometru necesar ia 
developarea .filmelor, negative sau- 
dia precum şi pentru măsurarea tim¬ 
pului necesar fixării materialelor de¬ 
velopate. 

în cele ce urmează, este prezentat 
un complet de cronometra care în¬ 
truneşte mai multe tipuri de crono- 
metre, toate cu utilizări în laborato¬ 
rul foto. 

Examinând schema bloc din fi¬ 
gura 1, se observă că acest aparat 
este alcătuit din trei subansamble 
principale, şi anume: timer-ul pentru 
expunerea hârtiei fotografice, ce 
furnizează timpi de expunere în in¬ 
tervalul 0,1 secunde la 99,9 se¬ 
cunde, în pas 0,1 secunde (fig. 2); 
cronometru! pentru marcarea timpu¬ 
lui de developare a hârtiei fotogra¬ 
fice, ce măsoară timpi ficşi de 30, 60 
şi 90 secunde şi care, Sa sfârşitul in¬ 


tervalului de timp preselectat, emite 
un semnal sonor (fig. 3) şi un cro¬ 
nometru digital, cu domeniul de m㬠
sură de ia 0 la 99 minute şi 59 se¬ 
cunde şi care emite un semna! so¬ 
nor la intervale de 6 minute şi res¬ 
pectiv 4 minute. Acest cronometru 
măsoară timpii necesari fixării mate¬ 
rialelor fotografice developate sau a 
developării filmelor negative şi dia 
(fig. 9). 

Asupra funcţionării timer-ului 
pentru expunerea hârtiei fotografice 
(figura 2) nu se va insista, deoarece 
acesta., a fost prezentat în revista 
TEHNiUM nr. 1/1993. Există unele 
deosebiri faţă de schema prece¬ 
dentă, .şi anume, acela privind osci¬ 
latorul bază de timp ce furnizează 
cei 10 Hz şi sistemul de RESET. în 
cazul de faţă, această frecvenţă de 
10 Hz, este furnizată ia cosa 1 de' 
acelaşi oscilator, realizat cu circuitul 
integrat C. 1.4,.din figura 9, care asi¬ 
gura baza de timp pentru cronome¬ 
tru! digital. 

RESET-ul se realizează, în acest 
caz, prin preluarea unei frecvenţe 
mai mari de la acelaşi oscilator, co¬ 
mutarea pe funcţia RESET. făcân- 
du-se cu ajutorul comutatorului K 2 
din figura 9. 

La realizarea montajului, se va fo¬ 
losi aceiaşi cablaj ca şi în cazul din 
revista mai sus-menţionată, din care 
lipsesc, însă, componentele nece¬ 
sare realizării oscilatorului bază de 
ti 17 $ şl se refac traseele corespun¬ 
zătoare figurii 2. 


VOOn^ 


r/5«^ R7 n RL | 

2K L* i 


lOOnF 


C11*3 CDB490 


TEHNiUM 10/11 


Timer 
ex hîrtie 
S 24 (fig 2) 


Programator 

developare 

hîrtie 


Display 

cronometru 


Timar 

developare 9 ftî”* 
(fig 3) io Uri—§ 


Cronometru 
0-99 min 2 i 
(fig 9) 


















1 1Q0fiF/2SV 


sonor 


BC107 


PL6V1Z 


ţy\tFD1Qt 



HDE11011 


Funcţionarea este simplă: conden¬ 
satorul CI se încarcă, prin rezis¬ 
tenţa R1 şi dioda 02, la tensiunea 
dată de dioda D3. Tranzistorul TI 
conduce, fiind polarizat prin grupul 
de rezistenţe R2...R5, în funcţie de 
poziţia comutatorului K3, dioda Dl 
fiind blocată. în acest caz, tranzisto¬ 
rul T2 este blocat deci releu! rl nu 
este alimentat, avertizorul acustic fi¬ 
ind în funcţiune. La apăsarea buto¬ 
nului K1, tensiunea de pe condensa¬ 
torul CI deblochează dioda Dl, 
tranzistorul TI se .blochează, iar 
tranzistorul T2 este adus la satura¬ 
ţie. Releu! rl este alimentat, daci 
avertizoriii acustic, este scos din 
funcţiune - şi se activează avertizorul 
optic, ce indică scurgerea timpului 
necesar developării. Condensatorul 
CI se descarcă prin grupul de rezis¬ 
tenţe R2...R5 {în funcţie de poziţia 
iui K3) şi dioda Dl. Timpul în care 
se realizează această descărcare de¬ 
pinde de valoarea condensatorului 
CI şi de mărimea rezistenţei selec¬ 
tate de K3. După scurgerea timpului 
preseiectat, releu! rl se eliberează, 
deci reintră în- funcţiune avertizorul 
acustic. 



Deoarece?, durata temporizării nu 
depinde de/ timpul cât este apăsat 
butonul Kţ, acest tip de releu, prin 
modificarea valorii condensatorii iui 
Ci, poate fi folosit atunci când sunt 
necesare temporizări scurte, ce nu 
trebuie să fie influenţate de timpul 
cât se ţine apăsat butonul de start 

Se pot: folosi şi relee cu tensiunea 
d^, lucru mai mică {dar nu sub IOV) 
scăzând corespunzător tensiunea de 
alimentare şi modificând valoarea 
rezistenţei R6 ia o valoare ia care 
D3 să funcţioneze corect, sau însen¬ 
ina cu releu! o rezistenţă care să 

De ia contactele releului rl se ali¬ 
mentează cetn gc * d -i' erti c ar c 
tic şi acustic, a căror schemă este 
prezentată în igur Se îs 
avertiz »u> op 

alime tare şuii a 

rea- butonului K1 {fig. 3) şi mar¬ 
chează 

developă? . i trec -'c c, • ’ 
timp, rele este e‘*< t ^ i i " 1 

funcţ 

va e nite un semna îcu . - 

o nouă apăsare pe butonul CI 
3). Dacă pauza dintre developări 



este lunga .r;ţ *p-, "u' 

nu este folosit r * e\ 
părător, acesta putându-s i-' ! a 
prin comutatorul K (fig. 1 şi fig. 3); 
în acest caz, dator ă întrerupe 
gaturii cu butonul K1 (fig. 1 şi fig. 
3), timer-ui nu mai poate fi acţionat 
decât după cuplarea avertizorului 
acustic, prin readucerea în poziţia 
iniţială a comutatorului K din figura 
1 . 

Cele două montaje, temporizato¬ 
rul şi avertizorul, se realizează pe 
•plăcuţe, de sticlotextolit placat cu 
cupru. în figura 5, este redată dispu¬ 
nerea pieselor, iar în figura'8, .cabla¬ 
jul pentru timer. in figurile 7 şi 6' 
sunt date dispunerea componente¬ 
lor şi, respectiv, cablajul pentru 
avertizorul optic şi acustic. 


3 - comutator K3 
4- comutator K3 - 
5 - comutator K3 
6- comutator K1 
7 - comutator K2 
8- ■ comutator K2 ■ 

, 9- la avertizorul sonoi 
10- +5 V 

11 - la avertizorul optic 
1 - GND 

2- +5 (av. sonor) 

3 - + 5 (av.optic ) 

4- LED 

5- LED ^ 

6 - cască 

7 - casc 3 

® 2,5 


Cel de-a! doilea cronometru este 
realizat cu tranzistorii TI şi 12 şi are 
schema din figura 3. Acesta furni¬ 
zează un semnai sonor la expirarea 
timpului preseiectat de 30, 80 sau 90 
secunde, interval selectat cu ajuto¬ 
rul comutatorului K3 (fig. 3). Aceste 
intervale de timp pot fi modificate în 
limite largi, prin schimbarea valorii 
rezistenţelor R2...R5 sau prin schim¬ 


barea valorii condensatorului Ci. Se 
poate extinde numărul de trepte de 
temporizare, prin înlocuirea comuta¬ 
torului K3 cu un comutator cu mai 
multe poziţii şi conectarea de noi 
rezistenţe de aceeaşi valoare sau de 
valori diferite, după necesităţi. S-au 
ales aceste intervale de timp, deoa¬ 
rece sunt timpi uzuali la developa¬ 
rea hârtiei fotografice. 

















Familia de receptoare T.V. color 
tip TELECOLOR şi CROMATIC, 
asamblate în întreprinderea „Elec¬ 
tronica" S.A., pe baza concepţiei 
elaborate de firma Stassfurt (din 
fosta R.D. Germană) cuprinde va¬ 
riantele TELECOLOR 3006, 3007 
TELECOLOR 4106, TELECOLOR 
4507, TELECOLOR 5601, 5602, 
5603, precum şi CROMATIC si 
CROMATIC 02. Variantele TELECO¬ 
LOR 5601, 5602, 5603, împreună cu 
TOPCOLOR 5101, reprezintă familia 
de T.V. color de concepţie rom⬠
nească, derivată din receptorul 
T;V.C. CROMATIC. 

Televizorul TOPCOLOR are dia¬ 
gonala ecranului de 51 cm, televi¬ 
zoarele din familia TELECOLOR au 
diagonala de 56 cm, iar cele din fa¬ 
milia CROMATIC de .67 cm. 

Vom prezenta, în continuare, toate 
aceste tipuri de T.V. COLOR. 

TELECOLOR 3006 (3007) 


m 


mg. ŞESBAN fcSAICIJ 


la aceste televizoare se face doar 
prin borna de antenă, nefiind prev㬠
zute cu modul audio-video. Un ast¬ 
fel de modul A —V pentru TELECO- 


în afara celor patru 
nectabile, blocul de 
prinde: 

— ansamblul 


module deco- 
recepţie cu- 


venţă (heterodinarea) trans 
semnalul de radiofrecvenţă 
Ulr-) în semnal de frecvei 
mediară (F i ); 

— amplifică semnaiui de 

— împreună cu ansambl 
programare şi comutare, asi 
sibilitatea alegerii canalului 

— protejează împotriva 
ţiilor radioelectrice; 

— asigură reglarea aut 
amplificării (RAA) lanţului T. 

1. SELECTORUL F5F 

Semnalele primite de la < 
la borna V; se aplică pe 
tranzistorului Tio: prin inter 
filtrului „trece-jos" L101—C178 
celui „trece-sus" L130—C182 
rie cu CI83. Banda de tr 
nimă a acestor filtre e cuprinsă 
49-230 MHz. 

Diodele Dl 13 şi Dl 14, " 

antiparalel, protejează tranz 
o eventuală apariţie de sup 





Receptoarele de T.V. color din 
această categorie cuprind două va¬ 
riante între care există foarte mici 
diferenţe. Ambele tipuri de aparate 
conţin 13 circuite integrate, 64 de 
diode, un multiplicator (tripfor) de 
tensiune şi 47 de tranzistoare (TE¬ 
LECOLOR 3006) respectiv 49 de 
tranzistoare (TELECOLOR 3007). 
Minore diferenţe-apar la nivelul de¬ 
codorului de culoare, varianta 3007 
conţinând o plăcuţă suplimentară 
(nr. 74) echipată cu două tranzis¬ 
toare (T90 şi T91). 

Schema electrică a acestui T.V.C. 
a fost publicată în numărul 6/1993 a! 
revistei noastre. 

Aceste aparate pot recepţiona 
programe T.V. color emise în siste¬ 
mul PAL sau SECAM (bisistem), co¬ 
mutarea făcându-se automat, pre¬ 
cum şi sunetul în ambele standarde 
(OIRT şi CCIR), având a doua frec¬ 
venţă intermediară de 6,5 MHz, res¬ 
pectiv 5,5 MHz. 

Consumul mediu de la reţeaua de 
c.a. 220V/50 Hz este de 98W. 

Conectarea unui videocasetofon 


LOR 3007 a fost prezentat in revista 
noastră numărul 8/1992. 

Receptoarele T.V. pot recepţiona , 
benzile I—V (canalele 1—65), fiind 
prevăzute cu selector FIF—UIF. 

Prezintă ieşire pentru cască (tip 
DIN, min. 200 fi) şi pentru magneto¬ 
fon (47*kH, min 100 mVef). 

După cum se poate observa şi pe 
schema electrică a T.V., se pot dis¬ 
tinge trei blocuri mari funcţionale. 

