Tehnium/1991/9106

AMUL XXI — NR: 247 6/1991 


TEHNICĂ MODERNĂ .. 

Decodor D2 MAC 

INIŢIERE ÎN 

RADIOELECTRONICĂ . 

Experiment 
Simulatoare FR 
Identificarea dispozitivelor 
optoelectronice 

CQ-YO. . 

Transverter 144/14 MHz 

HI-FI . 

Amplificatoare cu TBA570 
Amplificator stereo 

LABORATOR . 

Adaptor 

Miniamplificator 

Amplificator audio cu căi 

separate 

Bevox 

SERVICE . . 

Casetofonul MDS-418 

AUTOMATIZĂRI .. 

Frecvenţmetru pentru 
,144 MHz 

LA CEREREA 

CITITORILOR . 

Disco-mixer 

Preamplificator audio de 
performanţă 

CITITORII RECOMANDĂ 

Adaptor 
Convertor TV 
Fototraductor 
Radioreceptoare cu 
tranzistor MOS 

ATELIER . 

Osciloscop 

REVISTA REVISTELOR . 

Efecte luminoase 
Rx-27 MHz 
Joc de popice 

MAGAZIN TEHNIUM . 

PUBLICITATE . 


REVISTĂ LUNARĂ 
PENTRU CONSTRUCTORII 
AMATORI 

ADRESA REDACŢIEI: „TEHNIUM", 

BUCUREŞTI, PIAŢA PRESEI LIBERE NR. 1, 

COD 79784, OF. P.T.T.R. 33, 

SECTORUL 1, TELEFON: 18 35 66—17 60 10/2059 

PREŢUL 15 LEI 














































Nivelurile de alb şi negru citite în 
linia 624 sînt măsurate automat, iar 
nivelurile determinate sînt transmise 
interfeţei IM ce stabileşte comunica¬ 
rea cu celelalte circuite. 

Controlul fazarii corecte a ceasu¬ 
lui principal cu datele codate în bi¬ 
nar este exercitat prin coincidenţa a 
doua cuvinte de 8 biţi prelucrate de 
procesor, ce acţionează asupra 
VCXO din circuitul MCU2632 la pinii 
25 şi 26. Astfel vom avea, în faza cu 
fluxul de date la 10,25 Mbits/s, un 
semnal de ceas (pin 60), un semnal 
de sincronizare (pin 58) şi un sem¬ 
nal TELETEXT (pin 57). De aseme¬ 
nea vom observa la o funcţionare 
corecta: 


(URMARE DIN NR. TRECUT) 

DMA2270 este „inima" decodoru¬ 
lui şi organizarea sa internă este re¬ 
prezentata în figura 5 (se pastreaza 
formularea originala considerata de 
producător a subblocurilor funcţio¬ 
nale deoarece în limba româna nu 
sînt termeni consacraţi descrierii 
funcţiei lor). 

Acest circuit trateaza semnalul D2 
MAC digitizat, furnizat de C.l.-ul 
VCU2133. Semnalele de luminanţa 
şi crominanţa sînt reconvertite apoi 
de acelaşi VCU2133. Semnalele nu¬ 
merice audio sînt prelucrate de 
c.l.-ul AMU2485, capabil a furniza 
patru cai audio de calitate medie, cu 
posibilitatea mixării acestora. 

Pentru a înţelege corect funcţio¬ 
narea lui DMA2270 este bine sa fa¬ 
cem referiri separate la cele trei 
funcţiuni de bază îndeplinite: 

a) generator de tact (Fclk) şi recu¬ 
perarea datelor; 

b) prelucrare video; 

c) prelucrare audio. 

a) Circuitul converteşte semnalul 
furnizat de VCU2133 din cod Gray 
în cod binar pur. 


Utilizatorul poate programa pînâ 
la 4 numărul căilor audio aflate si¬ 
multan în recepţie. 

Căile audio de medie calitate sînt 
eşantionate cu 32 kHz, dar interpo¬ 
larea lor se realizează în circuitul 
AMU2485. 

Detecţia erorilor de eşantionare în 
DMA2270 se face utilizînd un cod 
de tip Hamming; eşantioanele care 
nu se pot corija sînt considerate 
eronate, fiind eliminate şi înlocuite 
cu un eşantion provenit din interpo¬ 
larea a doua linii succesive semna¬ 
lului ce a generat eroarea. Stocarea 
eşaritioanelor se face exterior 
într-un RAM dinamic 64 K. 

Magistrala de date BUS S permite 
trecerea datelor audio dinspre pro¬ 
cesorul ce le extrage — DMA2270 
— spre cel ce le prelucrează — 
AMU2485. Se disting trei linii: 

— linia CLOCK; 

— linia de identificare; 

— linia de date. 

Circuitul de prelucrare audio este 
un procăsor ce operează în timp 


— pin 59 — semnal codat duobi- 
nar; 

— pin 50 — furnizează semnal 
SANDCASTLE; 

— pin 51 — idem pin 50; 

— pin 53 — ieşire sincro compo¬ 
zit (sincronizare pozitiva). 

b) DMA2270 tratează semnalul D2 
MAC în banda de baza — digitizat 
de VCU2133 — cu frecvenţa de 

20,25 MHz. Pentru decomprimarea 
semnalelor de luminanţa şi cromi¬ 
nanţa, eşantioanele sînt stocate 
într-un RAM intern la frecvenţa de 

20.25 MHz şi apoi citite la 13,5 MHz 
— luminanţa, respectiv 6,75 MHz — 
crominanţa. 

c) Prelucrarea sunetului şi a date¬ 
lor se face cu‘ un semnal de ceas de 

10.25 MHz. Separarea diferitelor cai 
audio se face prin decodarea cîm- 
puriior de adrese aflate la debutul 
celor 99 de biţi din fiecare linie TV. 


real şi poartă indicativul AMU2485. 

Acest circuit, realizat In tehnolo¬ 
gie NMOS, cuprinde două părţi dis¬ 
tincte, aşa după cum reiese şi din fi¬ 
gura 6: circuite intrare/ieşire şi pre¬ 
lucrarea propriu-zisă a semnalului 
numeric primit pe BUS S. Progra¬ 
mul de tratare a datelor primite este 
conţinut de cip, însă pe magistrala 
BUS IM se pot controla anumiţi pa¬ 
rametri, modificabili, din AMU2485 
(dezaccentuare, mixarea căilor, co¬ 
mandă volum etc.). 

Semnalul de ceas injectat la pinul 
13 depinde de standardul prelucrat; 
în cazul D2 MAC vom avea 18,432 
MHz. 


nînd cîte 2 7 comparatoare, deosebit 
de dificil de realizat practic şi care 
asigură o rezoluţie de V 2 LSB la 8 
biţi. 

Ieşirea din convertorul A/D spre 
DMA2270 este paralelă, iar codarea 
în cod GRAY. 

Convertoarele D/A sînt de tip cla¬ 
sic: reţea R-2R... > 

Semnalele luminanţă şi diferenţă 
de culoare (digitizate) sînt dematri- 
ciate şi se obţin semnalele R,G,B.. 
Cele trei amplificatoare de ieşire 
sînt, de fapt, convertizoare de impe- 
danţă ce necesită intercalarea unor 
etaje tampon în cazul atacării unor 
intrări video — 75 O. 

Circuitul MCU2632 a cărui struc¬ 
turare internă se observă în figura 
12 este un oscilator cu cuarţ, mai 
precis, VCXO-ul amintit mai sus. De 
asemenea, de lâ acest circuit pleacă 
toate semnalele CLOCK necesare 
decodorului. .La ieşirea din C.I., 
forma semnalului este TRAPEZOI- 
DALÂ pentru a se limita apariţia ar¬ 
monicelor. 

Funcţionarea acestui circuit este 
controlată şi deci corectată cînd 
este nevoie prin intermediul magis¬ 
tralei de date BUS IM. 

După această prezentare succintă 
a principalelor C.L.-uri ce intră în 
componenţa decodorului D2 MAC, 
vom analiza schema electrică pro¬ 
priu-zisă într-un articol viitor. 

(CONTINUARE ÎN NR. VIITOR) 


Dezaccentuările de tip „J 17“ sau 
„50 jus“ nu necesită reţele speciale, 
totul făcîndu-se prin tratare nume¬ 
rică (vezi figura 7 pentru J 17). 

Două filtre de supraeşantionare 
pentru canalele audio 3 şi 4 permit 
mixarea căilor de medie calitate cu 
cele HI-FI. Acestea sînt filtre de tip 
CAUER de ordin 3, avînd o atenuare 
în afara benzii de 40 dB, iar răspun¬ 
sul în frecvenţă este prezentat în fi¬ 
gura 8. 

Pentru a se compensa atenuarea 
de cca 4 dB datorată convertoarelor 
D/A, semnalele sînt preaccentuate 
conform unei legi sinx/x. Aspectul 
curbei se observă în figura 9. 
Această funcţie este menţinută per¬ 
manent în funcţiune, neputînd fi 
şuntată. 

în cazul D2 MAC dezaccentuarea 
de 50 ms, aflată la ieşirea circuitului 
AMU2485 — reţea RC —, va trebui 
să fie precompensată pentru asigu¬ 
rarea unei compatibilităţi în funcţio¬ 
nare. Aspectul curbei de preaccen- 
tuare se poate observa în figura 10. 

în figura 11 se prezintă organiza¬ 
rea internă a C.l.-ului VCU2133. 
Acesta este destinat conversiei ana- 
logic-numerice în 7 biţi a unui sem¬ 
nal de bază. După prelucrări exte¬ 
rioare, acelaşi circuit asigură con¬ 


versia semnalelor numerice — lumi¬ 
nanţă, crominanţă — în ..-semnale 
analogice R,G,B. Dintre caracteristi¬ 
cile mai importante vom enumera 
cîte va. 

Semnalul video ce va fi tratat intră 
în circuit — convertizorul A/D — la 
pinii 35 şi 37. Se va reţine că 
VCU2133 este adresat prin 
DMA2270. 











preempha.se! 


preemphase 


In Eerfa< 


10 000.0 H 


t m 



















I 1 TIERE 


RADIOELECTRO^ ii SĂ 


IMENT 



.y ontajul din figura 1 (preluat 

în şi din revista „Le Haut Parleur") 
mi-a atras atenţia prin ideea origi¬ 
nală a autorului de'a realiza ceva 
opus bine cunoscutei orgi de lumini. 
De fapt, autorul a şi intitulat suges¬ 
tiv construcţia „orgă antiluminoasă", 
aa avînd menirea de a produce su¬ 
nete cu intensitatea şi frecvenţa va¬ 
riabile în funcţie de iluminarea celor 
două fotorezistoare. 

Teoretic este uşor de intuit cam la 
ce ne putem aştepta de la un astfel 
de montaj, observînd că el se com¬ 
pune, în esenţă, din două genera¬ 
toare de semnal realizate cu cîte trei 
porţi logice inversoare şi un grup 
R—C fiecare. Rezistenţele au fost 
însă intenţionat materializate prin 
două fotorezistoare (FR1, FR2), iar 
condensatoarele (CI, C2) sînt astfel 


FT1 FT 2 



A01 f A02=2xpA741(2x7pini 


CiglOnF 


lOOkilL}-—I!——° 
R 4 ni00kJ)- 0 ' 47 P F AA Q f 


R 5 ni00kil 


C2fifcll0pF 


R 6 ni00kil 


FT3 I F T 4 


5 A02 >2- 


R 2 -10kiL 


alese încît — pentru plaja preconi¬ 
zată de iluminare — primul genera¬ 
tor să aibă frecvenţa fundamentală 
în spectrul audio, iar cel de-al doilea 
în domeniul infrasonor. însumate cu 
separarea indicată (diodele Dl, D2) 
şi amplificate în curent (T), aceste 
semnale sînt traduse prin interme¬ 
diul difuzorului într-un sunet cu 
frecvenţa şi intensitatea variabile, 
modulat într-un „ritm" variabil şi el, 
în funcţie de iluminarea individuală 
a fiecărui fotorezistor. 