— bloc recepţie (P23291—000, 
respectiv 72.51.02.10.00); 

— şasiu—bază (P11665—020, res¬ 
pectiv 12.03.10—2100); 

— bloc alimentare (P23290—010, 
respectiv 12.03.00.94.00). 

blocul de recepţie 

Cuprinde patru module deconec- 
tabile: 

— modulul selector 
(45.01.07—00.00); 

— modulul 32 A.F.I.C.C. 
(49.12.01—00.00); 

— modulul 37 sunet 
(P37.133—010); 

— modulul 35 C.A.F. 
(72.50.04-20.00). 


(72.50.06.03.00); 

— ansamblu! programator 
(72.51.01—4500); 

— placa de conectare, care con¬ 
ţine întrerupătorul pentru difuzor, 
mufele pentru casca audio şi mag¬ 
netofon; 

— potenţiometreie de volum, ton, 
contrast şi saturaţie. 

Pe blocul de recepţie se află am¬ 
plasate şi alte componente şi circu¬ 
ite de legătură. 

Blocul este amplasat în T.V. în po¬ 
ziţie verticală. 

MODULUL SELECTOR (fig. 1) 

Cuprinde atât selectorul FIF cât şi 
selectorul UIF. 

Este de tip superheterodină, pri¬ 
mind la intrare semnalul captat de 
anţenă. 

îndeplineşte următoarele funcţiuni 
importante: 

— asigură adaptarea impedanţei 
între antenă şi intrarea receptorului 
T.V. (750); 

— amplifică semnalul de FIF sau 
UIF primit la intrarea de antenă; 

— efectuează schimbarea de frec- 


sîuni periculoase provenite de la:aii 
tenă sau de la tubul cinescop. ff 
Circuitul serie Ci04, L131, rsptj 
tează semnalele de F.i. cu o ateniL 
are de cca 40 dS. 

Tranzistor^ TI 01 constituie a® 
piificatorul de FIF fiind un tranzistor:! 
pnp cu germaniuî de tip GP147S, «V 
montaj SC (bază comună). Condens 
satorul CI84 ctecuplează baza la ; 
masă. Emitorul tranzistorului eşti 
polarizat de la borna V; (cu 12,5 m 
prin LI20 şi R130. Baza primeşte] 
tensiunea de comandă RAA de li 
borna V 3 , prin intermediul rezistorifl 
lui R131, decuplat cu Cili la masaj 
Colectorul tranzistorului este conec*| 
tat ia masă prin bobinele L141, L13§ 
şi Li33. 

Condensatoarele Ci 10 şi C146aui 
rol de filtraj şi de decuplare, iatj 
CI09 are rol de antioscilaţie, sc㬠
zând nivelul semnalului aplicat (a in-] 
trarea tranzistorului. J 

Amplificatorul FIF are ca sarcifw 
un filtru de bandă acordabil, realizfifl 
cu circuite cuplate. 

Primarul filtrului constă din diodi 




















varicap Dl 10 (decuplată la masă 
prin CI79, de valoare ridicată) în 
paralel cu inductanţa de acord. 

Diodele varicap au rolul conden¬ 
satoarelor de acord, Dl 10 având 
asigurată variaţia capacităţii prin va¬ 
riaţia tensiunii de comandă aplicată 
prin R1Q3 şi LI 22 de ia borna V 5 . 
Condensatorul CI30 asigură filtra¬ 
rea tensiunii de comandă de com¬ 
ponentele de FIF. La borna V 5 se 
aplică tensiunea culeasă de pe re- 
zistorul R2591 situat în emitorul 
tranzistorului T2591 (repetor pe 
emitor). în colectorul tranzistorului 
se aplică 33 V, iar pe baza acestuia 
tensiunea de la borna 160 a tasîeru- 
lui, respectiv tensiunea de comandă 
a diodelor varicap (considerând mo¬ 
dulul CAF scos din funcţiune). 

Condensatoarele C2596 şi C2197 
au. rolul de filtraj. 

inductanţa de acord este comuta- 
bilă pe cele două benzi, cu ajutorul 
diodei D103. Funcţionarea este ur¬ 
mătoarea: când se aplică, tensiune 
pozitivă la borna , V 4 (la recepţia 
unui canal din banda III) prin LI23, 
R104, Dl 03, LI32 şi LI33 ia naştere 
un curent de cca. 5mA care deter¬ 
mină deschiderea diodei. în acest 
caz, prin C118 şi D103 punctul din¬ 
tre inductanţeie LI41 şi LI32 se află 
pus la masă. Inductanţa de acord va 
consta doar din LI41. Dacă se re¬ 
cepţionează un canal din benzile 1 
sau 2, ia borna V. nu se va aplica 
tensiune pozitivă, dioda D103 va fi 
blocată, iar inductanţa de acord va 
consta, în acest caz, din LI41 în se¬ 
rie cu LI32 şl LI33. 

Trimeru! CI98 foloseşte ia alinie¬ 
rea benzii III, iar R132 amortizează 
circuitul în benzile I—li. 

Secundarul filtrului de bandă este 
realizat similar cu primarul. Astfel, 
capacitatea de acord o constituie 
dioda varicap Dl 11, decuplată cu 
C180 (de valoare ridicată). Tensiu¬ 
nea de comandă a varicapului este 
preluată tot de ia borna V< prin 
LI22 şi R133. 

în banda Iii inductanţa este con¬ 
stituită din LI42 pusă la masă prin 
D104 (deschisă de tensiunea de la 
borna V 4 ) şi C116. în benzile I—SI 
(dioda D108 fiind blocată) induc¬ 
tanţa de acord creşte prin înserierea 
la, LI42 a bobinelor LI35 şi LI33. 

în banda III cuplajul între primar 
şi secundar este realizat prin induc¬ 
tanţa mutuală între L141 şl L142, iar 
în benzile I—lî cuplajului mutual i se 
adaugă un cuplaj inductiv „în picior" 
constituit din LI33 (comună prima¬ 
rului şi secundarului). 

Semnalul' de FIF se culege de la 
ieşirea filtrului de bandă prin inter¬ 
mediul bobinei terţiare L113, strâns 
cuplată cu L142 (In banda iii), cât şi 
cu LI35 (în benzile I—-li) şi prin in¬ 
termediul rezistoruiui R110 (10O) se 
aplică etajului mixer realizat cu 
TI02, pe emitor. 

Tranzistorul TI03, cu siliciu, npn, 
de tip SF235 în montaj BC (bază co¬ 
mună) constituie etajul oscilator lo¬ 
cal. Condensatorul C192 decuplează 
baza în domeniul FIF. Polarizarea 
colectorului este realizată de la 
borna V 2 prin L120, R138, L101. 
Baza este polarizată în c.c. prin divi¬ 
zorul rezistiv R137—R136, iar emito¬ 
rul de tensiunea care apare pe R135 
datorită trecerii curentului de emi¬ 
tor. 

Oscilatorul este de tip Colpitts, 
având circuitul acordat format din 
capacitatea diodei varicap Dl 12, în 
paralel cu inductanţeie L138 şi L139 
(pe banda III) puse la masă prin 
dioda de comutare Dl07 şi CI97. 
Dioda este deschisă de către tensiu¬ 
nea pozitivă de ia borna V 4 , care 
prin L123, R141, D107 şi L140 cre¬ 
ează un curent de cca 9 mA. La re¬ 
cepţia în benzile I—li! dioda D107 
este blocată, iar inductanţa de acord 
creşte prin înserierea cu L140. 

Pentru asigurarea reacţiei pozitive 
se utilizează divizorul capacitiv 
CI90, C191. în benzile I—III (când 
D107 este blocată) reacţia este m㬠
rită prin CI93. 

Semnalul obţinut de la oscilatorul 
local se aplică prin C196 şi R110 pe 


emitorul lui TI02 (etajul de ames¬ 
tec). 

Etajul de amestec este realizat cu 
acelaşi tip de tranzistor ca cel din 
oscilator, în montaj BC. Condensa¬ 
torul CI 25 realizează decuplarea ba¬ 
zei la masă. Polarizarea colectorului 
în c.c. se face de la borna V« prin 
R123, L128 şi L126, baza este polari¬ 


zată prin divizorul rezistiv R12Q, 
R121, iar emitorul prin R110 în serie 
cu R107 de către tensiunea care 
apare la trecerea curentului de emi¬ 
tor. 

Amestecul este de tip aditiv, am¬ 
bele semnale care se amestecă 
(semnalul de FIF şi cel de la oscila¬ 
torul local) aplicându-se pe acelaşi 
termina! al tranzistorului (emitorul). 

Etajul de amestec are ca sarcină 
un filtru de bandă cu circuite cu¬ 
plate, Primarul îl constituie Ci39 în 
paralel cu L126 în serie cu L128 
(prin C140 la masă). Secundarul 
este alcătuit din C141 în serie cu 
CI42 şi bobinele LI27 în serie cu 
LI28. Bobina LI28 comună primaru¬ 
lui şi secundarului constituie cupla¬ 
jul inductiv „în picior" ai filtrului, ie¬ 
şirea de F.l. se face pe la borna V., 
de pe priza capacitivă CI41 şi CI42. 

Condensatoarele C125 şi C140 au 
rol de decuplare, iar R122 este re¬ 
zistenţă de amortizare a filtrului de 
F.l. 

2 SELECTORUL U1F 

Semnalul de - intrare se aplică la 
borna UHF, de unde prin interme¬ 
diu! filtrului „trece sus" în T, format 
din C151, CI64, L161, având frec¬ 
venţa de tăiere în jur de 450 MHz, *se 
aplică pe emitorul tranzistorului 
T151, pnp cu germaniu, de tip 
GF147S, în montajul BC, având 
funcţia de amplificator de UIF. Baza 


este decuplata la masă (în domeniul 
UIF) prin CI52. 

Polarizarea emitorului în c.c. se face 
de la Us prin LI58 şi R151, iar baza 
prin R152 de ia Us unde se aplică 
tensiunea de RAA. Colectorul este le¬ 
gat la masă prin linia 
LI 52 

Amplificatorul de UIF are ca sar¬ 


cină un filtru de bandă realizat cu 
circuite acordate alcătuite din linii 
(în k/4). Primarul filtrului de bandă 
este alcătuit din L152 acordată cu 
capacitatea diodei varicap Dl52, 
pusă la masă prin îrimerui Ci54 (fo¬ 
losit la aliniere). 

Secundarul filtrului conţine L155 
acordată cu capacitatea diodei vari¬ 
cap Dl53, decuplată la masă prirr 
trimeru! C155 (identic cu primarul). 

Diodele varicap sunt comandate 
de tensiunea de la borna Us prin 
LI56 şi R153, respectiv R154. 

Liniile L151, L154 şi L153 sunt 
necesare pentru reglarea selectoru¬ 
lui. Astfel L151 şi L154 sunt folo¬ 
site în timpul reglării selectorului 
(alinierea cu oscilatorul local) iar cu 
LI53 se regiează cuplajul între pri¬ 
marul şi secundarul filtrului de 
bandă. 

Semnalul de UIF e cules din se¬ 
cundarul filtrului de linia L156 
(strâns cuplată cu LI55) şi aplicat 
ia intrarea etajului de amestec (emi- 
torui iul TI52). 

Tranzitorui T152, pnp cu germa¬ 
niu, de tip GFJ47, formează mixerul 
autoosciiant, bsîe montat în cone¬ 
xiune BC, baza tranzistorului fiind 
decuplată la masă prin CI58. 

Polarizarea emitorului în c.c. se 
face de la borna Us prin L158, R155, 
LI52 şi LI56, baza fiind polarizată 
prin divizorul format din termistorul 


TI56 în paralel cu R157 şi în serie 
cu R158. Colectorul este pus la 
masă prin L153, L154 şi L155. 

Condensatoarele CI59 şi. CI57 au 
rol de decuplare. TermisioTul T15Ş 
asigură stabilitatea cu temperatura â 
funcţionării oscilatorului. 

Oscilatorul este de tip Colpitts, 
având circuitul acordat format din. 
LI57 (linie în X/4) acordată cu capa¬ 
citatea diodei varicap D154. Con¬ 
densatorul C163 realizează decupla¬ 
rea diodei varicap. Cu linia LI58 se 
asigură reglajul liniei L157. 

Divizorul capacitiv este format din 
CI60 şi C161. 