Pentru a mă convinge de „efectul" 
sonor astfel obţinut, am fost nevoit 
— din lipsa componentelor princi¬ 
pale implicate (un CMOS inversor 
hexuplu, de tip 4069, sau chiar 
„echivalentul" său TTL, de tip 404, 
dar mai ales cele două fotorezis¬ 
toare) — să operez unele modificări 
în schema de plecare, după cum ur¬ 
mează: 

— am imaginat şi experimentat 
mai multe variante de simulatoare 
pentru fotorezistenţe (pe care vi le 
propun ca subiect de sine stătător 
într-un articol alăturat); 

— am substituit generatoarele de 
semnal cu porţi logice prin două os¬ 
cilatoare de relaxare cu amplifica¬ 
toare operaţionale de uz general 
(după schema de bază reamintită în 
figura 2); 

— în fine, am folosit pentru probe 
un amplificator AF de mică putere şi 
cu volum reglabil (în locul repetoru¬ 
lui T din figura 1), a cărui schemă 
nu prezintă interes aici. 

Cu aceste substituiri grefate pe 
ideea de bază, am ajuns la o 
schemă total diferită, pe care o pro¬ 
pun spre analiză şi optimizare tutu¬ 
ror iubitorilor de „jucării" electro¬ 
nice (fig. 3). 

Se pot folosi practic orice tipuri 
de amplificatoare operaţionale, sim¬ 
ple (/3A741, ca în figură) sau duble, 
pentru economie de spaţiu (ca de 
exemplu mA 747, B082, TL082—083 
etc.), cu respectarea dispunerii la 
capsulă a terminalelor, ca şi orice ti¬ 
puri de fototranzistoare (ROL31, 32, 
34 etc.), de preferinţă „împere¬ 
cheate" aproximativ după sensibili¬ 
tate, dar obligatoriu verificate în 
prealabil. Condensatoarele care 
echipează cele două oscilatoare se 
pot tatona orientativ în plajele 
10-100 nF (CI), respectiv 1-100 
(C2), iar rezistenţele de limitare Ri 
şi R2 aproximativ între 3 kfl şi 30 kU 

Se pot face uşor aranjamente 
pentru ca, la un anumit prag inferior 
prestabilit de iluminare, sunetul să 
dispară complet, atribuind astfel 
montajului şi rolul de avertizor de 
lumină (flacără, incendiu) sau „paz¬ 
nic" pentru încăperi neiluminate. 

Fără să intru în detalii privind 
efectele sonore cu totul surprinz㬠
toare ce le puteţi obţine cu acest 
montaj, menţionez doar că prin sim¬ 
pla obturare variabilă a celor două 
„fotorezistoare", sunetul emis imită 
succesiv ritmuri muzicale, triluri de 
păsări, huruit de motor, apel telefo¬ 
nic, cadenţe de metronom şi multe 
altele, indescriptibile chiar. Numai 
prin experimentare vă veţi putea 
convinge! 

Pentru probe, montajul se poate 
alimenta de ia o sursă diferenţială 
simetrică, improvizată din seturi de 
baterii, de pildă 2x4,5 V sau 2x9 V, 
cu punctul comun la masă (fig. 4), 
iar audiţia se poate face într-o pere¬ 
che de căşti, de impedanţă ridicată 
(2x2 0000). în fina! se va ataşa de 
preferinţă un alimentator simetric de 
la reţea foarte bine filtrat, cu tensiu¬ 
nile de ±4,5 -4- ±9 V (în funcţie şi de 
amplificatorul AF utilizat). 

Soluţia de însumare-separare cu 
cele două diode Dl, D2 poate fi şi 
ea optimizată/completată prin nişte 
celule R-C cu rol de integrare, idee 
pe care nu am apucat încă să o ex¬ 
perimentez. 




li s lectronica imită orice, şi rv 
rare sînt situaţiile cînd, de nevoi 
sau pentru simpla frumuseţe a fap¬ 
tului în sine, se imită chiar pe ea în 
saşi. în această din urmă aserţiune 
pot servi ca mărturie nenumăratele 
simulatoare ale unor componente 
consacrate (tiristoare, fototiristoare, 
diode Zener, tranzistoare unijonc- 
ţiune, circuite integrate etc.), la care 
vă propun în cele ce urmează sâ 
mai adăugaţi unul: simulatorul de 
fotorezistor (FR). 

Componentă „bâtrînâ" şi cu nu 
meroase aplicaţii practice atractive, 
fotorezistoruî este încă, din păcate, 
puţin răspîndit în laboratoarele elec- 
troniştilor amatori. Cîţi dintre noi nu 
am fost nevoiţi să renunţăm — cu 
gustul amar de rigoare — la atîtea şi 
atîtea montaje interesante, pentru 
simplul motiv că nu am putut pro¬ 
cura aceste componente! 

Fără îndoială, fotorezistoruî — 
sau, mai precis, fotorezistenţa, adică 
rezistenţa electrică pe care acesta o 
prezintă între terminalele sale, pro¬ 
nunţat variabilă cu nivelul de ilumi¬ 
nare — se poate simula prin mon¬ 
taje relativ simple, avînd însă la bază 
tot dispozitive electronice fotosensi- 
bile (optoelectronice), cum ar fi, de 
pildă, fotodiodele sau fototranzis- 
toarele. 

într-adevăr, o fotodiodă simulează 
„pe jumătate" fotorezistoruî, anume 
atunci cînd în schema vizată, fotore¬ 
zistenţa sa urmează a fi parcursa 
exclusiv de un curent continuu de o 
polaritate prestabilită. Evident, foto¬ 
dioda va fi montată în sensul invers 
conducţiei, cealaltă poziţie cores- 
punzînd unei diode obişnuite, de 
mică putere şi practic insensibilă la 
lumină, deci inutilă pentru scopul 
propus. Această „echivalenţă" mo- 
nopolară fotodiodă-fotorezistor este 
ilustrată în figura 1, iar figura 2 rea¬ 
minteşte o aplicaţie consacrată (fo- 
toreleu cu prag reglabil de sensibili¬ 
tate). 

Pentru a elimina polaritatea obli¬ 
gatorie a fotorezistenţei astfel simu¬ 
late este firesc să ne treacă prin 
minte înlocuirea fotodiodei unice 
prin două fotodiode conectate în 
„antiparalel", ca în figura 3. Ne vom 
convinge însă repede (chiar ne va fi 
ruşine de gafă) că metoda nu „ţine", 
deoarece pentru fiecare polaritate a. 
tensiunii aplicate între bornele A şi 
B .simulatorul" se comportă ca o 


(URMARE DIN NR. 4) 

Daca la testările precedente, dis¬ 
pozitivul nostru „pare" să fje un LED 
(i-am pus în evidenţa proprietatea J 
de „diodă", cu o cădere de tensiune 
în direct însă mai mare, de cca 1.2 
V), dar el refuză totuşi sâ emită lu¬ 
mină vizibilă, este foarte probabil sa 
avem de-â face cu un LED-IR (cu 
emisre- în infraroşu). 

Pentru a ne convinge că aşa stau 
lucrurile, voiTT improviza un circuit 
de alimentare, de pildâ-ca în figura j 
10, dimensionînd rezistenţa obliga¬ 
torie de limitare, R, pentru un cu¬ 
rent maxim direct de cca 30 mA: 


Apoi va trebui sa improvizam şi :j 
un „receptor" pentru razele infraro- i 
şii, avînd nevoie în acest sens de un 
alt dispozitiv fotosensibil, despre is¬ 
care ştim sigur ca este bun. De j 
pilda, daca avem la dispoziţie o fo- | 
todioda, putem realiza indicatorul | 
din figura 11, iar cu un fototranzis- 
tor, varianta mai simpla din figura ■ 
12. in ambele cazuri este vorba des¬ 
pre un amplificator în curent (cu 




IMULATOARE FR 


)fr^fdT & 


IBM oB(-) 


FR<-#»FDW ^ 


* D 

* R2 1N4007T 

„ BBkiln T 

Qlf4,7MIL y j 

5 I + 9V 

1 Re l 

FT 16^9V 

30m A 



JmĂ 72 

IV 

jSa 

2N2219 

Ţ 3MJL 



1 FD 

Ti 


jt R0L21 

BC107C 

R3^22il 


WFD1 FD2Y/' 
“T 2xROL21Ţ 

T °1 D 2 4r 

j 2x 1N4148 | 


banala dioda —fotodioda polarizata 
direct — şuntatâ nesemnificativ prin 
rezistenţa inversa, fotosensibilâ, dar 
de valoare incomparabil maiimare, a 
fotodiodei polarizate invers. O fi 
acest dispozitiv bun la ceva (şi, pro¬ 
babil, este), dar ca simulator de fo- 
torezistor cu siguranţa nu. 

Impedimentul semnalat poate fi 
înlăturat uşor prin interzicerea con- 
ducţiei directe pentru fiecare din 
cele doua fotodiode. De exemplu, 


torie, comportîndu-se în fiecare 
sens al curentului ca o fotorezis- 
tenţa înseriată cu o diodă. 

Mai simplu şi mai ieftin chiar este 
să renunţam la conectarea în „anti¬ 
paralel", ca şi la diodele adiţionale 
Dl şi D2, apelînd la simpla conec¬ 
tare în serie („antiserie") a celor 
două fotodiode, aşa cum se arata în 
figura 5. 

Ambele variante de mai sus satis¬ 
fac exigenţele esenţiale ale unui si- 


chiar al sutelor de kiloohmi); necesi¬ 
tatea împerecherii aproximative a 
celor doua fotodiode din punctul de 
vedere al caracteristicii rezistenţa 
inversa-iluminare; necesitatea co¬ 
rectării, prin orientare adecvata, a 
diferenţelor adeseori semnificative 
între axele geometrice şi cele optice 
ale fotodiodelor de uz curent. 

O variantă mai sensibila de simu¬ 
lator FR ne-o oferă conectarea în 
„antiparalel" a două fototranzis- 


Soluţia cea mai bună la care am 
ajuns pînă acum — şi pe care o re¬ 
comand amatorilor ce dispun de fo- 
totranzistoare cu terminal baza — 
este cea din figura 7. Rezistenţele 
ayxiliare R1 şi R2, tatonate experi¬ 
mental (megaohmi, sute sau chiar 
zeci de kiloohmi), permit deplasarea 
domeniului de rezistenţă echivalenta 




FT 1 FT2 ) 
2xR0L34B(A)( 


putem conecta în serie cu fiecare 
fotodioda cîte o diodă obişnuită (cu 
siliciu, de mica putere, preferabil de 
comutaţie), în sensul invers conduc- 
ţiei fotodiodei, iar apoi să racordăm 
în „antiparalel" cele două*grupuri 
serie rezultate, aşa cum se arată în 
figura 4. Simulatorul FR astfel obţi¬ 
nut nu va mai avea polaritate obliga- 


muîator FR, după cum vă propun să 
vă convingeţi singuri, pe cale expe¬ 
rimentală, cu montaje nepreten¬ 
ţioase. Veţi constata astfel şi limit㬠
rile inerente (nici un model nu este 
perfect!), printre care menţionăm: 
existenţa pragului minim al tensiunii 
de alimentare; plaja relativ restrînsâ 
a valorilor fotorezistenţei rezultate, 
în condiţii uzuale de iluminare (limi¬ 
tată inferior la ordinul zecilor sau 


toare, ca în figura 6. Limita infe¬ 
rioară a fotorezistenţei astfel obţi¬ 
nute este considerabil mai redusa 
(pînă la ordinul kiloohmilor sau al 
sutelor de ohmi, la iluminări uzuale), 
dar se constata, totodată, şi o oare¬ 
care scădere a rezistenţei maxime 
(de întuneric). In plus, ramîn ace¬ 
leaşi probleme privind împerecherea 
caracteristicilor şi „alinierea" axelor 
optice. 