Din amestecul între semnalul UIF 
aplicat prin L156 şi semnalul prove¬ 
nit de la oscilatorul local prin C161, 
ambele aplicate pe emitorul lui 
TI52, iau naştere o multitudine de 
frecvenţe. Dintre acestea se separă 
semnalul de F.l. pe filtrul realizat cu 
circuite cuplate „în picior". Primarul 
filtrului este compus din capacitatea 
de ieşire a tranzistorului TI52, LI53 
şi LI54. Condensatorul C165 şi L155 
realizează cuplajul „în picior". Se¬ 
cundarul este compus din L115 şi 
CI24 şi se cuplează cu primarul prin 
Dl55. Dioda este deschisă prin 
R160 şi Li 58 de tensiunea de la 
borna Us, când se recepţionează pe 
UIF. 

Pe traseul LI55, Ci24, L113 şi 
R110, semnalul de F.l. de ia selecto¬ 
rul UIF ajunge pe emitorul lui TI02 
(din selectorul FIF), care în această 
situaţie lucrează ca amplificator de 
F.l. 

Deşi televizorul posedă o singură 
bornă de antenă, prin intermediul 
filtrului separator se realizează dis¬ 
tribuţia celor două semnale (FIF şi 
UIF) la cele două intrări ale selecto¬ 
rului Vi (intrare VHF) şi U-, (intrare 
UHF). Filtrul se află pe şasiui televi¬ 
zorului şi conţine un filtru „tre- 
ce-sus" L2191—-C2191 pentru intra¬ 
rea UIF şi un filtru „trece-jos" for¬ 
mat din L2192—C2192 centru sem¬ 
nalul FIF. 

ANSAMBLUL DE COMUTARE ŞS 
PROGRAMARE (figura 2) 

Acest ansamblu de comutare şi 
programare (memorare) a canalelor, 
cunoscut şi sub denumirea de tas- 
ter, permite alegerea canalului dorit. 
Selecţia se face prin acţionarea 
unuia -dintre ceie 6 comutatoare şi 
alegerea "benzii ddrite (B l/î!, Bl 1 i şi 
Bl V/V), tastereie fiind omniprogra- 
mabile. 

(CONTINUARE SN 'NR. VIITOR) 



_ A. _ _ _A 
r 77 . 61 

^ J SAY3C/13 

/ j D8949 

‘*76 


39Ş3^R8 

I ZfLl 

tâL 



6«1 

R8979 

Pr --wj 


:==r 

=-T 



SAY 20 i Avy , 

1__ 

I MEMORAREA 

1 POSTULUI 
1^7251.01 4500 j 

- 7î h 

"168 1 

(li 

Bi/n 
- 7 1- 
Tfel ~ -h 

li _4 J0« 
W *■ Tdl * T70 

T 

► - 7 ? 
“ Î64 

p- 

BII 

_6 

“7 

f 

1 165j 172 

ii 

Bl v/v f 

* ~Î66 *' 

ihl i 

J 

r?r teţ ~ 

( SAY 20 

SAY 30 

c 

L J ■ 

iii. 

- 

n 

_il 

U J 


, COMUTATOR 
^7250.06-0300 

TJ-- 

Ji 1 u i .M 1 u 1 u ] 1tl ; 

“D-T3'-~IT-D 

2 3 4 6 


TEHNIUM 10/1993 


13 








r$TAB!uFA' [ 

| TOR 1 

1 C î 1BC3 t 
L7305G ' ! 


ALIMENTATOR 
C I 800 TDA4601 
Q 300 BU 50 SA 


MICROPROCESOR 


C I 1300 PCÂ 84C640/030 


’SHMSUM 10/1993 


secundarului trafo chcpper. Faptul 
că tranzistorul Q704 se află în satu¬ 
raţie, înseamnă că potenţialul colec¬ 
torului este aproximativ egal cu ai 
emitorului, adică apropiat de zero. 
Potenţialul colectorului G704 se 
transmite în baza tranzistorului 
Q8Q1S, blocându-l. Curentul care 
circulă prin Q801S se întrerupe, re- 
leui RL801 se deschide, tensiunea în 
impuls de la terminalul 17 al trafo 
chopper nu se mai aplică spre re¬ 
dresare diodei D803S de tip RGP15J 
şi astfel tensiunea din TPG de 118V 
dispare. Dispariţia tensiunii B+ de 
118V determină blocarea etajului fi¬ 
nal de linii. Succesiv devin nule ten¬ 
siunile obţinute din transformatorul- 
de linii. Rămân în funcţie etajele ali¬ 
mentate de tensiunea de 19V şi cea 
de 5V, provenită prin reducerea 


STD I2V. Curţi tensiunea din bază 
este mai mică ca cea din -colector, 
tranzistorul Q714 devine conducti- 
bil. Curentul ,de colector ai acestuia 
se închide la masă prin dioda 
LD701, care se luminează, indicând 
prin aceasta starea de STAND-BY. 

Pornirea televizorului' din , starea 
de STAND-BY se face prin acţiona¬ 
rea uneia dintre tastele emiţătorului, 
numerotate de la 0 la 9. La apăsarea 
tastei tensiunea din terminalul 41 al 
microprocesorului devine zero voiţi. 

în această situaţie, tranzistorul 
Q704 se blochează. 

Tensiunea STD12V se divizează 
pe rezistenţele R761, R802S şi 
R804S, astfel încât tensiunea din 
t za tra - oruiui Q8G1S să fie su¬ 
ficientă pentru a determina intrarea 
în conducţie a tranzistorului Q8Q1S. 


linii furnizează restul de tensiuni ne¬ 
cesare funcţionării TVC. 

Tranzistorul Q714 se blochează 
deoarece tensiunea din bază devine 
mal mare ca cea din emiîor. Dioda 
iuminiscentă LD701 se stinge, indi¬ 
când faptul că televizorul este pus 
în funcţiune. 

Pornirea TVC se poate face şi cu 
întrerupătorul de reţea. La închide¬ 
rea întrerupătorului de reţea SW851, 
contactul suplimentar „de ştergere" 
de pe întrerupător se menţine închis 
pentru o perioadă scurtă de timp. 

în această perioadă scurtă de 
timp, curentul produs de sursa STD 
12V încarcă condensatorul C715. 
Tensiunea ST5V aplicată prin R757 
în colectorul tranzistorului Q706 şi 
tensiunea de pe condensatorul 
C715, aplicată prin R762 în bază, 


Etajul comandat este driverul pe ţ 
orizontală, iar rolul-întrerupătorului ; 
l 2 (vezi fig. 1) este asigurat de un 
circuit integrai stabilizator al tensiu¬ 
nii de 12V. 

Acest circuit întrerupe tensiunea 
de alimentare a etajelor de semnal 
mic şi în specia! a oscilatorului şi 
driverului pe orizontală. Driverul ne- 
fiind alimentat, nu furnizează sem¬ 
nal de comandă etajului final linii şi 
acesta nu funcţionează, chiar dacă 
primeşte tensiune de alimentare. 

Pentru exemplificare se aiege mo¬ 
delul „Indiana 2044R“, echipat cu 
şasiu! indiana 200. 

Schema de principiu a unei părţi 
din schema bloc, dată în fig. 1, este 
reprezentată în fig. 4. 

Trecerea televizorului din poziţia 
de repaos în starea de STAND-BY 


ing. MSWĂÎL SILSŞTEAWU 


(URMARE DIN NR.. TRECUT) 

Tensiunea clin terminalul 41 se 
aplică prin R758 în baza tranzistoru¬ 
lui Q704 de tip KTC" 1815, detemi- 
nându-l să-intre în saturaţie. Intrarea 
în saturaţie a tranzistorului G704 
este. favorizată de făptui că în colec¬ 
tor primeşte o parte din tensiunea 
de 12V (STD 12V). prin R761. Ten¬ 
siunea de 12V este provenită din re¬ 
dresarea cu dioda D801S de tip 
VR10J, a unei tensiuni sub formă de 
impuis, furnizată de terminalul 12 al. 


tensiunii de 12V. Ambele tensiuni 
rezultă din alimentatorul în comuta¬ 
ţie. Rămâhe de asemenea în funcţie 
etajul de ieşire al tensiunii de co¬ 
mandă a driverului, care se află în 
componenţa CI-401. 

Prin faptul că tranzistorul Q713 se 
află în conducţie, tensiunea STD 
12V se aplică în valoare redusă la 
terminalul 2 al CI-401, reuşind să 
alimenteze etajul de ieşire mai sus 
amintit. 

Tranzistorul Q714 primeşte în 
emiior o parte din' tensiunea ST5V şi ■ 
în bază o parte din tensiunea - 


Curentul de colector al acestui tran¬ 
zistor se închide prin bobina releului 
RL801, determinând închiderea con¬ 
tactului. Prin închiderea contactului 
tensiunea în impuls din terminalul 
17 ai trafo chopper se aplică diodei 
D803S spre redresare. Tensiunea re¬ 
dresată (+118V) alimentează etajul 
final de linii, punându-i în funcţiune. 
Tensiunea de start pentru etajul de 
comandă ai driverului (terminalul 2 
a! CI-401) se obţine, datorită faptu¬ 
lui că tranzistorul Q713 se află în 
conducţie. în aceste condiţii balea- 
jui de linii funcţionează şl trafo de 


determină conducţia lui Q7G6, acluM 
cşndu-l în starea de saturaţie. Terna 
siunea din terminalul 41. al micrdJI 
procesorului devine zero şrrămânf 
la această valoare. • 

Contactul de ştergere dispare,a 
condensatorul C715 se descarci,! 
tranzistorul G706 se blochează, dara 
tensiunea din terminalul 41 rămâm9§| 
nulă. Situaţia devine identică cu cel 
din cazul în care pornirea TVC s-a! 
făcut cu emiţătorul de telecomandă^ 
în schema din fig. 3, se mai reşj 
marcă faptul că tranzistorul Q7af 
prin starea lui permanentă de coi! 
ducţie şi prin prezenţa diodei ZenerJ 
ZD701 de 5,6V în bază, reduce ten! 
siunea de 12 V >‘s valoarea de''5*1 
Această tensiune de 5V (ST5V), 
obţinută în am • . Yu :.. :u.ază mi- ţ 

croprocsscrul în terminalul 42. . " 

-V ' r 

în TVC de tip NEMNDIANA 
Televizoarele din familia NE! a 
boz? construcţiei două tipuri c 
sie- INDIANA 100 şi INDIANA 2 
La ambele tipuri de şasie, star 
de STAND-BY se poate asigura c 
întrerupătorul de reţea ş ; cu em- t! 
torul de telecomandă. 


115 V 


j ŢC1310 
R1323 10Q n 


26V 
16 V 


R1|23|l00n 

1 ' 


~ uţjî 


R84 

4^7 


iM y T 4 330 p 4 ; bază 

^ŢWs l j 30 r. 00 * Q6 °i 

£Z3- J X X ' 

390 


K130S 


C834 Jt C83B f -L 


330n 


100 jj 


R1378 
22 K 


P R1388 

L 22K 


ffţ 

0N/0FF y 1 

m— — L 


a 102 


R847 
10 K 


- JR 73 42 
HH ijlOK 
0313 ± 

4>i7 

r 01311 


C837 ^ 
330n f 


-YY-.b 


Q809 

JC501 


K 8 0 4 


lAMPLiFiCATORll 
DE LNFRAR0ŞU [ 
C I 1301 
TPMTB^O f 


R1399 


R1398 
220 


R1341 

220 


CI 30 8 


L±1 









are loc după următorul mecanism. 