în funcţie de sensibilitatea fototran- 
zistoarelor, ca şi de nivelul de ilumi¬ 
nare dorit. De asemenea, ele permit, 
între anumite limite, corectarea dife¬ 
renţelor de sensibilitate între cele 
două fototranzistoare. 


realizate de fiz, ALEX. MĂRCULESCU 


IDENTIFICAREA Şl TESTAREA DISPOZITIVELOR 


OPTOELECTRONICE 


doua, respectiv un etaj), care are ca 
sarcină un LED obişnuit, roşu. Sin¬ 
gurul „reglaj" necesar este alegerea 
corespunzătoare a valorii lui R1 
(pentru ambele variante), astfel ca, 
la iluminarea ambiantă — de prefe¬ 
rinţă cît mai slabă —, LED-ul roşu 
să fie stins complet, dar foarte 
aproape de pragul de aprindere. 

Pentru testarea propusă, conec¬ 
tăm LED-ul IR la bornele A—B ale 
„emiţătorului" (fig. 10) şi ne asigu¬ 
răm, printr-o măsurătoare cu voit- 
metrul sau cu miliampermetrul, că el 



este în polarizare directă şi conduce 
(cca 1,2 V la bornele sale, respectiv 
un curent de cca 30 mA prin cir¬ 
cuit). 


Apoi alimentam şi indicatorul „re¬ 
ceptor" şi, orientînd presupusul 
LED-IR în direcţia fotodiodei/foto- 
tranzistorului, de la o distanţa de or¬ 


dinul centimetrilor pînă la zeci de 
centimetri, urmărim (cu emoţie) 
aprinderea LED-ului roşu, care va 
confirma supoziţia noastră. 

(CONTINUARE ÎN NR. 8) 






TRANSVERTER 144/14 MH: 


(URMARE DIN NR. TRECUT) 


Rezultate practice 


rransverterul prezentat este utili¬ 
zat la staţia proprie de circa patru 
ani, fiind folosit la trafic tropo, E 
^sporadic, meteorscatter şi intensiv la 
traficul via satelit modul A. El a fost 
realizat în patru exemplare şi am 
constatat că este deplin reproducti- 
bil. 


Opţiuni posibile 


1. Transverterul poate funcţionaşi 
cu alte cristale în oscilatorul local, 
prin redimensionarea circuitelor os¬ 
cilante LI, L2 din figura 1. 

— Q = 14 444 MHz, TI armonica a 
3-a, 43,3 MHz, T2 triplor 130 MHz; 

— Q = 8 666 MHz, TI armonica a 
5-a, 43,3 MHz şi T2 triplor 130 MHz. 
Se va înlocui T2 cu un tranzistor tip 
BFY90/BFX89 pentru asigurarea 
unui nivel satisfăcător la ieşire (în 
ambele situaţii). 

2. Y07CJI raportează că un etaj 
similar (fig. 3) echipat cu 2N3375 + 
BLY93A realizează circa 55 W input 
la 28 V alimentare, în condiţii simi¬ 
lare de excitaţie. 

3. Puterea de ieşire reprezintă un 
minim necesar pentru traficul VHF 
(inclusiv via satelit RS10/11), Trans¬ 
verterul poate ataca direct un final 
cu 4 C x 250 B. Prin eliminarea eta¬ 
jului cu TIO (fig. 3) puterea de ieşire 
devine 2...4 W, suficientă pentru ata¬ 
carea unui final cu QQE 06/40 sau 
GU29. Puterea de ieşire se poate re¬ 
duce din P5 (fig. 4) ia circa 8...10 W, 
pentru atacul direct al unui final cu 
BLY94A sau KT930B. 

4. Cei ce nu posedă echipament 
de US, dar doresc să abordeze rapid 
domeniul VHF pot elimina de pe 
modulul de bază partea de recepţie. 
La intrare se va aduce semnal de 
9—14 MHz (de la un bun VFO) în 
funcţie de cristalul utilizat în oscila¬ 
torul local. Se obţine un bun VFX 
„de putere 1 / capabil să fie utilizat di¬ 
rect în traficul CW sau FM. 

5. Modulul de bază (figurile 5 şi 6) 
se poate transforma într-un VFX 
pentru 133,3—135,3 MHz. în această 
situaţie se vor alege valori convena¬ 
bile pentru VFO şi XO, iar partea de 
recepţie se va secţiona. Nivelul de 
ieşire este reglabil şi corespunzător 
să atace mixere de putere cu diode 
Schottky. Filtrajul frecvenţei de ie¬ 
şire este foarte bun. 


Referinţe 


Ing. SORIN DAWID NIMARÂ, Y07CKQ 


ANTENA PT^ 
144MHz — 


TX 144 MHz 
18W 

® RX 144MHz 


^(î) 016 

[1 r 31 

SRF9 ¥ C 64 


In legătură cu subiectul prezentat, 
consider că este utilă consultarea 
următoarelor materiale: 

1) 2 m and 70 cm low cost GaAs 
MOSFET amplifier — DL 7 QY—DU- 
BUS 4/1984; 

2) Duoband transceiver SSCW 
702 by DL7QY—DUBUS 3/1985; 

3) Convertor de recepţie 144 
MHz/14 MHz — Y07CKQ — „Ra- 
dioamatorul“ (Braşov), 4/1987. 


Orice fel de informaţii suplimen¬ 
tare, asistenta la construcţie sau re- 

YO70K 


T T 


Îout . r- — - C - r-- l+ttv M 


D-13 D14 

~T trî ! I rT 

M ^t) D * 


35 4 C/? 

4U X6? 


PTTIN Df] D)2 


R 34 DZ 3 





% 44-/144SW 

° Y07CKQ. 



8 ® 8 «of 


0 * © 




4 r°^ 








Lista de materiale 

R25 - 10 H; R6- 20 O; R7, 8, IC, 
21 — 47 O; R14, 16 — 82 a; R13, 15, 
17, 22, 27 — 100 H; R11 — 150 n/0,5 
W; R9 — 220 H; R3, 24, 34 — 680 îi; 
R23, 26, 29, 31, 34 — 1 kîi; R1 - 2,7 
kH; R30 — 2,7 kO/1 W: R28 — 3,6 
kn/1 W; R18, 19, 33 — 4,7 kH; R4 — 

5.1 kH; R20, 32 - 10 kO; R5 - 91 
k'ft; R12 — 180 kH. 

P2 — 100 n; P3 — 250 H; P4 — 1 
kH; PI, 5 — 10 kH; P6, 7, 8 — 50 kH. 

C39 — 0,4 pF (două bucăţi 0,8 pF 
în serie); C20, 26, 47, 59 — 3,3 pF; 
CI — 4,7 pF; C3, 5 — 39 pF; C49 - 

8.2 pF; C2, 25 — 68 pF; C22 — 130 
pF; C21 — 680 pF; C27, 29, 30 — 180 
pF; C31, 32 — 220 pF; C4 - 100 pF; 
C8, 9, 15, 16, 17, 25, 33, 34, 36, 38, 
41, 42, 44, 45, 46 — 2,2 nF, ceramic; 
C22, 61 — 22 nF; C7 — 100 nF; CIO, 
24, 55, 60, 69 — 10 mF/ 35 V (tantal), 
C63 — 100 nF (polistiren); C6, 62, 
64, 68 - 100 mF/35 V; C65, 66, 67, 70 

— 47 nF; C11, 12, 18, 19, 35, 37, 40, 
43, 51, 52 — 6/25 pF ceramic; C53, 
54, 57, 58 — 5/25 pF tubular cu aer; 
CI 3, 14 ţ— 2/12 pF cu aer pe călit; 
C50, 48 — 5/15 pF ceramic minia¬ 
tură; C56 — 10/40 pF ceramic. 

Q — cristal de cuarţ 13 000 MHz. 

Dl, 2, 3, 4, 5, 11, 12, 13, 14 — 
1N4148; D6, 7, 10 — EFD108; D15 — 
6SI1P; D8, D9 — joncţiune BC de la 
ftanzistor BD tip npn; D16, 17, 18 — 
diodă electroluminescentă 0 5. 

CT — condensator de trecere ce¬ 
ramic InF. 

IC 1 — stabilizator de tensiune 
monolitic tip 7812. 

TI — BF214; T2 — 2N918; T3 — 
MOSFET cu Ga As tip 3SK97 (sau 
CF300, NE4137, S3030); T4 — 

MOSFET BF981; T5, 6 — FET tip 
BF245C; T7 MOSFET, BF961, 963; 
T8 — BFW16, 17A; T9 — KT907A 
(2N3375); TIO — KT922B; T11, 12 

— BC174. 

DZ1 — DZ7V5, DZ2 — DZ4V7, 
DZ3 — diode Zener seria DZ înse- 
riate pentru aproximativ 28 V. 

I — microampermetru tip SE- 
LENA (U.R.S.S.). 

K — comutator cu trei poziţii. 

SRF 1, SRF 2, SRF 3, SRF 4 - şoc 
de radiofrecvenţă pe perlă de ferită, 
10 spîfe CuEm 0 0,25 mm. 

SRF 5, SRF 6 — şoc radiofrec¬ 
venţă pe perlă de ferită, 6 spire 
CuEm 0,35 mm. 

SRF 7, 8, 9 — şoc pe bară de ferită 
0 3,1 = 10 cu 15 spire CuEm 0,6 mm. 

LI, 2 — 4, 5 spire CuEm 0 0,45 
miez plastic 0 6 cu ferită. 

L3 — 5 spire CuEm 1 mm în aer 
0 5, priză 3,5 spire. 

L4 — 5 spire CuEm 1 mm, în aer 
0 5, priză la 0,5 spire (Tx) şi 1,5 spire 
(Rx). 

L5, 7 — 5 spire CuAg 1 mm în aer 

0 5. 

L6 — 5 spire CuAg 1 mm în aer 
0 5, priză 3,5 spire. 

L8 — 12 spire CuEm 0 0,35 mm 
miez din plastic 0 6 cu ferită. 

L9, 10, 11 — 6 spire CuEm 0 0,25, 
pe tor pentru 0,9 H. 

LI2 — 4 spire CuEm 0,25 mm, pe 
carcasa LI 3. 

LI3 — 12 spire CuEm 0,25 mm, 
carcasă plastic, 0 6 cu miez ferită. 

L14 — 5 spire CuEm 0 1 mm, 
priză la mijloc. 

LI 5, 16 — 5 spire CuEm 0 1 mm, 
în-aer 0 5. 

LI7 — 5 spire CuEm 0 1 mm, în 
aer 0 5 mm, prize la 0,5 şi 4 spire. 

LI8 — 15 spire CuEm 0,35, 0 3 
mm în aer. 

LI9 — 5 spire CuEm 01, în aer 0 5. 

L20 — 2 spire CuEm 0 1, în aer 0 
8, pas 2 mm. 

L21 — 5 spire CuEm 0 1, în aer 
0 8, pas 2 mm. 

L22 — 3 spire CuEm 0 1,5, în aer 
0 8, pas 1 mm. 

L23 — 5 spire CuEm 0 1,5, în aer 
0 8, pas 1 mm. 

L24 — 4 spire CuEm 0 1,5, în aer 
0 8, pas 1 mm. 






tilizarea circuitului integrat 
TBA570 în aparatura de audiofrec- 
venţa permite obţinerea unor mon¬ 
taje relativ simple şi care, totodată, 
oferă bune performanţe. Deşi acest 
circuit integrat mai are şi alte funcţii 
(legate de aplicaţiile de radiofrec- 
venţâ), în lipsa unui alt tip consacrat 
de amplificator de audiofrecvenţa 
(TBA790, TCA150, TBA810 etc.), el 
se poate folosi foarte bine într-un 
montaj de aceasta factură. Totodată, 
exista posibilitatea utilizării în au¬ 
diofrecvenţă a unui circuit integrat 
de acest tip care, din diferite cauze, 
nu mai corespunde ca parametri de- 
cît în privinţa secţiunii utilizate la 
construcţia unui amplificator. 

în figura 1 este prezentata schema 
unui amplificator de audiofrecvenţă 
de 5,5 W. Montajul deţine următoa¬ 
rele performanţe: 

— puterea nominală P = 5,5 W; 

— impedanţa de sarcină Z e = 
= 4 H; 

— impedanţa de intrare Z = 
= 82 kO; 

— tensiunea de intrare Uj = 
= 50 mV R M S ; 

— banda de frecvenţă f = 45 Hz - 
- 14 kHz; 

— raport semnal/zgomot F/N > 
> 65 dB; 

— distorsiuni armonice totale 
THD < 0,4%; 

— distorsiuni de intermodulaţie 
TID < 0,2%; 

— tensiunea de alimentare U A = 
= 14,5 V. 

Semnalul audio util se aplica la 
intrarea neinversare a amplificatoru¬ 
lui operaţional conţinut de circuitul 
integrat. Grupul de rezistenţe R1, 
R2, R3 este destinat polarizării am¬ 
plificatorului operaţional astfel încît 
punctul sau de funcţionare (tensiu¬ 
nea lui de ieşire) să se situeze în 
zona optimizării funcţionarii etajului 
final. Grupul R5, C2 asigură un fil¬ 
traj suplimentar tensiunii destinate 
polarizării amplificatorului operaţio¬ 
nal. 

Grupul R7, C4, C3, R6 reprezintă 
bucla de reacţie negativa care defi¬ 
neşte şi optimizează amplificarea fi¬ 
nala a montajului. 

Tensiunea furnizată de bucla de 
reacţie negativă se aplica intrării in- 
versoare a amplificatorului operaţio¬ 
nal. Semnalul de ieşire furnizat de 
amplificatorul operaţional se aplică 
în baza tranzistorului conţinut de 
circuitul integrat TBA570 (cone¬ 
xiune interna). Acest tranzistor înde¬ 
plineşte rolul etajului pilot existent, 
în orice amplificator de audiofrec- 
venţâ. Grupul R8, C6, R9 reprezintă 
o conexiune de tip bootstrap care 
optimizează funcţionarea etajului pi¬ 
lot, atît în ceea ce priveşte excursia 
în tensiune a semnalului audio am¬ 
plificat, cît şi în privinţa micşorării 
procentajului de distorsiuni care ar 
putea aparea în urma unei amplifi¬ 
cări mari (liniarizarea caracteristicii 
de transfer a etajului pilot). 

Tranzistorul Ti este amplasat în 
cadrul montajului ca sursă de ten¬ 
siune constantă de tip superdiodă, 
destinată polarizării celor două tran- 
zistoare, T2 şi T3. Etajul final al am¬ 
plificatorului de audiofrecvenţă este 
realizat cu tranzistoarele comple¬ 
mentare T2 şi T3, care realizează 
amplificarea în curent necesară fur¬ 
nizării puterii nominale impedanţei 
de sarcină (grupul de difuzoare). 
Cuplajul dintre etajul final şi impe¬ 
danţa de sarcină se realizează prin 
intermediul condensatorului CI. 
Tensiunea de alimentare a montaju¬ 
lui a fost aleasă ca valoare în scopul 
utilizării drept sursă a bateriei de 
acumulatoare ce echipează un auto¬ 
mobil (U^= 14,4V), dar, desigur, 
montajul se poate alimenta şi de la 
un redresor obişnuit, care să livreze 


ICATO CU 1 


Ing. EMIL MARIAN 

tensiunea şi curentul solicitat de 
amplificator. 

în figura 2 este prezentată schema 
electrică a unui alt amplificator de 
audiofrecvenţă ce foloseşte circuitul 
integrat TBA570, de putere mai 
mare. Performanţele montajului sînt 
următoarele: 

— puterea nominală P = 6,5 W; 

— impedanţa de sarcină Z e - 

= 4 n; 

— impedanţa de intrare Z, = 
= 85 kH; 

— tensiunea de intrare Uj = 
= 50 mVpyg; 

— banda de frecvenţă f = 35 Hz - 
- 14 kHz; 

— raport semnal/zgomot F/N > 
> 65 dB; 

— distorsiuni armonice totale 
THD < 0,4%; 

— distorsiuni de intermodulaţie 
TID < 0,2%; 

— tensiunea de alimentare U A = 
= 16 V. 

Analizînd schema electrică a mon¬ 
tajului, se observă că blocurile func¬ 
ţionale sînt asemănătoare şi cu 
funcţii identice cu cele ale amplifi¬ 
catorului de 5,5 W (prezentat în fi- 


,lj C2 

—|—'470pF 

r J 

i 


gura 1). în scopul obţinerii unei am¬ 
plificări suplimentare în ceea ce pri¬ 
veşte frecvenţele joase (redate slab 
din punct de vedere acustic la o pu¬ 
tere relativ mică), bucla de reacţie 
negativă a căpătat o structură mai 
complexă, utilizînd componentele 
R9, C7, C5, R8, R7, C4, R6. Pentru 
asigurarea funcţionării în parametri 
în momentul livrării puterii nomi¬ 
nale, tranzistoarele complementare 
T6 şi T7 au fost alese de putere mai 
mare (BD237 şi BD238). 

Montajul ales se execută pe o pl㬠
cuţă de sticlotextolit placat cu folie 
de cupru, în varianta mono sau ste¬ 
reo. La realizarea cablajului impri¬ 
mat se are în vedere păstrarea tutu¬ 
ror cerinţelor pentru un montaj de 
audiofrecvenţă, şi anume realizarea 
structurii fizice de cvadripol a mon¬ 
tajului, evitarea buclei de masă, tra¬ 
seu de masă gros de minimum 5 
mm etc. După realizarea cablajului 
imprimat, componentele se plan¬ 
tează cu grijă, cu cerinţa ca fiecare 
valoare indicată de schema electrică 
să fie păstrată cu stricteţe. Tranzis¬ 
toarele finale T2, T3 şi tranzistorul 
TI destinat polarizării acestora se 


amplasează pe un radiator comun 
din aluminiu, cu o suprafaţă de mi¬ 
nimum 60 cm 2 . Pentru izolarea gal¬ 
vanică a tranzistoarelor se folosesc 
folii de mică cu grosimea de 0,2 
mm, care oferă în acelaşi timp avan¬ 
tajul unei bune disipaţii termice, al㬠
turi de o izolaţie electrică perfectă 
După realizare, montajul se alimen¬ 
tează de la sursa de tensiune. Se 
acţionează cursorul potenţiometre 
lui semireglabil R1 astfel ca în emi 
toarele tranzistoarelor T2 şi T3 să 
fie obţinută o tensiune egală cu ju 
mătate din valoarea tensiunii de aii 
mentare. Curentul de mers în gol se 
reglează acţionînd cursorul poten 
ţiometrului semireglabil propriu blo 
cului sursă de tensiune constantă 
(R13 pentru amplificatorul de 5,5 W 
şi R15 pentru amplificatorul de j6,5 
W). Valoarea curentului de mers în 
gol este l 0 = 35 mA. Reglajele men 
ţionate anterior se efectuează cu in 
trarea montajului pusă la masă 
După aceste reglaje, amplificatorul 
se poate folosi la sonorizare, confir 
mînd pe deplin parametrii menţio 
naţi iniţial. 


C7 

1000pF L Ţ J 


0A7uF 

INTRARE 


| R4 , 390IL 
J39WL 


Vcc=16V 

T C9 

I°’V 


r?7nFM R11 

r2> 2nF [J 18 (Hl 


" 0,47pF |j330kil 


CIO 

2200uF 

"in* 

IEŞIRE 


TEMNIIIM A/10Q1 













AMPLIFICATOR HI-FI 


— eficacitate reglaj de ton ±10 dB la 100 Hz, 
respectiv la 10 kHz; 

— eficacitate corecţie fiziologică (volum la 
-30 dB) 

100 Hz+8 dB; 

10 kHz +5 dB; 

— impedanţă de sarcină 4—8 Ci. 


ealizările ultimului deceniu în 
domeniul tehnicii audio HI-FI sînt 
marcate de supremaţia circuitelor 
integrate care au detronat „bătrînul 
şi demodatul" tranzistor. Apariţia 
circuitelor integrate specializate de 
performanţă, atît la nivelui etajelor 
de semnal mic, cît şi la nivelul părţii 
de putere, permite în prezent reali¬ 
zarea unui amplificator audio com¬ 
plet cu numai cîteva circuite inte¬ 
grate. în sensul celor afirmate mai 
sus propun cititorilor realizarea-unui 
amplificator stereo care conţine nu¬ 
mai trei circuite integrate înglobînd 
toate funcţiile necesare, în condiţiile 
unui raport performanţă/preţ foarte; 
avantajos. 

• Schema propusă conţine urm㬠
toarele blocuri funcţionale: 

— preamplificatoruî corector 
RIAA pentru pick-up cu doză elec¬ 
tromagnetică echipat cu circuitul 
/3M381 sau /3M387, produs de I.P.R.S. 
-Băneasa; 

— partea de putere realizată cu 
două circuite integrate de tipul 
TDA2020 sau TDA203G; • 

— blocul de comutare a intrărilor, 
circuitul de reglaj al volumului com¬ 
pensat fiziologic, comutabil, reglajul 
de balans şi control de ton (joase şi 
înalte); 

— sursa de alimentare. 

Performanţele oferite de schema 

propusă sînt următoarele: 

— putere maximă = 2x15 W/4ÎÎ; 

— bandă de frecvenţă = 
40—18 000 Hz; 

— coeficient de distorsiuni <0,8%, 
la frecvenţa de 1 kHz, la puterea 
maximă pe o sarcină de 40; 

— sensibilităţi: 

— phono 2,5 mV/47 kO; 

— tuner 150 mV/47 kO; 

— tape 150 mV/47 kO; 


Descrierea schemei 


Schema prezentată se remarcă 
printr-o particularitate interesantă şi 
mai puţin obişnuită, corecţia de ton 
în domeniul frecvenţelor joase şi 
înalte făcîndu-se la nivelul etajului 
final. Din examinarea schemei pu¬ 
tem observa că reţeaua de corecţie 
a» tonurilor este introdusă în bucla 
de reacţie negativă a amplificatoru¬ 
lui final. Pentru că una din bornele 
reţelei este conectată la masă, pen¬ 
tru o variaţie liniară a reglajului de 
ton potenţiomeîrele P3 şi P4 trebuie 
să aibă o lege de variaţie antilogarit- 
mică. Pentru că astfei de potenţio¬ 
metre sînt mai dificil de procurat, se 
pot utiliza şi potenţiometre cu varia¬ 
ţie liniară, cu dezavantajul că regla¬ 
jul tonului nu va mai fi liniar pe în¬ 
treaga cursă. Reglajul tonuiui la 
frecvenţe joase se face cu potenţio- 
metrui P3, respectiv cu P4 pentru 
frecvenţele înalte. 

Regiajul de volum realizat cu PI 
este prevăzut gu o corecţie de tip 
„loudness" (compensare fiziologică) 
comutabilă. Această corecţie com¬ 
pensează, la nivel redus al audiţiei, 
sensibilitatea scăzută a urechii 
umane la extremităţile benzii audio. 
Prin conectarea reţelei de corecţie, 
frecvenţele medii vor fi atenuate, fa- 
vorizîndu-se în acest fel frecvenţele 
joase şi înalte. Reglajul de balans se 
realizează cu potenţiometrul P2. 