Se conectează televizorul ia reţea. 
Se apasă întrerupătorul de reţea' T 
,fără ierinere Alimentatorul intră în 
funcţiune şi livrează sa jeşire tensiu¬ 
nile de 18V, 28V şi 115V. Tensiunea 
de 16 V este redusă de R1323 şi sta¬ 
bilizată la valoarea de 5V de către 
CI-1303 de tip L78G5G. Tensiunea 
de 5V alimentează microprocesorul 
PCA84C640/033 la terminalul 42, în 
momentul alimentării la terminalul 
41 al CI; 1300 apare o tensiune de 
4—5V în această situaţie baza 
tranzistorului G8Q9 de tip JC501 
este poianzaxa puternic. Terminalul- 
2 a! CI-803 se află ia.un potenţial de 
cca 1 5V Acest potenţial se tran¬ 
sferă în colectorul tranzistorului 
•Q809, determinând intrarea acestuia 
în saturaţie. Terminalul 1 ai Ci-303 
se află la un potenţial apropiat de al 
mase:, 'apt care determină întreru¬ 
perea funcţionării stabilizatorului de 
• 12V. Sta-ea de STAND-BY este 
semnalată as aprinderea unui LED 
notat cu L3 ”'311 Tranzistorul Q1312 
de tip JC501 este polarizat puternic 
- în bază. iar în colector primeşte ten¬ 
siunea de 5 V. în aceste condiţii 
tranzistorul intră în saturaţie, curen¬ 
tul de emitor circulă prin dioda lu- 
miniscentă, determinând astfei lumi¬ 
narea acesteia. 

C Punerea în funcţiune a TVC din 
starea de STAND-B,Y se poate face, 
fie cu întrerupătorul de reţea, fie cu 
■ emiţătorui de telecomandă. Prin 
menţinerea apăsată a tastei de re- 
ţea, cel de-a! treilea contact S al în¬ 
trerupătorului II se conectează ia 
' masă. Tensiunea din terminalul 41 
ai CI-1300 devine nulă. Deşi contac¬ 
tul S se menţine conectat ia masă 
circa 20 f*&, tensiunea din terminalul 
: 41 rămâne în continuare nulă, 
aceasta fiind determinată de circul - 
; tete microprocesorului. 

: Tensiunea nulă din terminalul 41 
determină blocarea tranzistorului 
-'Q809. 

Colectorul acestuia capătă poten¬ 
ţialul terminalului 1 ai stabilizatoru¬ 
lui. Tranzistorul Q8G9 fiind blocat, 


terminalul 1 are potenţialul ridicat şi 
apropiat de terminalul 2. Terminalul 
2 are în această situaţie potenţialul 
egal cu 12V. Tensiunea de 12V ali¬ 
mentează etajele de semna! mic ş! 
driverul. Etajul fina! linii intră în 
funcţiune, iar tensiunile furnizate de 
trafo linii alimentează restul etajelor 
din TVC, punându-l astfel în func¬ 
ţiune. 

Punerea în funcţiune cu ajutorul 
emiţătorului de telecomandă se 
produce după un mecanism similar. 

Se apasă una din tastele de pro¬ 
gram {de ia 0 la 9). Comanda se 
transmite prin amplificatorul de in- 
fraroşu echipat cu CI-1301 de tip. 
TEMT 3360, Sa terminalul 35 al mi¬ 
croprocesorului. La primirea acestei 
comenzi, tensiunea de 5V din termi¬ 
nalul 41 ai CI se anulează. Procesul 
se desfăşoară în continuare ca în 
cazul descris anterior. 

Revenirea Sa starea de STÂMD-BY 
din starea de funcţionare se reali¬ 
zează numai cu ajutorul emiţătorului 
de telecomandă. Prin acţionarea 
tastei „ÎNTRERUPERE ALIMEN¬ 
TARE" de pe p« r fbul emiţătorului, 
microprocesorul primeşte o co¬ 
mandă la terminalul 12, care modi¬ 
fică tensiunea din terminalul 41 din 
zero în 5V, 

La apariţia acestei tensiuni, Q8G9 
intră în saturaţie, CI-803 se între¬ 
rupe, iar televizorul iese din func¬ 
ţiune. 

4, Generarea stării de STAND-BY 
In TVC PRSMA şs MEC. 

Există o gamă variată de TV în cu¬ 
lori moderne care realizează starea 
de STAND-BY prin scoaterea din 
funcţie a alimentatorului. Printre 
acestea se află si modelele de TVC: 
JEC, ETRON, BAIHUA, PRIMA si 
MEC. 

Etajul comandat este alimentato¬ 
rul, iar roiul întrerupătorului \ z (vezi 
fig. 1) este asigurat de un releu. 

'Pentru exemplificare se vor alege 
modelele'PRIMA şi MEC,'care au 
aceeaşi schemă electrică, diferenţa 
constând în modul de prezentare. 

Schema electrică de principiu, re¬ 
prezentând o parte a schemei bloc 


din fig. 1, este dată în fig. 5. 

Această schemă, faţă de schemele 
din fig. 3 şi 4, şi faţă chiar de marea 
majoritate a schemelor de TVC, pre¬ 
văzute cu stare de STAND-BY, di¬ 
feră prin: 

— lipsa întrerupătorului de reţea; 

— terminalul microprocesorului, 
conectat la circuitul de STAND-BY, 
trece în starea „1“ logic (5V), atunci 
când televizorul se află în funcţiyne; 

— aprinderea LED-uiui roşu sem¬ 
nalează starea de funcţionare a 
TVC. 

• Starea de STAND-BY se obţine în 
două moduri: 

— conectarea TVC ia reţeaua de 


mentat, rămâne în stare Ide 
STAND-BY. | 

Prin dioda LtQSOS nu circulă'cu¬ 
rent, din cauză că tranzistorul Q913 
este blocat şi ca atare nu se 
aprinde. ' ♦ , 

Punerea in funcţiune S TVC liin 
starea de STAND-BY se real zeâză 
fie cu o fastă anume a receptorului, 
fie prin acţionarea j >e 4 e 
îele emiţătorului de • telecomand#, 
numerotate de la 0 la 9. 

La apăsarea tastei receptorului,, 
acesta revine pe programul pe care 
a funcţionat ultima oară, înainte de 
a trece în STAND-BY. 

La ■ apăsarea oricăreia dintre tas¬ 
tele menţionate, microprocesorul 
primeşte o comandă, care modifică 
starea terminalului 8 de la „0“ logic 
la „1“ logic. 

Tensiunea de cca 5V din termina¬ 
lul 8 ai Ci-903 deschide tranzistoa- 
rele Q802 şi Q913, aducându-le în 
regim de saturaţie. Curentul de emi¬ 
tor al tranzistorului Q8Q2 circulă 
prin bobina releului RL501, închi¬ 
zând contactul acestuia. Prin închi¬ 
derea contactului tensiunea de reţea 
se aplică redresorului şi apoi .ali¬ 
ni enîaîoruiui propriu-zis. 

La ieşirea alimentatorului se obţin 
tensiunile de 18V şi 110V, cu care se 
alimentează restul etajelor TVC. 

Tranzistorul Q913 fiind In satura¬ 
ţie, curentul de emitor ai acestuia 
circulă prin LED903, iluminând-o. 

Deci, aprinderea LED-ului semna¬ 
lează'Starea de funcţionare a TVC. 
* Revenirea la starea de STAND-BY 
se realizează prin acţionarea unei 
taste anume a emiţătorului de- tele¬ 
comandă. 

La apăsarea tastei, microproceso¬ 
rul primeşte comandă a ern na¬ 
iul 35 pr o i c rmediul pre mp fi s 
orului ce infrsţroşi Stare e mi a- 
luiui 8 devine „G‘ logic, iar cele 
două tranzistoa - Q8G2 - 3913 se 

blochează. 

Blocare ranzisto 3 SC eter- 
mină întreruperea ontactuiu- •'! •_ 
lui EL501, între uperea ciimerL-n 
TVC. şi în final scoaterea din func¬ 
ţiune a tefe izor u ui 


— acţionarea tastei de 
STAND-BY existentă pe emiţătorul 
de telecomandă, în momentul când 
TVC se află în funcţiune. 

La simpla conectare ia reţea a 
TVC, curentul de reţea circuiâ prin 
primarul transformatorului T801, 
Tensiunea indusă în secundar este 
redresată de ' puntea, formată cu 4 
diode de tip 1N4004, obţinându-se 
la bornele condensatorului electroli¬ 
tic o tensiune continuă de cca 14V. 

Cu această. tensiune se alimen¬ 
tează colectorul tranzistorului Q801 
de tip D40GE şi se polarizează baza 
aceluiaşi tranzistor. Tensiunea din 
bază este stabilizată la 5,6V de către 
diodă Zener D864. Tranzistorul 
Q8G1 conduce, iar tensiunea din 
emitor de 5V alimentează micropro¬ 
cesorul la terminalul 42, preamplifi- 
catorul de infraroşu, dioda LED903 
şi alte câteva circuite. La alimenta¬ 
rea microprocesorului tensiunea din 
terminalul 8 devine nulă, adică „0" 
logic. 

Datorită lipsei de tensiune din ter¬ 
minalul 8, tranzistoarele Q802 de tip 
D400E şi Q913 de tip C1815Y rămân 
blocate. 

Deoarece prin bdbina .releului 
RL501 nu frece curent, contactul re¬ 
leului rămâne deschis, puntea redre- 
soare, formată din 4 diode de tip 
TVR — 4J, nu primeşte tensiune al¬ 
ternativă, alimentatorul nu funcţio¬ 
nează şi în final, TVC nefiind aii- 


D501 IN 4148. 


R502 


ALIMENTATOR 
Q 510 
DFA05E 


,4x4n7 


PREAMPUFfCATQR 

de Infraroşu 


MICROPROCESOR 
C I 903 
TMP47C433AN 


D865...D868 
4x1N40C4 


LED903; 


TEHNSUM 10/1993 











iWiontajul permite recepţionarea 
emisiunilor de radiodifuziune pe 
unde ultrascurte, cu modulaţie de 
frecvenţă, din banda C.C.I.R. 
(88—104 MHz) într-un receptor pre¬ 
văzut a recepţiona emisiunile de ra¬ 
diodifuziune cu modulaţie de frec- 
venţă din banda O.I.R.T. 
(66—73 MHz), fără a se interveni cu 
nimic în schema receptorului. Con¬ 
vertorul realizează o schimbare de 
frecvenţă convenabilă (alta decât în 
receptor) astfel încât semnalul cap¬ 
tat de antenă să fie „convertit' 1 din 
banda C.C.I.R. în O.I.R.T. şi aplicat 
apoi receptorului, care-l prelucrea^ 
„normal", aidoma unui semnal veri¬ 
tabil emis direct în banda O.I.R.T. 
Ansamblul convertor + receptor lu¬ 
crează ca un receptor .cu dublă 
schimbare de frecvenţă. 

Convertorul (denumit uneori 
„adaptor" în mod impropriu) constă 


penîn 


ing. DSIVU ZAMF1RESCU 


trare al convertorului este „fix" . 
(neacordabil) şi nu se pune pro¬ 
blema alinierii ca într-un receptor 
superheterodină clasic; ar trebui ca 
la acţionarea butonului de acord al 
receptorului (care modifică atât 


(mai scump faţă de un simplu osci¬ 
lator LC), avantajele sunt evidente: 
practic nu este » acesar nici un re¬ 
glaj delicat, care să se modifice ne¬ 
dorit, în timp sau la variaţia tempe¬ 
raturii, tensiunii de alimentare sau 


zistorului ar fi decuplată cu un con¬ 
densator de capacitate suficient de 
mare la masă, oscilaţiile s-ar amorsa 
pe frecvenţa determinată de grupul 
CI, C2 şi L, schema fiind un oscila? 
tor Colpitts. Capacitatea paralel a 
cuarţului (câţiva pF) nu poate asi¬ 
gura decuplarea şi prip urmare osci¬ 
latorul nu poate oscila. Doar la frec¬ 
venţa de rezonanţă serie a cuarţului, 
fs, şi pe frecvenţele armonice im¬ 
pare' 3fs, 5fs, cuarţui se comportă ca 
o rezistenţă mică (sute de ohmi) asi¬ 
gurând „decuplarea" bazei oscilato¬ 
rului LC de tip Colpitts. Dacă frec¬ 
venţa: 


coincide cu fs, schema va oscila pe 
fs, dacăf ic ^3fs; schema va oscila?; 



dintr-un schimbător ds frecvenţă 
(mixer) şi un oscilator loca!. 
Schema poate conţine şi un etaj 
amplificator de radiofrecvenţă (ARF) 
sau un etaj amplificator de frecvenţă 
intermediară (AFi); montajul descris 
mai jos nu are aceste două ultime 
etaje. 

Sunt posibile două situaţii: 

a) frecvenţa oscilatorului conver¬ 
torului este fixă şi atunci frecvenţa 
de ieşire (prima frecvenţă interme¬ 
diară de fapt) este variabilă: 

b) frecvenţa oscilatorului conver¬ 
torului este variabilă şi atunci frec¬ 
venţa de ieşire este constantă. 

în prima situaţie, selectarea emi¬ 
siuni! dorite se face cu ajutorul bu¬ 
lonului de acord ai receptorului, iar 
în a doua situaţie, selectarea emisiu¬ 
nii dorite se face acţionând asupra 
oscilatorului local a! convertorului, 
receptorul rămânând tot timpul 
acordat pe aceeaşi frecvenţă. 

Cei care cunosc receptoarele cu 
dublă schimbare de frecvenţă recu¬ 
nosc aici ceie două situaţii tipice, 
când: 

a) prima frecvenţă intermediară 
este variabilă; 

b) prima frecvenţă intermediară 
este fixă. 

întrucât acoperirile benzilor 
C.C.I.R. şi O.I.R.T. sunt diferite (16 
MHz. respectiv 7 MHz), varianta (a) 
nu permite decât recepţionarea unei 
porţiuni de 7 MHz din banda 
C.C.I.R. Această porţiune se „alege" 
fixând valoarea frecvenţei oscilato¬ 
rului convertorului. Circuitul de in- 


frecvenţa oscilatorului locai cât şi 
frecvenţa de acord a circuitului de 
semna! al receptorului) să se modi¬ 
fice simultan şi acordul circuitului 
de intrare a! convertorului. Totuşi, , 
dacă se doreşte, se poate utiliza un 
circuit de intrare acordabi! (cu con¬ 
densator variabil) ia convertor, dar 
acesta va fi acţionat independent: în 
acest caz posturile „se caută" tot 
din acordul receptorului, acţionarea 
acordului circuitului de intrare a! 
convertorului îmbunătăţind sensibili¬ 
tatea şi atenuarea canalului „ima¬ 
gine". - 

Schema prezentată nu apelează la 
această soluţie, care ar îngreuna 
manevrarea receptorului ci folo¬ 
seşte ca circuit de intrare un filtru 
ceramic de tip trece-bandă (evident 
industrial), care are banda de tre¬ 
cere 88—108 MHz şi care oferă o 
atenuare suficientă canalului „ima¬ 
gine". De altfel, acest, canai este si¬ 
tuat mult mai „departe" de frecvenţa 
recepţionată decât în receptoarele 
M.F. obişnuite, cu o singură schim¬ 
bare de frecvenţă, deoarece acum 
prima frecvenţă intermediară nu mai 
este 10,7 MHz, ci este situată un¬ 
deva în intervalul 65—73 MHz! 

Varianta aleasă în montajul nostru 
este deci (a), iar oscilatorul Jocal al 
convertorului este cu cuarţ. in acest 
mod se înlătură orice instabilitate de 
frecvenţă potenţială şi funcţionarea 
este posibilă, chiar dacă tensiunea 
de alimentare variază în limite largi 
(de la 4,5 V la 15 Vi). Deşi pare inu¬ 
tilă utilizarea unui oscilator cu cuarţ 


datorită şocurilor mecanice ine¬ 
rente; totodată nu riscăm ea o staţie 
recepţionată să „gliseze" pe scala 
receptorului într-o zonă unde există 
deja o staţie O.I.R.T. Bineînţeles, o 
interferenţă se poate întâmpla câte¬ 
odată, în funcţie de situaţia concretă 
a recepţiei în zona geografică de 
utilizare a convertorului, dar schema 
permite mici „retuşuri" aie frec¬ 
venţei oscilatorului cu cuarţ al con¬ 
vertorului; se poate utiliza eventual 
alt cuarţ. 

Varianta (b), deşi permite alegerea 
primei frecvenţe intermediare 
într-un loc „liniştit" de pe scaia re¬ 
ceptorului MF, necesită însă un os¬ 
cilator iocai LC acordabi!, cu toate 
probiemeie legate de stabilitate 
(electrică şi mecanică), scală, de- 
muitiplicare etc. Acordul se face din 
convertor, receptorul rămânând 
„fix". 

Să examinăm acum schema de 
principiu. Oscilatorul cu cuarţ este 
realizat cu tranzistorul TI (BF 199 
sau similar). S-a utilizat un cristai 
de cuarţ cu frecvenţa 8,867 MHz, 
uşor de procurat întrucât se întrebu¬ 
inţează în televizoarele color (frec¬ 
venţa purtătoarei de crominanţă fi¬ 
ind jumătatea acestei frecvenţe). 
Schema este de tipul „overtone", 
permiţând oscilaţia direct pe armo¬ 
nica a treia („mecanică") a cristalu¬ 
lui de cuarţ, adică circa 26,6 MHz. 
Utilizând un cristal de 9 MHz, 
schema va oscila în jur de 27 MHz. 
Circuitul acordat Ci, C2, L rezo¬ 
nează pe 26,6 MHz. Dacă baza tran- 


pe 3 fs etc. Frecvenţa de lucru este 
determinată de elementul cu factc- 
, rui de calitate ce! mai -mare (crista¬ 
lul de cuarţ), dar este posibi! ca, ac¬ 
ţionând asupra circuitului LC, să 
modificăm frecvenţa, de iucru în ii- ! 
mite mici (să zicem ± 0,5%), dar 
pentru aceasta circuitul LC se deza¬ 
cordează masiv (să zicem ± 20%). 
încercarea de a modifica mai muit 
frecvenţa de iucru se poate solda fie 
cu ieşirea din funcţiune a oscilato¬ 
rului, fie cu reamorsarea (arin salt) 
a frecvenţei de oscilaţie pe frecvenţa 
circuitului LC (deci cuarţui se com¬ 
portă ca o capacitate şi nu contri¬ 
buie îa stabilitatea frecvenţei): Totul 
depinde de „rezerva de pantă" a 
tranzistorului^ mai exact de „re¬ 
zerva" de amplificare pe bucla osci¬ 
latorului. Explicaţia oscilaţiei pe o 
frecvenţă uşor diferită de fs (sau 
3 fs în cazul nostru) este legată de 
făptui că, ia dezacordul circuitului 
LC, .se int/oduce o fază care este 
compensată de faza rezonatorului 
cu cuarţ, astfei încât reacţia sâ r㬠
mână pozitivă. De fapt frecvenţa de 
oscilaţie este cuprinsă între f u - şi 
3 fs, foarte aproape de ultima. Multe 
cristaie de cuarţ (în generai peste 
10...15 MHz) au înscrisă pe ele frec¬ 
venţa armonicii a treia (3 fs). 
Schema noastră permite funcţiona¬ 
rea pe această frecvenţă („over¬ 
tone"). introducând cuarţui într-o 
schemă clasică (fără circuit LC au¬ 
xiliar), putem constata că oscilează 
pe 1/3 din frecvenţa înscrisă pe ei, 
adică pe fundamentaîa mecanică. 


16 


TEHNIUM 10/1993 












de circa 7...10 MHz, fiind amortizat 
de rezistenţa R de 470...620Q. Acor¬ 
dul lui nu este critic; bobina L2 nu d 
avut miez de ferit㠺i acordul s-a f㬠
cut cu ... letconul, schimbând con¬ 
densatorul C2. Fireşte o soljjţie mai 
elegantă era utilizarea unuHtrimer.* 
Bobina L2 a avut 5 spire cu 0 0,5 ? 
mm bobinate cu pas pe o carcasă 
cu 0 9 mm pe o lungime L = 7 mm. 
înfăşurarea L3 a avut 2 spire 1 (spiră 
lângă spiră) bobinate la. capătul 
„rece“ al bobinei L2 (cel decuplat la 
masă) la o distanţă de 2 mm. 

Receptorul utilizat are intrare si¬ 
metrică de 2400, iar linia de interco¬ 
nectare este de tip bifilar cu dielec- 
tric solid. Imediat lângă înfăşurarea 
L2, s-a conectat un atenuator sime¬ 
tric, format din rezistenţele R1R2, de 
6dB, pentru a separa circuitul de ie¬ 
şire al convertorului de circuitul de 
intrare al receptorului, pentru a re¬ 
duce „influenţa" între cele două cir¬ 
cuite şi a le menţine la parametrii 
proiectaţi. Oricum, convertorul con¬ 
feră un câştig de circa 10 dB. 

Pe schemă s-au indicat tensiunile 
continue în emitoarele 
tranzistoarelor, în cazul alimentării 
cu 9 V. Aceste valori sunt orienta¬ 
tive. Consumul total este ceva mai 
mic de 4 mA. 

Montajul trebuie realizat pe circuit 
imprimat, compartimentând cele 
două etaje, pentru a se evita cupla¬ 
jul magnetic între cele două bobine. 
Deci, se va realiza din tablă o „cu¬ 
tie" compartimentată în două, utili¬ 
zând tehnologia de la amplificatoa¬ 
rele de antenă TV. Se va evita am¬ 
plasarea bobinelor mai aproape de 
1,5...2 cm de ecrane. Toate conden¬ 
satoarele de decuplare vor fi de tip 
plachetă ceramică, iar condensatoa¬ 
rele CI, C2, C3 şi C4, de tipul disc 
ceramic (de circuit). în figura 2 este 
prezentată poziţia staţiilor în gama 
C.C.I.R. recepţionate cu ajutorul 
convertorului pe scala receptorului 
O.I.R.T. Dacă acesta din urmă nu 
are intrare pentru 2400, ci este pre¬ 
văzut cu antenă telescopică încor¬ 
porată, convertorul se va cupla la 
receptor legând borna (a’) la masa 
convertorului, iar (a) printr-un fir 
izolat se va apropia de antena re¬ 
ceptorului, eventual răsucindu-se o 
dată pe aceasta. Firul fiind izolat, se 
va realiza un surogat de cuplaj ca- 
pacitiv. 


schema noastră, poate oscila pe 
9 MHz (dacă f ; , = fs), sau 27 MHz 
(dacă fie = 3 fs). 

Bobina LI are 8 spire cu sârmă cu 
0 0,2 mm bobinate spiţă lângă spiră 
pe o carcasă cu 0 6 mm de tipul 
utilizat în receptoarele TV româneşti 
(tipul fără carcasă dar cu miez de 
ferită). Cuarţul oscilează practic pe 
toată plaja de reglaj a bobinei, cu 
valorile indicate pe schemă; dacă 
frecvenţa variază masiv cu poziţia 
miezului, înseamnă că nu este înde¬ 
plinită condiţia f LC —3 fs şi că frec¬ 
venţa este practic, f LC , ceea ce nu 
este de dorit. 

Tensiunea de ieşire se culege din 
emitoru! tranzistorului TI. Dacă se 
dispune de un receptor de radiodi¬ 
fuziune prevăzut cu posibilitatea de 
a recepţiona banda de radiodifu¬ 
ziune de 11 m, atunci oscilatorul 
convertorului poate fi „auzit" ca o 
purtătoare puternică, nemodulată, 
direct în receptor. Pe frecvenţa 
8,867 şi pe armonica a doua a aces¬ 
teia nu trebuie să se „audă" nimic. 
Dacă se „aude" şi aici, înseamnă că 
schema oscilează pe fs, circuitul 
L1C1C2 fiind ineficient. La o reali¬ 


acest mod, se recepţionează porţiu¬ 
nea din gama C.C.I.R. cuprinsă între 
91,6 ,şi 99,6 MHz, dacă receptorul 
recepţionează 65—73 MHz. 

Utilizând un cuarţ de 10,7 MHz 
(uşor de procurat), se poate recep¬ 
ţiona aproximativ între 97 şi 105 
MHz, reducându-se numărul de 
spire al_ bobinei LI (cu o spiră sau 
două). în orice variantă, acoperirea 
nu poate depăşi 8 MHz (de pe scala 
receptorului de bază). 

Ştiind, deci, că modul de lucru 
corect al convertorului este fs—fh = 
fi (adică 65—73 MHz), să vedem ce 
interferenţe pot produce alte sem¬ 
nale ce ar pătrunde la intrarea mixe¬ 
rului convertorului. Principalul „ne¬ 
caz" este dat de semnalele fi, adică 
chiar de semnalele staţiilor puter¬ 
nice din gama O.I.R.T. La receptoa¬ 
rele clasice, cu frecvenţă interme¬ 
diară fixă, acest gen de interferenţă 
(produs de un semnal perturbator 
exterior având frecvenţa fi) este ate¬ 
nuat, în afară de circuitul de intrare, 
şi de un circuit suplimentar rejecţor 
montat la intrare şi acordat pe fi. în¬ 
trucât fi este variabil, această soluţie 
nu mai este practicabilă, iar circuitul 


suprapună, ci să se „ţeasă" pe scală. 
Fireşte, dacă tot ansamblul conver- 
tor-linie-receptor este ecranat, sem¬ 
nalele O.I.R.T. nu pot pătrunde de¬ 
cât atenuate pe la intrarea converto¬ 
rului. 