Preamplificatoruî de doză magne¬ 
tică (phono) utilizează circuitul dual 
/3M381, într-o configuraţie clasică. 
Pentru ca abaterile de la norma 
RIAA să fie cît mai mici, este indicat 
ca elementele din reţeaua de corec¬ 
ţie să fie în clasa de toleranţă ±5%. 

Alimentarea amplificatorului se 
face diferenţial, ceea ce permite eli¬ 
minarea condensatorului de cuplaj 
cu sarcina (difuzorul). La ieşire pot 
fi cuplate şi difuzoare cu impedanţă 
mai mare, cu scăderea corespunz㬠
toare a puterii debitate. 

Detalii constructive 

Schema-nu necesită nici un fel de 
reglaje. Utilizarea de componente 
de bună calitate şi atenţia-în execu¬ 
ţie garantează o funcţionare sigură, 
care va satisface şi cele mai preten¬ 
ţioase exigenţe. 

Pentru că valorile pieselor sînt 
identice pentru ambele canale, în 
schemă nu au fost date decît valo¬ 
rile pentru unul din canale. 

Condensatorul de cuplaj cu re¬ 
ţeaua de corecţie a tonurilor, notat 
cu asterisc, C* = 4,7 ţj.F BP (bipolar) 
poate fi substituit, în lipsă, cu o 
combinaţie serie de două condensa¬ 
toare de 10 mF/ 16 V, conectate ca în 
detaliul prezentat în schemă, în par¬ 
tea de jos, dreapta. 

Atît pentru reglajul volumului, cît 
şi pentru balans, după cum se vede 


din schemă, au fost folosite poten¬ 
ţiometre de 250 kfî iin cu priză la 
mijloc. Pentru că'în comerţ nu sînt 
disponibile potenţiometre duble cu 
priză la această valoare, am utilizat 
pentru construcţia acestuia compo¬ 
nentele mecanice de la un potenţio- 
metru dublu, la care am montat ele¬ 
mentele rezistive de la potenţiome- 
trele simple cu priză de 250 kH lin, 
existente în comerţ. 

Circuitele TDA2020 (MDA2020) 
pot fi înlocuite fără modificări cu 
circuitele TDA2030, ambele exis¬ 
tente ca piese de schimb în magazi¬ 
nele de specialitate. 

Transformatorul de reţea trebuie 
să asigure în secundar o tensiune 
de 2x15 V îa un curent de 2,5 A 
(atenţie, tensiunea maximă de ali¬ 
mentare pentru circuitul TDA2020 în 
mod diferenţial este de ±22 V). 

Comutatoarele de> intrări sînt de 
tipul KAD (claviatură) cu autoexclu- 
dere. Mufele de intrare, de tip RCA, 
pot 'fi înlocuite cu mufe clasice DIN 
cu 5 contacte. 

Pentru semnalizarea funcţionării, 
pe, ramura plus a sursei de alimen¬ 
tare este conectat un LED care-va fi 
montat pe panoul frontal al amplifi¬ 
catorului. 

O ultimă recomandare în finalul 
articolului: ;a proiectarea cablajului 
şi în montaj, respectaţi regulile de 
cablare specifice amplificatoarelor 
de putere integrate, pentru a "evita 
eventualele osciiaţii care pot apărea 
datorită unei cablări incorecte. 


Cei care doresc detalii şi configu¬ 
raţia cablajelor, pot să-mi scrie pe 
adresa: 

Bucureşti, C.P. 39—63, O.P. 39. 


TEHNIUM 6/1991 


9 


















ADAPTOR 


Exista multiple cazuri cînd urmeaza sa măsurăm tensiuni inferioare va¬ 
lorii de 0,5 V cu un voltmetru cu impedanţa de intrare 20ki2/V, rezulta¬ 
tul măsurătorii fiind destul de imprecis. 

In asemenea cazuri se recurge la utilizarea unui adaptor simplu care 
măreşte mult impedanţa de intrare, adică de la 20 kîl/V la 10 M12/V, 
putîndu-se măsură chiar 0,1 V (cap scală). 

Utilizarea acestui adaptor este foarte simpla, ţinîndu-se seama ca apa¬ 
ratul nostru se plaseasza într-o punte la care doua braţe sînt formate cu 
tranzistoarele FET, de tip TIS-58, MPF103, BF245 etc. 

Intrarea acum este formata din 4 rezistoare care însumate dau 10 Mii. 
Alimentarea montajului se face cu 9 sau 13,5 V din baterii. 

Regimul de măsură se selectează cu un comutator simplu. 

Voltmetrul nostru, fixat pe scala de 1 V, se conectează intre drena iui 
Q2 şi cursorul potenţiometrului R14. Intrarea adaptorului se scurtcircui¬ 
tează şi se reglează potenţiometrul R13 pentru indicaţia zero. 

Se scoate scurtcircuitul de la adaptor şi se trece comutatorul pe scala 
0, IV; se apasa pe butonul de etalonaj şi se reglează R14 ca acul instru-, 
mentului de măsură sa indice cap de scala, adica IV. 

Dioda Zener din sistemul de etaionare asigura o tensiune stabilizata de 
5,6 V. 



MINIAMPLIFICATOR 


M. ALEXANDRU 



c 

u un amplificator operaţional 
de-uz general (/3A741 sau similar), o 
pereche pnp-npn de tranzistoare cu 
siliciu, de medie putere, două diode 
de comutaţie'şi alte cîteva compo¬ 
nente nepretenţioase (şi cu valori 
necritice), puteţi realiza acest mi- 
niamplificator de audiofrecvenţă, ale 
cărui performanţe sînt foarte bune 
în. raport cu simplitatea schemei. 

Montajul se alimentează diferen¬ 
ţial, cu tensiunile simetrice ±U cu¬ 
prinse orientativ între 4,5 V şi 9 V. 
Pentru probe se pot folosi seturi 
adecvate de baterii (de exemplu, 
două baterii de 4,5 V legate în serie, 
cu polul comun la masă), dar în fi¬ 
nal se va construi un redresor du¬ 
blu, foarte bine filtrat. 

Schema cuprinde un etaj repetor 
pe emitor simetric, realizat cu cele 
două tranzistoare complementare 
(care vor fi împerecheate pe cît po¬ 
sibil după factorul beta), inclus în 
bucla de reacţie negativă a unui am¬ 
plificator neinversor, realizat cu 
operaţionalul 741. Pentru diminua¬ 
rea distorsiunilor de cross-over, eta¬ 
jul final a fost polarizat static prin 
intermediul grupului R5, Dl, D2, R6. 
Valorile R5 şi R6 se vor tatona (în 


funcţie de factorii beta ai tranzisîoa- 
relor) astfel încît să se asigure un 
curent de repaus prin tranzistoare 
de ordinul a 5—15 mA. 

Amplificatorul cu AO primeşte 
semnalul de intrare (prin intermediul 
unui potenţiometru nefigurat în 
schemă) pe intrarea neinversoare, 
via CI. Din punct de vedere static, 
această intrare este conectată la 
masă prin rezistenţa R1, care stabi¬ 
leşte practic şi impedanţa de intrare 
a etajului (după necesităţi, valoarea 
lui R1 se poate mări sau micşora, 
pentru adaptarea optimă la sursa de 
semnal). 

Cîştigul în tensiune al etajului cu 
AO este dictat practic de raportul 
rezistenţelor R2 şi R3. Pentru asigu¬ 
rarea unor distorsiuni reduse, nu se 
vor forţa amplificări mari (orientativ 
sub 20—30 de” ori) şi nici nu se vor 
utiliza rezistenţe R2 foarte mari, pre- 
ferîndu-se reducerea lui R3. 

Montajul poate servi la amplifica¬ 
rea liniară a semnalelor AF cu nivel- 
coborît (milivolţi, zeci de milivoiţi), 
debitate de surse avînd impedanţa 
de ieşire pînă la ordinul sutelor de 
kiloohmi, în vederea audiţiei în difu¬ 
zor. Astfel, el poate constitui partea 
„finală" a unui radioreceptor, inter- 
fon, minicasetofon "etc., asigurînd o 
putere de ordinul a 0,5—2 W, sufi¬ 
cientă pentru o cameră obişnuită. 

Desigur, operaţionalul, se poate 
înlocui printr-un alt model mai per¬ 
formant (zgomot redus, impedanţă 
mai mare), după cum şi tranzistoa¬ 
rele pot fi alese de putere mai mare. 


Ing. AURELIAN SVIATEESCU 


Cu cîţiva ani în urmă, instalaţiile — este uşor abordabilă de con- 
de sonorizare pretenţioase pentru structorii amatori începători; 

„uz casnic" prevedeau căi separate — se pot utiliza componente recu- 
de amplificare pentru frecvenţele perate din aparate de radio şi televi- 

joase, medii, înalte din spectrul au- zoare de tip mai vechi, echipamente 

dio, copiind soluţiile de uz profesio- cu tuburi electronice,cu condiţia ve¬ 
nal la care cerinţele de calitate sînt rificării lor atente; 

mai puţin cenzurate de aspectul fi- — numărul redus al componente- 
nancian lor, comparativ cu un amplificator 

Scheme de astfel de amplifica- stereo cu cîte două căi separate, 

îoare audio cu tranzistoare au apă- executat cu tranzistoare. Dezavanta- 

rut.şi în literatura noastră de specia- juJ soluţiei cu tuburi este dat de gre- 

iitafe, dar volumul mare de compo- utatea mare şi consumul ceva mai 

nente necesare în regim de funcţio- ridicat de curent. 

.nare stereo le face greu abordabile 

de constructorul amator. Descrierea schemei electrice. Se 

Vom prezenta în cele ce urmează observă că amplificatorul dispune 
o schemă interesantă sub mai multe de o cale pentru amplificarea frec- 
aspecte: venţelor joase, reprezentată de un 


amplificator clasic cu ieşire în con- frecvenţelor joase, mărind eficacita- 
tratimp (putere utilă de peste 5W). tea reţelei de separare. 

Pentru frecvenţe înalte este utilizat 
un amplificator simplu, cu un singur 
tub electronic, cu puterea utilă de 
circa 2W. 

Interesantă este reţeaua de sepa¬ 
rare a frecvenţelor de după trioda 

TI. Aceasta separă spectrul audio în — Amplificatorul se alimentează 
două benzi ce sînt apoi amplificate dintr-un redresor capabil să asigure 

independent. Reglajul general al ni- U u = +250 V/200 mA pentru anozi şi 

velului se execută cu PI, iar cu ce- U/ = 6,3 V/1,8 A pentru filamente. în 

lelaite două potenţiometre se re- variantă stereo consumul se du- 

glează nivelul reprodus de cele blează. 

două amplificatoare: P2 pentru frec- — Se poate folosi orice tip de 
venţe joase şi P3 pentru frecvenţe preampiificator-corector ce convine 

înalte. Circuitele R4—C4 asigură scopului. 

atenuarea frecvenţelor înalte, iar — Ca transformatoare de ieşire se 
R14 — R15 — C9 atenuarea ooţ utiliza cele de la radioreceptoa- 


10 


TEHNIUM 6/1991 




BEVOX 


| Acest mic apărat este un emiţator-receptor (taR 
| kie-walkie) ce lucrează în banda de 27 MHz şi 
| poate asigura legaturi în spaţiul liber pîna la 3 
I! km. 

I Stabilitatea frecvenţei de emisie este dictata de 
| cristalul de cuarţ care fixeaza şi canalul exact în 
I care lucrează de exemplu 27,065 MHz. 

| Primul tranzistor lucrează ca oscilator şi etaj de 
| putere modulat în regim de emisie şi ca detector 
1 cu superreacţie în regim de recepţie. 

I Celelalte trei etaje formează un amplificator de 

I * aiidiofrecvenţă. La recepţie se amplifica semnalul 
primit de la detector, care este şi aplicat apoi di¬ 
fuzorului, iar în regim de emisie acest amplifica¬ 
tor primeşte semnal de la difuzor (acum pe post 
I de microfon) şi îl aplica, etajului oscilator. 

I întreg aparatul foloseşte tranzistoare pnp cu 
I germaniu, în etajul oscilator recomandat fiind un 
AF139. 

Alimentarea se face cu 9 V, puterea radiata 
I ajungînd la 50 mW. 



rele „MODERN", „ESTONIA 2“, 
„FESTIVALS", „ROSSINI 58C1", 
„SIMFONIA" etc. pentru Tr 1 (ieşire 
în contratimp) si de la „EFORIE", 
„ENESCU", „BUCUREŞTI 500", TV 
„RUBIN 102“ eîc. pentru transfor¬ 


matorul Tr. 2. 

— Din R21 se poate echilibra cu¬ 
rentul anodic al celor două tuburi 
atunci cînd acestea au uzuri diferite 
sau emisii catodice inegale. 

— Se poate utiliza orice configu¬ 


raţie pentru cele două etaje finale, 
după dorinţa constructorului; se va 
menţine configuraţia reţelei de se¬ 
parare şi a reţelelor de atenuare. 

— Pentru transformatorul de reţea 
se poate utiliza unul de intrare recu¬ 


perat de la un TV „RUBIN 102" scoe 
din uz (sau alt tip de TV cu alimen¬ 
tare din transformator de reţea). 

Montajul oferă posibilităţi largi de 
experimentare pentru audiofilii ' ce 
doresc să-şi construiască singur 
aparatura audio. 





M. FLORIN, Bîrlad 


Csoi _ 

0,01 uf T 

mbv X 

Acest tip de televizor, ca şi fratele său Luchian VS47—632, a avut la 
vremea lui performanţe deosebite în ceea ce priveşte siguranţa în 
funcţionare şi calitatea imaginii şi sunetului. 

Dacă tubul cinescop este bun merită să remediaţi micile defecţiuni 
care au apărut. Faptul că circuitul de alimentare a filamentelor tuburi¬ 
lor este întrerupt, că, verificate la ohmmetru, toate filamentele au 
continuitate va determina şi controlul conexiunilor la rezistorul R504. 

Cel mai sigur aici este defecţiunea. De obicei, firele de conexiune la 
acest rezistor sînt corodate. Pentru uşurinţă vă pot informa că acest 
rezistor este situat Jîngă tubul PL36 (în partea superioară a acestuia). 
Refaceţi legaturile şi totul va reintra în normal. 

Diodele din redresor se înlocuiesc cu o singura diodă F407 
(1N4007), fiindcă, lucrînd la 220 V, nu se mai conectează dublorul de 
tensiune. Deci punctul 1 se conectează la punctul de intrare în dioda 
Dl8, care acum este F407. Condensatorul C502 se suprimă din redre¬ 
sor şi se poate conecta în alt punct al schemei. 


Frecvenţa semnalului la ie¬ 
şirea blocului UUS este de 
'< 8,4 MHz, fiindcă se acoperă 
: banda 64,5 MHz—73 MHz cu 
î un oscilator ce lucrează pe 
;! frecvenţele cuprinse între 
\ 56, >1 —64,5 MHz. Aducerea pe 
i frecvenţa de FI—6,5 MHz se 
| efectuează de tubul 6M1JT 
ş echivalent cu ECH81. în 
j acest bloc verificaţi rezistorul 
1 R1 (2,2 kli) şi tubul 6H6II. 

| Atenţie! Fără antena adec- 
j vată nu se poate recepţiona 
î gama UUS. 


ş Aplicînd semnal 
| la intrarea televizo- 
I rului de tip hibrid 
| Lux E, Saturn H 
1 etc. de la video pla- 
| yer, prin interme¬ 
diul unui generator 
| RF modulat, de ti- 
I pul celor folosite şi 
1 I a jocul cu 
S A Y3 — 8 500, se 
| constată o instabili- 
I tate pronunţată pe 
I linii şi în special în 
I partea superioară a 
| ecranului, 

I După cum ne re- 
| comandă colabora- 
I torul nostru, dl, T. 
I Ursoiu, neplăcuta 
I situaţie se poate re- 
I media facil, înlocu- 
| ind condensatorul 
I C801 (0,1 mF), plan- 
| tat între rezistoarele 
R802 şi R807 (de la 
I diodele D800), cu 
| un condensator de 
I 10 nF; imaginea va 
1 deveni stabilă. 

I 3 



Bks nu hi 


H. SCHUSTER, 
Timişoara 


VIDEO 



Tuburile redresoare PY82 din televizorul dv. pot fi înlocuite 
cu două diode F407 sau 1N4007 şi un rezistor astfel: între pi¬ 
cioruşele 9 şi 3 de la fiecare tub se montează cîte o diodă; de 
reţinut că la 3 se conectează catodul. 

Intre terminalele 5—5 ale celor doua tuburi se va monta un 
rezistor de 130 fi/15 W. 

Dacă s-a restabilit sistemul de alimentare, verificaţi funcţio¬ 
narea celorlalte etaje şi dacă mai aveţi neclarităţi scrieţi-ne. 


' — D8OOW0C2 



12 


TEHNIIW R/1 OQi 














































itlul este incitant la prima ve¬ 
dere şi in mod logic se pune între¬ 
barea: cum s-a putut oare realiza un 
frecvenţmetru pentru banda de 144 
MHz folosind numai circuite inte¬ 
grate de tipul CMOS, cunoscind 
faptul ca aceste componente, la o 
tensiuge de alimentare de 15V, 
funcţionează doar pma la frecvenţa 
de 11 MHz? 

Pentru a realiza acest deziderat, 
s-a plecat de la o situaţie particu¬ 
lara, anume aceea pentru cazurile 
emiţătoarelor de U.U.S. care folo¬ 
sesc un VFO cu frecvenţa de 12 
MHz şi prin multiplicări-se obţine 
frecvenţa de 144 MHz. Mai exact, 
pentru acoperirea completa a benzii 
de unde ultrascurte repartizate ra¬ 
dioamatorilor de 144 -146 MHz, 
este nevoie ca limitele de variaţie a 
frecvenţei VFO-ului sa varieze între 
12.000—12,166 MHz. 

Frecvenţmetrul prezentat „citeşte" 
de fapt valoarea acestei frecvenţe a 
VFO-ului, dar pentru a indica valoa¬ 
rea frecvenţei multiplicate s-a recurs 
la un artificiu tehnic: s-a mărit tim¬ 
pul de citire a frecvenţei de la o se¬ 
cunda ia 1,2 secunde. In acest fel, 
frecvenţmetrul va numără, în unita¬ 
tea de timp aleasa (de 1,2 secunde), 
un număr de oscilaţii de 1,2 ori mai 
mare. Astfel, la frecvenţa de 12 MHz 
a VFO-ului, aparatul va indica 
12,000000x1,2, adica valoarea 
14,400000. in mod identic, la valoa¬ 
rea frecvenţei VFO-ului de 
12,166666 MHz, frecvenţmetru! va 
indica valoarea de 14,600000. Pri¬ 
vind aceste cifre şi mutînd în mod 
convenabil locul virgulei, vedem ca 
se obţin valorile 144 şi 146 (cu ze- 
rourile respective), adica limitele de 
frecvenţe de 144 şi 146 MHz, ceea 
ce dorim sa vizionam pe scala frec- 
venţmetrului, 

in traficul de radioamatori, în ca¬ 
zul cînd se folosesc radioemiţatoare 
cu modulaţie de frecvenţa, s-a ob¬ 
servat ca este suficienta o „putere 
de rezoluţie" de citire a frecvenţei 
de lucru de 1 kHz. Astfel este sufi¬ 
cient sa fie afişate numai 6 cifre, co¬ 
respunzătoare frecvenţelor de 
144,000 MHz şi 146,000 MHz. Acest 
lucru este foarte util mai ales cînd 
se foloseşte retranslatorul pentru ra¬ 
dioamatori instalat în Munţii Bucegi, 
care utilizează frecvenţele de 
145,000 şi 145,600 MHz, respectiv la 
recepţie şi la emisie. 

Descrierea 

frecwenfmetrtjitjî 

Pentru a reduce numărul de circu¬ 
ite integrate folosite, pentru unitatea 
de timp în care se citeşte valoarea 
frecvenţei nu s-a ales valoarea de 
1,2 secunde (cum am descris mai 
sus), ci de 0,12 secunde; astfel citi¬ 
rea frecvenţei se face mai rapid. 

Baza de timp a aparatului este 
prezentata în figura 2 

Pentru a obţine o stabilitate buna 
a frecvenţei oscilatorului pilotat cu 
cristal, acesta a fost realizat cu tran¬ 
zistorul BC171 şi nu cu o poarta a 
circuitului integrat MMC4001. 

in serie cu oscilatorul au fost co¬ 
nectate doua porţi de tipul 
MMC4001 pentru a realiza o sepa¬ 
rare rezonabila între oscilator şi di- 
vizoarele de frecvenţa ulterioare co¬ 
nectate în cascada. 

Aceste divizoare de frecvenţa, în 
număr de patru (doua numărătoare 
zecimale duble de tipul MMC4518), 
realizează o divizare programabila. 
Este neceşar acest lucru pentru a 
putea porni la realizarea bazei de 
timp de la un cristal cu frecvenţa 



P E ii î l! IJ 144 MHz 


ieşirii C a circuitului integrat IV. 
continuare calculam astfe 
4 708—4 000=708. Mai departe al 
gem numărul imediat inferior vale 
obţinute, adica 400 (ieşirea C .a C 
III) şi calculam: 708-400=308. 
aşa mai departe, vom realiza tabel 


(MIMIIMV)-MMC 4518; { V+VU-MMC4520 


proprie de rezonanţa „oarecare'. Se 
pot folosi cristale cu frecvenţa cu¬ 
prinsa în limitele de 1—8 MHz. 

Cum se calculează ordinul de di¬ 
vizare programabil? Sa presupunem 
ca avem un cristal cu valoarea în¬ 
scrisa pe el de 5,650 MHz. Deoarece 
divizarea ulterioara este de 1,2 (cum 
f am explicat anterior), facem următo¬ 
rul calcul: 5 650:1,2= 4 708,333. De¬ 
oarece nu putem realiza o divizare 
cu zecimale, luam valoarea de 4 708 
şi o înmulţim cu 1,2, adica 4 708x1,2 
=5 649,6. Aceasta valoare obţinută 
trebuie sa corespunda valorii frec¬ 
venţei de oscilaţie a cristalului. Se 
ştie ca orice cristal permite variaţia 
frecvenţei de oscilaţie în limitele a ± 
500 Hz, ceea ce se realizează cu 


ajutorul condensatorului trimer de 
10—40 pF, conectat în serie cu 
acesta. 

Cu ajutorul unui frecvenţmetru 
bine etalonat, se masoara la ieşirea 
celei de-a doua porţi 4001 valoarea 
frecvenţei de oscilaţie a cristalului 
şi, acţionînd asupra condensatorului 
trimer de 10—40 pF, acesta se va 
ajusta astfel incit sa obţinem frec¬ 
venţa de 5,649600 MHz. De acurate¬ 
ţea acestui reglaj depinde precizia 
de citire a frecvenţmetrului nostru. 

In continuare vom folosi tabelul 
din figura 3. Pornind de ia numărul 
4 708” (calculat anterior, 5 649,6:1,2= 
4 708), alegem din tabel primul nu¬ 
măr inferior acestuia; în cazul nos¬ 
tru valoarea de 4 000, corespunzător 


Trebuie sa realizam aceste opera¬ 
ţii pîna obţinem cifra zero. 