Datorită modului de lucru infra- 
dină, combinaţia „imagine" de tip 
fh—f’s = fi nu mai există întrucât fh < 
fi. Merită însă analizată combinaţia 
fh + fs’ (tot de ordinul doi), precum 
şi combinaţiile date de armonica a 
doua (52,2 MHz) sau a treia (78,3 
MHz) ale oscilatorului local al con¬ 
vertorului. Prima combinaţie cores¬ 
punde gamei 38,9...46,9 MHz, unde 
nu există staţii puternice şi care este 
„departe" de frecvenţa recepţionată 
(gama C.C.I.R.). într-adevăr 
(38,9—46,9) + 261 = 65+73 MHz. 

Combinaţia 2fh + fs’ = fi cores¬ 
punde unor semnale perturbatoare 
din gama US (12,8—20,8 MHz), iar 
combinaţia fs’—2fh = fi unor sem¬ 
nale din gama 117,2—125,2 MHz. 
Ultima combinaţie reprezintă o posi¬ 
bilitate reală de interferenţă, fiind 
aproape de gama recepţionată 
(C.C.I.R.) dar în acest interval nu 


© ©> [M [Mi 1 

va 'oferă din sf©€ cablu ceaild 


m ss c/u, m m m 

THICK ETHERNET 
CONECTOARE 

ia cerere livrai orice specificaţie de eiblu pentru: 

transmisii de date 
(RG 59B/IJ, 2 x RG 59B/U 

RG 71 B/U, TOKEN RING 
ETHERNET TRANSCEIVER 
THIN ETHERNET TWINAX 
10BaseT, RS 232, RS 422) 
telefonie, telefonie mobila 
antene TV, SATELIT 
sisteme d© alarma, automatizări 
sisteme AUDIO, VIDEO 

Căutăm distribuitori In toata tara» 


S.C. TEHNIUM ROMFABER S.R.L. 
Oferă prestaţii Consulting 
în domeniul industriei electronice 


Oferim prestaţii de Consulting în domeniul electronicii în 
următoarele domenii: 

1. Consultanţă generală pentru cumpărătorii „en gros" de 
avizare a calităţii unor produse electronice destinate co¬ 
mercializării (calitate, competitivitate, încadrare în normele 
româneşti, etc.). 

2. Consultanţă şi asigurarea obţinerii buletinelor de avizare 
a produselor ce urmează a fi comercializate din punct de 
vedere electrosecuritate şi radioprotecţie. 

3. Consultanţă pentru societăţile comerciale sau persoane 
fizice privitor la probleme de electronică (teoretice sau 
practice) cu caracter de unicat. 

4. Proiectarea şi asistenţă tehnică la fabricarea de bunuri 
electronice de larg consum. 

5. Asistenţă tehnică la punerea în funcţiune a aparaturii 
electronice industriale profesionale şi semiprofesionale. 

6. Asistenţă tehnică la punerea în funcţiune a-aparaturii de 
studio radio şi ŢV. 

7. Consulting cu prioritate la orice nivel cu privire la: 

— bunuri de larg consum (radio, TV, casetofoane, apa¬ 
ratură Hi-Fi, videocasetofoane, camere de luat vederi, per¬ 
sonal computere); 

— aparatură semiprofesională şi profesională (aparatură 
de studio radio şi TV, roboţi industriali, calculatoare, TV 
cablu); 

— linii de fabricaţie pentru bunuri electronice sau linii 
de fabricaţie asistate de calculator. 

Telefon 618 35 66 


zare corectă, fenomenele nedorite 
descrise mai sus nu apar şi totul 
„merge dintr-un foc"; dar dacă o 
componentă este defectă sau ina¬ 
decvată, defectul poate fi găsit şi 
eliminat pe baza ceior descrise mai 
sus. 

Convertorul realizează o schim¬ 
bare de frecvenţă de tip „infradină", 
adică oscilatorului este de frecvenţă 


sunt staţii de radiodifuziune. în fine, 
combinaţia 2fh—fs’ = fi nu apare 
ca o sursă de interferenţă întrucât 
2fh < fi. Cititorul poate studia şi posi¬ 
bilitatea ca să apară interferenţe din 
combinaţii de tipul 3fh—fs’ = fi sau 
fs’—3fh = fi. 

Revenind la schemă, se observă 
că schimbarea de frecvenţă este de 
tip aditiv, semnalul şi oscilaţia apli- 
cându-se joncţiunii bază-emitor a 
tranzistorului T2. Circuitul de intrare 
este reprezentat de filtrul SOSHIN 
de tip PFWE3. 

Antena recomandată este de tip 
„baston" sau de tip dipol în V, cu¬ 
noscut sub numele de „urechi de ie¬ 
puraş", în ultimul caz fiind necesar 
şi un circuit de simetrizare (balun), 
dar în cazul staţiilor locale o sârmă 
de 70—80 cm poate fi suficientă. 

Circuitul de ieşire al mixerului, 
L2C3, este acordat în mijlocul benzii 


de intrare neacordabil de bandă 
largă „face ce poate", producând o 
anumită atenuare. Dar, în realitate, 
semnalele staţiilor O.I.R.T. pătrund 
şi direct în receptor, ca antenă ser¬ 
vind iinia de interconectare recep- 
tor-convertor, care nu este perfect 
simetrică. Aşa că trebuie acceptată 
„coabitarea" staţiilor C.C.I.R. „con¬ 
vertite" cu staţiile O.I.R.T. pe scala 


TEHNIUM 10/1993 


17 







mingi 1 • U,U1 9'£ 


Conducerea automată 

a ck : t . z ~ 

ROTAT!Vî E la formatul 

VIDEQ-8 

ing. ŞERBAIM NAICU 



pistă audio liniară 



Există trei variante de videocasetofoarie în for¬ 
matul Video-8 şi anume: 

— Video-8 mono care înregistrează patru frec¬ 
venţe pilot, destinate ghidării celor două capete 
mobile: purtătoarea de crominanţă (0,732 MHz), 
purtătoarea audio MF (1,5 MHz) şi purtătoarea de 
luminanţă (4,8 MHz) considerată ca frecvenţa 
centrală a excursiei de frecvenţă de la 4,2 MHz la 
5,4 MHz. 

— Video-8 stereo care înregistrează un sunet 
complementar modulat în impulsuri de lăţime va¬ 
riabilă 4 (PCM), patru frecvenţe pilot de urmărire a 
pistei; purtătoarea de crominanţă (0,732 MHz), 
două purtătoare modulate în frecvenţă prin două 
canale audio (1,5 MHz pentru Stânga+Dreapta şi 
1,75 MHz pentru Stânga—Dreapta) şi purtătoarea 
de luminanţă cu aceeaşi frecvenţă centrală (4,8 
MHz) şi aceeaşi excursie de frecvenţă: 4,2 MHz la 
5,4 MHz. 

— Video HI 8 cu aceleaşi frecvenţe mai puţin 
cea a purtătoarei de luminanţă (6,7 MHz) pentru 
o excursie de frecvenţă de la 5,7 MHz la 7,7 MHz. 

Formatul Video-8 a mai fost prezentat în revista' 
noastră în numărul 1/1993 (comparativ cu forma¬ 
tul. VHS). 

în figura 1 sunt prezentate frecvenţele semnale¬ 
lor Video-8 stereo cu o parte a pistelor rezervate 
semnalelor audio PCM, celor două sunete MF şi 
spectrelor de luminanţă şi crominanţă. 

în figura 2 este prezentată o altă parte a pistei 
cu amplasarea frecvenţelor pilot. 

înfăşurarea benzii magnetice de 8 mm lăţime se 
face pe 221° din circumferinţa discului rotativ. 
Acesta este prevăzut cu două capete pentru su¬ 
netul complementar (pe 36°), pentru semnalele 
video şi audio MF (pe 180°) şi pentru frecvenţele 
pilot (pe 5°). în figura 3 se observă cele două ca¬ 
pete mobile A şi B, precum şi capul mobii E des¬ 
tinat ştergerii. Viteza relativă capete/bandă este 
de 3,12 m/s. Viteza de deplasare a benzii este de 
2,005 cm/s în SP şi 1,0025 cm/s în LP (în Long 
Play viteza fiind redusă la jumătate). 

Când capul A se găseşte, la începutul pistei, în 
punctul 4, capul B se găseşte în punctul 2. între 
punctele 4 şi 1 capul A înregistează (sau citeşte) 
sunetul complementar modulat în impulsuri de l㬠
ţime variabilă (PCM). între punctele 1 şi 3 capul 
A înregistrează (sau citeşte) semnalele de lumi¬ 
nanţă, crominanţă şi audio modulate în frecvenţă, 
între punctele 3 şi 5 capul A înregistrează (sau ci¬ 
teşte) frecvenţele pilot destinate urmăririi pistei. 
Rotaţia capului A începe în punctul 4 şi se ter¬ 
mină în punctul 5. Ea este compusă din 36° PCM, 
180° video şi audio şi 5° pentru urmărirea pistei 
(în total 36+180+5=221°). 

Când capul A este în punctul 4 4 capul B este în 
punctul 2, iar când capul A trece de la punctul 2 
la punctul 3, capul B se va deplasa de la punctul 
4 Ja punctul 1. 

în figura 4 se disting şi mai bine rotaţia capete¬ 
lor A şi B. Acest sistem permite introducerea unui 
semnal audio complementar în timpul intervalului 
dintre punctele 4 şi 1. 

între punctele 3 şi 5 din figura 4 sunt înregis¬ 
trate de către capetele rotative video (pe o rotaţie 
de 5°) patru frecvenţe pilot care formează siste¬ 
mul de căutare automată a alinierii (ATF). 

Capetele video sunt mai late decât pistele şi 
astfel când un cap citeşte de exemplu frecvenţa 
pilot f2, el culege şi frecvenţele pilot fi şi f3 în¬ 
scrise pe pistele adiacente (figura 2). Dacă nivelul 
semnalelor fi şi f3 este identic, capul respectiv 
este perfect centrat pe pistă şi nu este necesară o 
corecţie a sistemului ATF. Este cazul capului mo¬ 
bil din figura 5, când V1=V2 (deci VI—V2=0). 
Tensiunea VI se găseşte la bornele circuitului 
acordat pe 45 kHz. în urma fenomenului de „b㬠
tăi" care apare între f1=101,02 kHz şi f2=117,19 
kHz, ia naştere frecvenţa f2—f 1=16 kHz, iar între 
f2 şi f3=162,76 kHz se produce frecvenţa f3—f2= 
45 kHz. Acest lucru justifică prezenţa tensiunii VI 
la bornele circuitului de 16 kHz şi a lui V2 la bor¬ 
nele circuitului de 45 kHz. Dacă V1=V2 corecţia 
este inoperantă, cabestanul rotin’dli-se cu aceeaşi 
turaţie. 

Dacă viteza de deplasare a benzii scade, ten¬ 
siunea culeasă de frecvenţa fi—f2 este mai mare 
decât cea provenind de la f3—f2, deci V1>V2. Di¬ 
ferenţa VI—V2 determină accelerarea turaţiei ca- 
bestanului şi viteza de deplasare a benzii va 
creşte. 

Când V1=V2 viteza de rulare a revenit la normal 
şi capul mobil se va deplasa pe axul central al 
pistei 2 cu VI—V2= +V cabestan. 

Dacă banda se deplasează prea rapid, tensiu¬ 
nea la bornele circuitului de 45 kHz va fi mai 
mare decât cea de la bornele circuitului de 16 
kHz, deci V2>V1 şi VI—V2=—V cabestan. Cabes¬ 
tanul se va roti mai lent şi banda se va deplasa cu 
o viteză mai redusă. Capul mobil va fi ghidat în 
mod automat spre centrul axului pistei 2 (fig. 5). 