Mai departe, în dreptul ieşirilor 
care au reieşit din calcul, adica la 
ieşirea C a C.l. IV. la ieşirile A, B şi 
C ale C.l. 111"şi la ieşirea D a C.l. I, 
vom conecta diode 1N4148 în 
aceste locuri, conform schemei din 
figura 2. . 

in schema din figura 2 sint indi¬ 
cate diode la toateleşirile A, B, C şi 
D ale circuitelor integrate I—IV. Noi 
vom conecta diode numai în locurile 
reieşite din caicul. 

Mai departe, intrarea ENABLE a 
circuitului integrat V se va conecta 
la borna de la care s-a făcut prima 
scădere, în cazul nostru la IV.C. 













Sa presupunem ca avem un cristal 
cu frecvenţa indicata de 1,725 MH/ 
Mai-departe valoarea (cu 4 cifre) de 
1 725 o împarţim la 1,2; 1 725:1.2= 
1 437,5. Aceasta valoare nu este fo¬ 
losibila deoarece conţine zecimale. 
Numerele întregi cele mai apropiate 
ale divizării sînt de 1 437 şi 1 438 
care, înmulţite cu 1,2, corespund 
unor frecvenţe ale cristalului de 
1 724,4 şi, respectiv, 1 725,6. Pe 
urma, acţionînd trimerul de 10—40 
pF şi masurînd frecvenţa de oscila¬ 
ţie cu un frecvenţmetru, cum am 
descris anterior, căutăm sa obţinem 
una din cele doua valori reieşite din 
calcul, adica de 1,7244 MHz sau 
1,7256 MHz. 

Sa presupunem ca am reuşit sa 
obţinem frecvenţa de 1,7244 MHz, 
care corespunde cifrei de 1 437 
menţionate mai înainte. 

In continuare realizam următorul 
tabel: 


1 437 - 

1 000 = 437 - IV.A 

437 - 

400 = 37 -—III.C 

37 - 

20 = 17 - II.C 

17 - 

10 = 7 - II.A 

7 - 

4= 3 — I.C 

3 - 

2 = 1 - I.B 

1 - 

1 = 0 - i.A 


Deci, vom conecta diode numai in 
locurile reieşite din tabel, iar intra¬ 
rea in numărătorul V se va face de 
la ieşirea IV.A. 

Conectînd astfel diodele, vom rea¬ 
liza o divizare de 1 437 de ori. In 
acest fel, ia ieşirea divizorului IV, in 
cazul acesta ia borna IV. A vom 
avea semnale cu frecvenţa de 1 200 
Hz. Aceasta valoare reiese din ur¬ 
mătorul calcul: 1,724400 (frecvenţa 
reglata obţinută a cristalului) împăr¬ 
ţită la 1 437. Astfel, obţinem 
1 724400 : 1 437= 1 200. 

In continuare, circuitul integrat V 
(1/2 din MMC4520) divizează cu 10 
şi obţinem la ieşirea acestuia frec¬ 
venţa de 120 Hz. A doua jumătate a 
C.l. 4 520 divizează cu 11, conform 
tabelului desfăşurat din figura 4. Cu 
ajutorul a doua circuite integrate de 
tipul MMC4001 şi MMC4011 se rea¬ 
lizează celelalte semnale prezentate 
in tabelul menţionat. 

Frecvenţmetru! se alimentează de 
!a o sursa de 15 V, care trebuie sa 


asigure un consum de 250 mA. 

In catalogul firmei producătoare 
„Microelectronica" se precizează ca 
la tensiunea de alimentare de 15 V, 
circuitele integrate CMOS din seria 
MMC... au o frecvenţa minima-de lu¬ 
cru de 11 MHz. Din practica am 
constatat ca unele exemplare din 
aceasta serie merg bine pîna la 
13—14 MHz. Astfel se va alege „cel 


mai bun" exemplar din circuitele in 1 
tegrate MMC4029, cu frecvenţa cea 
mai ridicata de lucru, şi se va monta 
în locul celui indicat în schema din 
figura 2. 

Cablajul se realizează _pe o placa 
cu cablajul imprimat pe o singura 
faţa, cu dimensiunile de 12,2x9,2 
cm. Traseele circuitelor sînt prezen¬ 
tate in desenul din figura 5. 


In figura 6 se prezintă modul de 
amplasare a pieselor. Deoarece s-a 
ales varianta realizării unui cablaj 
imprimat numai pe o singura supra¬ 
faţa, pentru o comoditate evidenta a 
executării acestuia au fost necesare 
unele ştrapuri (legaturi, cu conduc¬ 
toare) suplimentare. 




TEHNIUM 6/1991 


15 













ontajul din figură este desti¬ 
nat utilizării în special în discoteci, 
purtînd şi numele de „talk-over“. 
Denumirea vine de la scopul pe care 
îl urmăreşte, acela de a introduce 
un comentariu vorbit, atenuînd în 
acelaşi timp muzica. Tranzistoarele 
folosite sînt obişnuite, cu siliciu, din 
gama BC. Muzica provenind de la 
un casetofon, magnetofon, pick-up 
sau compact disc player este injec¬ 
tată în baza tranzistorului T6, în 
timp ce semnalul de la microfon 
(mesajul vorbit) este introdus în 
baza lui TI. Tranzistorul T6 este 
montat în conexiune repetor pe emi 
tor şi asigură o impedanţă de intrare 
de 22 kn. în emitorul lui este conec 
tat un atenuator de unde semnalul 


IN _ _ 

MUZICA W 

C« 


muzical este adus în baza tranzista 
rului T4 prin intermediul unui gfap 
serie format dintr-o rezistenţă de 10 
kH şi un condensator de 0,47 yJr 
Tot în baza lui T4 ajunge şi semna 
Iul de la microfon prin rezistenţa de 
10 kH ce vine din colectorul lui T2. 
Rolul tranzistorului T4 este acela de 
mixer între cele două semnale 
Tranzistorul T2 are şi rolul de a po 
lariza baza lui T4, în timp ce emito 
rul este polarizat printr-o rezistenţă 
de 10 kn. Tot din emitorul T4 se cu¬ 
lege semnalul de ieşire printr-un 
condensator de 10 >F şi eventual un 
potenţiometru de 22 kn care dozează 
nivelul. De asemenea tranzistorul T2 


i 

-tt . +# H J » i 


polarizează şi baza lui T3, aceasta 
din urmă avînd rolul de a amplifica 
în curent semnalul provenit de la 
microfon pentru a ataca în mod co¬ 
rect celula de redresare formată din 
rezistenţele de 220 n; 4,7 kn. dioda 
1N4148 şi condensatorul de 10 /iF. 
Condensatorul de 220 /xF conectat la 
ieşirea acestor celule (în baza lui 
T5) asigură filtrajul şi o temporizare 
la intrarea semnalului vorbit pe fon- 


47k& ll'Oka 


dul muzical. Tensiunea de la bor¬ 
nele sale aigură saturarea tranzisto¬ 
rului T5 care face parte din divizorul 
din emitorul lui T6. Prin saturarea 
lui T5 semnalul muzical este ate¬ 
nuat, rezistenţa de 1 kn din colecto¬ 
rul său fiind practic pusă la masă. 
Tranzistoarele TI şi T2 amplifica în 
tensiune semnalul provenit de la mi¬ 
crofon, pentru a-l aduce la un nivel 
comparabil cu semnalul muzical, 


10 ka. 

T4 BC107 


numai T2 asigurînd o amplificare de 
aproximativ 10 ori. Microfonul folo¬ 
sit este dinamic, putînd avea o im¬ 
pedanţă cuprinsă între 600 n şi 1,5 
kn. Impedanţa de ieşire a montajului 
este mai mică de 50 n. Se reco¬ 
mandă alimentarea de la o sursă 
stabilizată de tensiune cu valoarea 
de 20 V, dar montajul poate func¬ 
ţiona şi cu o tensiune cuprinsă între 
18 V şi 24 V. 


1 

91 n 

ICksT 

1 K X 

T3 BC 

Li 

107 

^ _, 

\ 

T2 

BC107 

|10kQ_ j 

r 


99ll p IN 
MI CI 


Pagini realizate de ing. CRISTIAN IVANCIOVICI 


ubiectul articolului de faţa îl 
constituie construcţia unui pream¬ 
plificator de înaltă performanţă a c㬠
rui schemă-bloc este prezentata în 
figura 1. Pentru a obţine perfor¬ 
manţe din clasa HI-FI, montajul 
este alimentat la o tensiune mai 
mare decît în mod obişnuit, la E=+38 
V, iar volumul se reglează nu cu di- 
vizor rezistiv pasiv, ci modificind re¬ 
ţeaua de reacţie,, deci un control ac¬ 
tiv al volumului. în mod uzual, nive¬ 
lul semnalului la ieşirea preampiifi- 
catorului are o valoare, medie în jur 
de 50 mV,. astfel încît semnalul este 
amplificat numai !a valoarea nece¬ 
sară unui anumit nivel de ieşire, res¬ 
tul de amplificare fiind folosit pentru 
marirea gradului de reacţie negativa, 
deci la creşterea liniarităţii benzii de 
frecvenţa şi micşorarea coeficientu¬ 
lui de .distorsiuni armonice. 

Preamplificatorul corector RIAA 
(de doza electromagnetica) are un 
cîştig relativ mic, +20 dB ia frec¬ 
venţa de 1 kHz, ceea ce asigura o 
valoare mare a tensiunii maxime ad¬ 
misibile pe 'intrare. Urmeaza un fil¬ 
tru subsonic (îrece-sus), de ordinul 
trei, care taie frecvenţele infraso- 
nore cît încă au un nivel mic. Ampli¬ 
ficatorul principal împreuna cu con¬ 
trolul volumului urmeaza după filtrul 
subsonic şi asigura o amplificare 
maxima a semnalului de 10 ori (+20 
dB), apoi corectorul de ton de tip 
Baxandail, care la f=l kHz are cîştig 
unitar. ■ 

Utilizarea unui control activ al vo¬ 
lumului elimină problemele provo¬ 
cate de un control obişnuit (pasiv) 
al volumului. Astfel, daca toata am¬ 
plificarea are loc înainte de reglajul 
volumului, sursa de alimentare va li¬ 
mita nivelul tensiunii maxime aplica¬ 
bile la intrare. în cazul în care după 


PREAMPLIFICATOR 

AUDIO 

DE PERFORMANŢĂ 


reglajul de volum semnalul este am: 
plificat, raportul semnal/zgomot se 
va înrăutăţi pentru că zgomotul pro¬ 
dus de etajele ulterioare mu va mai fi 
atenuat. Utilizarea a două reglaje de 
ton, unul în amonte şi altul în avalul 
circuitului, ar fi o soluţie, dar soluţia 
cea mai eleganta este utilizarea con¬ 
trolului activ a! volumuiui. 

După cum âm mai spus, cîştigui 
preamplificatorului corector RIAA 
este redus (la 1 kHz), deci reţeaua 
de reacţie (care asigura cîştigui şi 
corecţia tipica) are o impedanţă re¬ 
lativ mica şi care scade o data cu 
frecvenţa. Avînd în vedere cîştigui !a 
frecvenţa de 1 kHz, care este de 20 
dB, conform corecţiei RIAA, ia frec¬ 
venţa de 20 kHz cîştigui trebuie sa 
fie mai mic cu 19,3 dB, ceea ce în¬ 
seamnă ca amplificarea !a această 
frecvenţa se apropie de unitate. 
Acest lucru implica dificultăţi în sta¬ 
bilirea exacta a caracteristicii de 
frecvenţă care este căzătoare; din 
acest motiv se mai prevede un filtru 
îrece-jos cu frecvenţa de frîngere (la 
-3 dB) la 22 kHz, ceea ce asigură 
scăderea cîştigului în continuare cu 
o rata constantă. în acest mod ca¬ 
racteristicile de frecvenţă şi fază ale 
corecţiei tip RIAA se obţin cu o 
eroare foarte redusa. 