TEHNIUM 10/1993 












Comanda cabestanului nu se va face în timpul 
tuturor pistelor ci numai în timpul unei piste din 
două: astfel de la pista 2 reapare la pistele 4, 6 , 8 
etc. Este suficient de a se comuta circuitele acor¬ 
date pe 16 şi 45 kHz pentru a se obţine o ghidare 
automată a capetelor rotative în timpul tuturor 
pistelor. 

Urmărirea pistelor se face perfect, în ciuda gro¬ 
simii foarte mici a acestora: 34,4 ,um la SP şi 17,2 
M m în modul LP. Calculele arată că numărul pe¬ 
rioadelor pilot este în medie 58 pentru 5° de fie¬ 
care salvă. 

CARACTERISTICI ALE CAPETELOR ROTATIVE 
Şl ALE PISTELOR LA FORMATUL VIDEO-8 STE¬ 
REO 

1. Viteza de rotaţie a discului cu capete: 1500 
rot./min. 

Numărul liniilor într-o secundă N=625x25= 
15 625. 

Fiecare rotaţie completă a discului (cu 360°) 
corespunde cu 625 linii. 

Numărul de rotaţii pe secundă: 15 625/625=25 
rot/sec. (sau 25x60=1500 rot/min.). 

2. Viteza relativă capete magnetice/bandă. 

Diametrul discului cu capete: 40 mm. 

Circumferinţa discului: 40 tt= 125,6 mm. 

Numărul de rotaţii pe secundă: 25. 

Viteza relativă capete/bandă: (125,6x25)—v= 
3,12 m/s 

3. Lungimea pistelor: 

Fiecare pistă este compusă din: 36° sunet com¬ 
plementar, 180° video şi audio FM, 5° frecvenţe 
pilot (total 36+180+5=221°, figura 1). 

30 o = J 25 .:* L . 36 = 12,56 mm 


5 o = 125 - — ■ 5 = 1,74 mm 
360 

în total lungimea unei piste va fi de: 77,1 mm — 
figura 1. Pista video are o lungime de 62,8 mm. 

62,8 


4. Lăţimea pistelor video. 

înclinarea pistelor este de 4°53’06”=4,885°. tg 
4,885° =0,085. întrefierul capetelor video: 0,3 m. 
Lăţimea pistelor L=0,085x0,2=0,017 mm la oprire 
17 u m . respectiv 17,2 m la LP Şi 34,4 la SP. 

5. Lungimea unei linii video: VxT=3,12 m/s. 64 
ms= 0,2 mm. 

6 . Lungimea de undă înregistrată la frecvenţa 

V 

maximă a excursiei de frecvenţa: X = —-= 

•max 

= —-— = 0,58 îim (bandă cu metal). 

5,4 MHz 

7. Numărul de lungimi de undă pe pista video 
Lungimea unei piste video: 62,8 mm 

_ 52 


Numărul lungimilor de undă pe pistă utilă: 




I36j1®£-J5* 


-Vî _-U 3 2 



Y demodulat 


r - -2- ^ B 4 


video 8 luminantâ 


1 \X 3 4 1- ! 5 ! 6 7 8 

175 \ 2 4 \ 


Y demodulat 


4,8 

frecventă centrală 


12 3 4 


.. 0 V=3,12m/s 

Y, d eo & luminantâ 
crominantâ 


ii 2 3 4 i*--*] 6 7 8 

0732 4,2 5,4 X= 3 ' 12m/s 

5,4 MHz 



"I 2 3 4 5 [6 

0,732 ' ^ l 2m/s =Q 4u 57 

7,7MHz H ' 



1 2 3 4 5 1. 6 


7 J 8 
6,7 1 7,7 


_V=3,12m/s 


V=6,24m/s 


7j 8 


3 3 ( 12x2m/s n oi 

A-—--r-=0 ( 84U 

74 MHz y 

8 . Numărul lungimilor de undă pe semicadru 
de 20 ms: 88 000 . 

9. Numărul lungimilor de undă pe secundă: 
88 000x50=4 400 000, deci 4,4 pe fiS, deci 4,4x52 
ms= 228 pe linie. 

10. Numărul punctelor pe linie în absenţa sub- 
purtătoarei: 228x2=456, corespunzător la 3,8 MHz. 

La sistemele PAL şi SECAM se produce o sen¬ 
sibilă atenuare a frecvenţelor ridicate ale semna¬ 
lului de luminanţă, ceea ce determină reducerea 
numărului de puncte la cca 300, corespunzând la 
2,8 MHz. 

11. Frecvenţa centrală a semnalului de lumi¬ 
nanţă (purtătoarea). Excursia de frecvenţă: 

4,2 + 5 -- 4 = 4,8 MHz (purtătoare) 

2 

fi = 10\02 f 2 = 117,19 f 3 =162,76 f4 =146,48 


54 6,4 7,4 


taKHz] 1 45KHz ! U6KHz 1 45KH3 


Banda laterală inferioară: 4,8—1,8=3 MHz. 
Banda laterală superioară: 5,4—4,8=0 ,6 MHz. 
Indice de modulaţie: f/fm<w=0,3/2,8=0,107 lumi¬ 
nanţă. 

Negru: 3,8 MHz; Alb: 5,6 MHz. 

Indice de modulaţie- al cromipanţei 75/20=3,75 
Af = (5,4—4, 8 )/2=±0,3 MHz. 

12. Număr de perioade pe distanţă de 5°: 


Lungimea de undă înregistrată corespunzătoare 
unei frecvenţe pilot de 101 kHz este egală cu V/f. 

(CONTINUARE ÎN PAG. 21) 

fi =101,02 f2=117,19 f3=162,76 f4=146,48 


npn < \\TT* I 1 K V2 

5 la, ! 1 

VI - V2=0 ^ 1 VI-V2 = 0 


cceleraîil 


VI - V2 =+Vc i VI- |V2=+Vc 


VI -V2=-Vc i VI-V2=- Vc 


ra rai m 


*vT^ i ^vT^ I ^vH 1 1 

i I i 

V1-V2 = 0 I — VI- V2= 0 


-'| I ! 

\ ! ^ 

VI - V2=+Vc 1 VI - V2 = +Vc 

î l I 

1 ! L 

7 : / 

VI - V2=- Vc I VI-V2=- Vc 


TEHNIUM 10/1993 










CITITORII RECOMANDA 


sursa prezentată permite ali¬ 
mentarea oricărui consuma¬ 
tor de 60—70 W, având ten¬ 
siunea de lucru de maximum 
30 V. Avantajele pe care !e prezintă 
sunt următoarele: 

■ — reglaj continuu al tensiunii sta¬ 
bilizate între 2,5 şi 30 V; 

— reglaj continuu al curentului 
absorbit între 0,6 şi 2,5 A; 

— stabilitate foarte bună a tensiu¬ 
nii de referinţă; 

— limitare la supracurent; 

— protecţie la procesele tranzito¬ 
rii; 

— afişare analogică a tensiunii 
stabilizate şi a curentului absorbit; 

— filtrare foarte bună a brumului 
şi şocurilor din reţea. 

Schema de principiu este dată în 
fig. 1. Transformatorul de reţea este 
realizat astfel încât să debiteze ma¬ 
ximum 3 A. Miezul este format din 
tole FeSi (E+l)12, cu secţiunea de 
12,6 cm 2 . înfăşurarea primară^ are 
840 spire din Cu Em 0 0,4 mm. înf㬠
şurarea de 30 V are 130 spire din Cu 
Em 0 1 mm. înfăşurarea auxiliară, 
care alimentează lampa de semnali-, 
zare a funcţionării are (29+50+21) 
spire din Cu Em 0 0,2 mm. Această 
ultimă înfăşurare asigură mai multe 
tensiuni diferite (prin combinaţia 
prizelor), permiţând astfel utilizarea 
oricărei lămpi de semnalizare pre¬ 
cum şi utilizarea unor tensiuni supli¬ 
mentare în cazul modificării sche¬ 
mei. 

Redresarea este dublă alternanţă, 
asigurată de două punţi 3PM05 
montate în paralel. Utilizarea a două 
punţi conferă o fiabilitate sporită în 
cazul unei funcţionări îndelungate ia 
curentul maxim' şi permite creşterea 



AUTOPROTEJAT 


* 


ing. MIRCEA FALLORI, Y02LAK, Petroşani, ş T . - ; ; ■ 


curentului debitat până la 5A în ca¬ 
zul când, desigur, se schimbă datele 
transformatorului. 

Condensatoarele CI—C4 atenu¬ 
ează vârfurile de tensiune ce se fac 
simţite la comutaţia diodelor redre- 
soare. Filtrajul tensiunii redresate se 
asigură prin condensatorul C5, de 
3300—6800 mF. 

Amplificatorul de eroare al sursei, 
realizat cu operaţionalul Cl-| 2 
(6A741) este alimentat cu tensiune 
stabilizată (40 V) de- pe doidele 
D1^D2. La fel este alimentat şi ope¬ 
raţionalul CU (tot 8A741), care dă 
referinţă foarte stabilă, utilizând o 
diodă de 5,1 V, care are a= 1 (cel 
mai apropiat de zero). 

Tensiunea de referinţă pentru Ch 
se culege cu ajutorul potenţiometru- 
lui PI, cu care se reglează şi tensiu¬ 
nea de ieşire. 

Circuitul C^ comandă un etaj 
Darlington, format din tranzistoarele 
T5 şi T3 care, la \ândul lui, co¬ 
mandă tranzistoarele de putere TI şi 


T2. S-au utilizat două tranzistoare 
2N3055 pentru micşorarea puterii < 
disipate pe capsul㠺i pentru m㬠
rirea fiabilităţii sursei. 

-Limitarea la supracurent acţio¬ 
nează prin intermediul tranzistorului 
T6, care culege pentru comandă o 
fracţiune din tensiunea de pe R5, 
prin potenţiometrul P2. Acest poten- 
ţiometru permite fixarea pragului de 
intrare în acţiune a limitării curentu¬ 
lui. în momentul depăşirii pragului 
fixat, se aprinde lampa L2. Pe pozi¬ 
ţia de curent maxim, tranzistoarele 
T4 şi T6 sunt practic blocate, limita¬ 
rea nu mai acţionează şi sursa poate 
debita până la 5A, prag a cărui de¬ 
păşire duce la arderea siguranţei F 
(folosirea acestui curent este uneori 
necesară pentru experimente de 
scurtă durată, chiar dacă produce o 
importantă cădere de tensiune). 

Diodele D4—D8 protejează sursa 
la procesele tranzitorii. Miliamper- 
metrul conectat la ieşire are scala 
etalonată atât pentru tensiune, cât şi 


pentru curent, putând fi conectat în 
funcţie de necesităţi, prin comutato¬ 
rul miniatură K2. Şuntul R. şi rezis¬ 
tenţele adiţionale R ul , R u : sevor di¬ 
mensiona în funcţie de aparatul de 
măsură utilizat. 

Tranzistoarele 2N3055 sunt mon¬ 
tate pe un radiator comun, cu su¬ 
prafaţa totală de circa 400 cm 2 . Ra¬ 
diatorul este realizat din două bucăţi 
de tablă de aluminiu cu grosimea de 
2 mm şi dimensiunile aproximative 
200x100 mm, care se îndoaie sub 
forma literei U şi se montează su¬ 
prapuse, fiind strânse bine cu şuru- 
burile de fixare a tranzistoarelor. Se 
mai poate încerca montarea tranzis¬ 
toarelor de putere pe peretele din 
spate al cutiei, dacă acest perete 
este din aluminiu. 

Cablajul imprimat este dat în fig. 
2, la scara 1:1. Siguranţa F, de tip 
radio (în tub de sticlă) este montată 
pe cablaj, într-un suport adecvat; 

Instrumentul utilizat la indicarea 
tensiunii şi curentului este un mi- 
liampermetru magnetoelectric cu 
clasa de precizie 2,5 (mai mult decât 
suficientă), a cărui scală se etalo- 
nează în volţi (de la 0 la 30) şi în 
amperi (de la 0 la 2,5 şi/sau de la 0 
la 5), stabilindu-se valorile rezistoa- 
.relor Rs, R u) şi R u ; astfel ca la cap 
’de scală aparatul să indice valorile 
maxime ale tensiunii şi curentului. 
La etalonare se vor folosi sarcini co¬ 
respunzătoare (rezistoare care să 
absoarbă curenţii respectivi şi să di- 
sipe puterea calculată la acele va¬ 
lori). 

Carcasa sursei poate fi realizată 
din tablă de fier sau aluminiu, perfo¬ 
rată în dreptul radiatorului, pentru 
aerisire. Gabaritul este la latitudinea 
constructorului, astfel ca accesul la 



TEHNIUM 10/1993 













circuitul imprimat să fie comod pen¬ 
tru măsurători, în caz de depanare. 
Pe panoul frontal al sursei se mon¬ 
tează cele două lămpi de semnali¬ 
zare LI şi L2 (sau LED-uri pentru 


cei mai pretenţioşi şi cu tendinţe de 
miniaturizare), potenţiometrele „de 
reglaj PI şi P2, întrerupătprul de re¬ 
ţea K1, instrumentul de măsură, co¬ 
mutatorul K2, precum şi bornele de 


ieşire. 

Pe panoul din spate se practică 
un orificiu pentru trecerea cablului 
de alimentare (printr-un inel de cau¬ 
ciuc) şi se poate încerca de aseme¬ 


nea montarea siguranţei într-un su- 
pprt adecvat, pentru a asigura acce¬ 
sul mai comod, fără desfacerea car¬ 
casei. Eventualele modernizări r㬠
mân la fantezia amatorului. 


V = 3,12 m/s, f = 101 kHz 
3.120 _ 


101.000 

Numărul de perioade în timpul unei distanţe de 
1,74 


CARACTERISTICI ALE FORMATULUI Hi 8 

Excursia de frecvenţă: 5,7 la 7,7 MHz 

Frecvenţa centrală: (5,7+7,7)/2=6,7 MHz 

Banda laterală inferioară: 6,7—1,8=4,9 MHz 

Numărul de puncte distincte pe verticală este 
de 0,7 ori numărul de linii utile ale imaginii (fac¬ 
torul lui Keel), adică cca 400 ia 625 de linii. Cele 
400 de puncte verticale corespund îhtr-un sistem 
omogen la 400x4/3=530 puncte orizontale, adică 
la 5 MHz cca. 625 de linii. 

Banda laterală inferioară a formatului Hi 8 fiind 
de 4,9 MHz, se poate admite că numărul de 
puncte pe linie este de 500. 

Prezenţa subpurtătoarei determină o atenuare 
sensibilă a frecvenţelor ridicate ale semnalului de 
luminanţă între 4 şi 5 MHz. Această atenuare ne¬ 
cesită o supracorecţie omnidirecţională în jur de 
360 de puncte orizontale (3,5 MHz) şi 270 de 
puncte verticale. 

CREŞTEREA BENZII DE TRECERE 

Lungimea de undă înregistrată pentru un sem¬ 
nal corespunzător limitei superioare a excursiei 
de frecvenţă este de cca 0,6 n m cu o bandă metal. 
S-a văzut anterior că se pot înregistra 88 000 de 
lungimi de undă pe pistă utilă de 51 mm, cores¬ 
punzător la cca 456 puncte de imagine pe linie, în 
absenţa subpurtătoarei şi la 3,8 MHz. 

Datorită faptului că excursia de frecvenţă se si¬ 
tuează între 4,2 şi 5,4 MHz la formatul Video-8 şi 
subpurtătoarea color ia 4,43 MHz, va fi necesar 
să se înregistreze informaţiile de crominanţă ale 
semnalului video independent de informaţiile de 
luminanţă. 

în figura 6a se prezintă spectrul luminanţei în 
absenţa subpurtătoarei de crominanţă. 

în figura 6b semnalul de culoare este suprapus 
peste o frecvenţă purtătoare de 0,732 MHz. Frec¬ 


venţa centrală a excursiei de frecvenţă se situ¬ 
ează la(4,2+5,4)/2=4,8 MHz şi banda laterală infe¬ 
rioară se găseşte între 4,8 şi 1,75 MHz, banda de 
trecere la formatul Video-8 fiind de 3,1 MHz. La 
formatul Hi-8 frecvenţa centrală este la 6,7 MHz, 
cu o excursie de la 5,7 la 7,7 MHz. Banda laterală 
inferioară ocupă 4,7 MHz, corespunzător la 430 
puncte pe linie, iar indicele de modulaţie cres¬ 
când la 1/4,7=0,21. Pentru a avea un minim de 
distorsiuni, se transmite banda superioară până la 
o frecvenţă egală cu frecvenţa centrală (purtătoa- 
re)+Af. 

Figura 6c prezintă spectrele la Hi-8. Frecvenţa 
' purtătoarei de crominanţă a rămas la. 0,732 MHz. 

Utilizând bandă metal, împreună cu capete vi¬ 
deo model nou, lungimea de undă înregistrată 
pentru un semnal corespunzător limitei supe¬ 
rioare a excursiei de frecvenţă va fi de cca 0,6 
(X=V/fm«; unde V=3,12 m/s; Wv=5,4 MHz), în ca¬ 
zul formatului Video-8. 

în cazul Hi-8 frecvenţa maximă a excursiei de 
3,12 m/s 


frecvenţă este de 7,7 MHz şi A = 

= 0,4 jum. 


7,7 MHz 


Această lungime de undă fiind imposibil de 
realizat, banda de trecere corespunzătoare aces¬ 
tei lungimi de undă nu poate fi obţinută ca în fi¬ 
gura 6c, cu o bandă laterală inferioară valorii de 
4,7 MHz. 

Pentru a se obţine A=0,6 m, cabestanul trebuie 
să se învârtă de 0,6/0,4=1,5 ori mai repede. 

Dacă frecvenţa minimă a excursiei de frecvenţă 
este mai mare decât cea mai mare frecvenţă a 
semnalului video (5 MHz), spectrul va arăta ca în 
figura 6d. 

în aceste condiţii prezenţa unei purtătoare de 
crominanţă independente nu va fi necesară. Atât 
timp cât viteza de rotaţie a cabestanului va fi prea 
mare pentru un videocasetofon destinat marelui 
public (1,500x1,5.rot/min), purtătoarea semnalului 
de crominanţă este independentă (0,732 MHz) şi 
spectrele de luminanţă şi crominanţă ale formatu¬ 
lui Hi-8 sunt cele prezentate în figura 6c. 


8 (URMARE DIN PAG. 


INTREFIERUL CAPETELOR^ MAGNETICE 

Lungimea de undă X trebuie să fie de acelaşi 
ordin de mărime cu dimensiunea întrefierului ca¬ 
petelor magnetice şi a granulelor de ferită din 
stratul magnetic al benzii. Aceste dimensiuni au o 
limitare fizică. Dacă W a excurisiei de frecvenţă 
creşte, viteza (v) trebuie de asemenea să crească 
(fig. 6d). întrefierul capeteior la formatele VHS şi .. 
Video-8 este de cca 1 jum.Jar ce! a! capetelor nou 
apărute pentru banda metal de cca 0,3 jum. 

COMPATIBILITATEA DE LECTURĂ (CITIRE) 

Citirea capetelor video înregistrate în sistemele 
S-VHS sau Hi-8 nu este posibilă cu vieocaseto- 
foane de tip VHS sau Video-8. Acest lucru se 
poate uşor observa comparând spectrele prezen¬ 
tate în figurile 6b şi 6c. 

Semnalele de luminanţă şi de crominanţă sunt 
tratate separat şi nu suprapuse ca la VHS sau Vi¬ 
deo-8. 

în schimb compatibilitatea de lectură este to¬ 
tală pentru videorecorderele S-VHS sau Hi-8, 
care identifică în mod automat modul de înregis¬ 
trare folosit pe videocasete şi comută circuitele 
de citire. Există un adaptor care demodulează 
semnalele PAL în componente separate redând 
componentele primare (roşuT'verde şi albastru). 
Semnalul de luminanţă conţine de asemenea in¬ 
formaţiile de sincronizare. Semnalul de cromi¬ 
nanţă este constituit din salvele de identificare de 
fază PAL, situate după impulsurile de sincroni¬ 
zare pe linii si subpurtătoarea de crominanţă 
PAL. 

Noile benzi magnetice pentru formatul Hi-8 
conţin un film subţire metalic depus prin evapo¬ 
rare în vid pe un suport de polyester. Aliajul co- 
balt-nichel permite atingerea unei concentraţii a 
atomilor foarte ridicată, rezultând o remanenţă 
care ajunge la 3700 gauşi şi o coercitivitate de 
2900 oersted. 

BIBLIOGRAFIE 

1. Colecţia revistei ie Haut-Parleur 

2. Colecţia revistei Tehnium 


TEHNiUM 10/1993 


21 






i— 


a 


î»i|| ■ 


|—wvvw—^ 



7vQ| Xbbioî 

> ISO kQ ISO k 


— \vwv-4 r-WsMM |f- 

«rfX 120 

I r”2g 


'Tsk = T 60 


h az nF Zi«F 2? „p 

M H h 

k ° ii X 

i 100 1 L 


2of 22 nH 22 .F 22"F 22 «F 22 


IhrIH . Hh HhHhf Hh 

5$ Jî ISî I SR 



\v&- I Vt 


kQ î*' 7k ° 


io !î > > 22 uC2 100 Q< 


Mai mulţi cititori s-au arătat inte¬ 
resaţi în construcţia unui tuner UUS 
pe gama 88-108 MHz. 

Din schema de principiu (fig. 1) 
se observă că acest tuner are acor¬ 
dul cu diode varicap. Acestea pri¬ 
mesc polarizarea de la o tensiune 
de +35 V stabilizată de trnzistorul 
BC203 şi dioda zener PL10. Acordul 
în gamă se face cu un potenţiome- 
tru de 50 kfî, iar centrarea şi delimi¬ 
tarea gamei de recepţie se contro¬ 
lează din semireglabilul cu valoarea 
de 5 kn. 

Dacă în locul unui singur poten- 


ţiometru de 50 klî se montează mai 
multe intercomutabile cu un comu¬ 
tator tip claviatură, se obţine un tu¬ 
ner .cu preselecţie pe posturi fixe. 

Se observă că pe schemă apare şi 
controlul automat al frecvenţei. 
Acest control automat se realizează 
aplicând diodelor varicap BB 103 un 
potenţial luat de la discriminator 
(fig. 2). 

Eficienţa CAF, deci acordul exact 
se stabileşte din condensatoarele 
trimer de 2—6 pF. 

Tensiunea pentru controlul auto¬ 
mat al amplificării este obţinută prin 


redresarea unei tensiuni din lanţul 
de frecvenţă intermediară. Această 
tensiune redresată se aplică pe baza 
primului tranzistor amplificator de 
radiofrecvenţă. 

Bobinele au câte 3 spire CuEm 
0,4 cu diametrul de 4 mm şi pas 0,5 
mm. Cuplajul cu antena se face cu 
1,5 spire aplicate peste L t . 

Alinierea tunerului se face cu un 
generator sau pur şi simplu recep¬ 
ţionând o staţie de emisie. 

LE HAUT-PARLEUR 
1308 


22 


TEHNIUM 10/1993 



















Importator de: 



O Pesticide 
9 Aditivi furajeri 

• Medicamente şi vitamine de uz veterinar 

• Făinuri proteice 

• Cereale furajere 


• Maşini şi utilaje agricole 


Relaţii suplimentare la 


R OM A GRIME X S.A. 

70714 Bucureşti, Valter Măr 
Phone: 312.05.24, Telex: 111 
Fax: 312.05.23 ROMÂNIA 










~ mmm» -\ 


nsaaazD 


BEaaaa 


Societatea 

Comercială, 


medicamente naturale 

de uz uman şi veterinar 

* 


Sub formă de: 

- comprimate şi drajeuri 

- pulberi, şi granule 

- soluţii injectabile 

- soluţii oftalmice, nazale şi 
otice 

- capsule gelatinoase moi 


sprayuri 
tablete turnate 

soluţii uz intern şi extern 
siropuri 

extracte vegetale 
şi tincturi a 


® COLEBiL \ 

• APILARNIL POTENT 

• ROMAZULAN 

• ASORiAN 

• BiXTONIM 




• OSSIDENTA 

• TRIFERMENT 
m SILIMARINA 

• HEPARINA 

• HELIGAL