Circuitul de bază al preamplifica- 
ţorului de doză este cel din figura 2. 
în această configuraţie, amplificarea 
este asigurată în principal de către 
cel de-a! doilea tranzistor, care are 
în colector un bootstrap pentru asi¬ 
gurarea unui cîştig mare în buclă 
deschisă şi o bună liniaritate. Etajul 
de ieşire este un push-pull. Tranzis¬ 
torul T3 este o sursă de curent co- 
mandată .în antifază faţă de T4 prin 
intermediul condensatorului CIO (şi 
senzorul de curent R15). Aceasta 
poate fi considerată ca o reacţie ne¬ 
gativă care menţine curentui prin 
R15 constant. Cîştigui este egai cu 
unitatea şi variaţiile curentului prin 
T4 se reduc la jumătate de către 
CIO. Datorită comandării în antifază 
a tranzistorului T3, etaju! poate asi¬ 
gura un curent de vîrf dublu şi o ex¬ 
cursie a amplitudinii la ieşire dublă 
{în special la frecvenţele înalte). Eta¬ 
jul ce urmează este un filtru subso¬ 
nic, realizat cu ajutorul unui filtru 
Butterworth de ordinul trei cu o ate¬ 
nuare de 18 dB/octavă. Caracteris¬ 
tica filtrului indică o scădere a am¬ 
plitudinii semnalului cu 1,5 dB la 20 
Hz (faţă de 1 kHz) şi cu 14 dB la 10 
Hz. Filtrul este format din nişte ce¬ 
lule RC plus tranzistoarele T5 şi T6 
în configuraţie de repetor pe emitor, 


avînd ca sarcină o sursă de curent 
S-a ales această variantă datorită 
excelentei ei liniarităţi. De la ieşire 
se poate culege un semnal pentru 
imprimarea pe bandă sau casetă, cu 
o amplitudine de aproximativ 50 mV, 
aceasta depinzînd de sensibilitatea 
dozei de pick-up (vezi figura 2).' 
Scopul rezistenţei R24 este acela de 
a proteja tranzistorul T6 în cazul- 
unui scurtcircuit pe mufa de ieşire 
imprimare. Distorsiunile armonice 
ale preamplificatorului RIAA pentru 
o valoare a semnalului de ieşire de 6 
V la f=1 kHz sînt mai mici de 
0,004%, dar cum semnalul mediu ce 
se obţine în mod normal la ieşirea 
unui astfel de , preamplificator este 
de 50 mV distorsiunile vor fi şi mai \ 
scăzute. Pe intrare pot fi injectate 
semnale cu amplitudinea mai mare 
de 1 V la f=1 kHz sau 3,8 V la f=10 
kHz, fără ca primul etaj să intre în 
limitare. Toate aceste performanţe 
justifică alegerea acestei scheme 
mai laborioase, cît şi amplificarea 
mai scăzută ■ adoptată. Acurateţea 
caracteristicii faţă de cea ideală 
RIAA depinde de toleranţele piese¬ 
lor din reţeaua de--reacţie care stabi¬ 
lesc constantele de timp RC. Pentru 
o toleranţă -de 5% deviaţia trebuie să 
fie mai mică decît ±0,5 dB în banda 
1 kHz—15 kHz sau ±1 dB în banda 
20 Hz—20 kHz. Raportul semnal/ 
zgomot este ega! cu 68 dB pentru 
un semnal de 5 mV la intrare {f=1 
kHz). 

Componentele care asigură pola¬ 
rizarea, adică R2, R3, R4, C2, C3, 
Dl, D2 cît şi C12, nu se mai repetă 
şi în canalul aî doilea. Punctele A, 
B, C se leagă în canalul secund la 
rezistenţa R20 (punctul A), la rezis¬ 
tenţa R14, R22 (punctul B) şi la re¬ 
zistenţa R6 (punctul C). 

Cea de-a doua parte a schemei 
este compusă dintr-un corector de 


TEHNIUM 6/1991 
















ton şi un control activ al volumului. 
Intrările selectabile din comutatorul 
K au diferite sensibilităţi; pot fi folo¬ 
site şi ca monitor (pentru extragerea 
semnalului). 

Amplificarea etajului este stabilită 
de potenţiometrul Pv care este pe 
post de rezistenţă de reacţie. Cîşti- 
gul maxim este de 20 dB şi se ob¬ 
ţine atunci cînd Pv are valoarea ma¬ 
ximă; expresia lui este dată de ra¬ 
portul dintre Pv şi rezistenţa de in¬ 
trare. Atunci cînd Pv este complet 
şuntat, cîştigul este unitar. 

Tranzistoarele T7 şi T8 formează 
un etaj cascod cu bootstrap în co¬ 
lector, iar T9 este un repetor pe 
emitor. Liniaritatea este îmbunătăţită 
prin injectarea unui curent în T7 
prin rezistenţa R33. Filtrul R32, CI7 
reduce ondulaţiile tensiunii de ali¬ 
mentare, în timp ce R40 previne in¬ 
stabilitatea la frecvenţe ridicate. Co¬ 
rectorul de ton este de tip Baxandall 
obişnuit. Tranzistorul T11 este tot 
un repetor pe emitor cu rol de sepa¬ 
rator. Rezistenţa R52 are scopul de 
protecţie la scurtcircuitarea ieşirii. 
Datorită faptului că impedanţa de 
ieşire este mică pot fi utilizate şi fire 
lungi de legătură cu etajul următor, 
fără pierderi la frecvenţe înalte. 

Performanţele obţinute sînt urm㬠
toarele: 


— sensibilităţi de intrare: 5 mV/47 
kO pentru intrarea de doză electro¬ 
magnetică: 

100 mV/20 kfl (IN C) 

100 mV/20 kfl (IN B) 

500 mV/100 kH (IN A) 

— tensiuni de ieşire: 500 mV (ie¬ 
şire preamplificator) 

— banda de frecvenţă: 

±1 dB 20 Hz+20 kHz (RIAA) 

0 4- —0,5 dB 20 Hz—20 kHz (cu 
corecţiile de ton în poziţie mediană) 

— distorsiuni: de la intrarea de 
pick-up pînă la ieşirea spre amplifi¬ 
catorul de putere ia o amplificare 


egală cu 6, acestea sînt mai mici de 
0,008% la 8 V şi mai mici de 0,005% 
la 5 V nivel de ieşire. 

— raportul semnal/zgomot: 68 dB 
pentru • preamplificatorul RIAA 

75 dB pentru preamplificatorul co¬ 
rector la cîştig maxim 

90 dB la cîştig unitar (minim) 

— reglajul de ton: 

±14 dB la 50 Hz 

±10 dB la 10 kHz 

— curentul absorbit: aprox. 80 
mA (la +38 V). 

în cazul în care se doreşte modifi¬ 
carea frecvenţelor la corectorul de 



ton se procedează în felul următor, 
pentru înalte, frecvenţa de la care 
începe corecţia se poate mări de la 
2 kHz (în* cazul de faţă) la 5 kHz 
prin micşorarea valorii condensato¬ 
rului C25 la 1 nF. Pentru diverse 
frecvenţe poate fi montat un comu¬ 
tator cu care să se poată alege frec¬ 
venţa de tăiere pentru înalte. Pream- 
plificatorului nu i s-a prevăzut reglaj 
al balansului pentru a păstra separa¬ 
rea între canale, acest lucru putînd 
fi făcut prin reglarea independentă a 
volumului pe fiecare canal în parte. 



TCHNIUM 6/1991 


17 










v-,. ■■ . 



1 n lipsa unui capacimetru (even¬ 
tual punte RC, tester specializat 
etc.), numeroşi constructori amatori 
verifică şi acum condensatoarele cu 
ajutprul clasicului ohmmetru serie, 
respectiv cu multimetrui disponibil, 
comutat pe unul din domeniile de 
kiloohmi (XI, X10, X100 kH). 

Desigur, metoda nu constituie o 
măsurătoare propriu-zisă, dar per¬ 
mite depistarea sigură a unor con¬ 
densatoare defecte („întrerupte" in¬ 
tern, deci fără capacitate, sau scurt¬ 
circuitate/străpunse), precum şi a 
unora „suspecte", de exemplu avînd 
curentul de fugă inacceptabil de 
mare. Prin comparaţie şi cu puţină 
experienţă a operatorului, se pot 
stabili pe această cale chiar şi ordi¬ 
nele de mărime ale capacităţilor (ur¬ 
mărind, de pildă, timpul de încăr¬ 
care). 

Neajunsul major al procedeului îl 
constituie însă plaja limitată de va¬ 
lori C explorabile, ţinînd cont de 
sensibilitatea uzuală a instrumentu¬ 
lui indicator şi de tensiunea redusă 
de alimentare. Astfel, cu un 
AVO-metru obişnuit avînd instru¬ 
mentul indicator de 40—100 mA şi 
tensiunea de alimentare a ohmme- 
trului de 3—4,5 V, cu greu pot fi 
puse în evidenţă capacităţi mai mici 
de aproximativ 0,1—0,5 juF. 

Alăturat vă sugerăm extinderea 
acestui domeniu cu două sau chiar 
trei ordine de mărime înspre valorile 
mici de capacitate printr-un artificiu 
vechi, extrem de simplu şi eficient. 


După cum se arată în figura 1, la 
bornele A—B ale ohmmetrului se ra¬ 
cordează circuitul emitor-colector al 
unui tranzistor T de mică putere 
(npn, cu siliciu, cu factorul beta cît 
mai mare). Evident, se va ţine cont 
de polaritatea bornelor ohmmetru¬ 
lui, conectînd emitorul la borna mi¬ 
nus şi colectorul la borna plus. 

Noile borne de testare, A’— B’, le 
vom conecta în colectorul (+), res¬ 
pectiv în baza tranzistorului (-). 

Cu un tranzistor T de excepţie, 
avînd factorul beta în jur de 800 (se¬ 



lectat din familia BC107C), am reu¬ 
şit testarea sigură a unor conden¬ 
satoare cu capacitatea de numai 
aproximativ 100 pF. Chiar şi în cazul 
tranzistoarelor uzuale (cu factorul 
beta de 400—500), se pot pune uşor 
în evidenţă capacităţi de ordinul su¬ 
telor de picofarazi. 

La realizarea practică a adaptoru¬ 
lui — care poate fi un mic modul in¬ 
serat pe cordoanele ohmmetrului 
sau chiar înglobat într-o mufă/priză 
suplimentară pe carcasa AVO-me- 
trului — se vor evita firele lungi de 
conexiune, în caz contrar fiind ne¬ 
cesară ecranarea. Se va evita, de 
asemenea, pe parcursul testărilor, 
atingerea cu mîna a condensatorului 
de verificat. Nu numai că pot astfel 
fi captaţi „paraziţi", pe care tranzis¬ 
torul îi detectează şi îi amplifică, 
eronînd indicaţia instrumentului-, dar 
adeseori chiar izolaţia externă a 


condensatorului (de pildă, la cele 
ceramice) ne poate „încurca" în 
acest caz. 

O metodă simplă şi sigură de tes¬ 
tare a condensatoarelor nepolarizate 
cu capacitatea orientativ între 100 
pF şi 1 fiF este sugerată în figura 2. 
La bornele „fixe" A”— B” se 
conectează condensatorul de verifi¬ 
cat, Cx, care este apoi plasat succe¬ 
siv într-o poziţie şi celalată, prin ac¬ 
ţionarea comutatorului inversor de 
polaritate, K, între bornele A’—B’ ale 
adaptorului din figura 1. Descărca¬ 
rea şi reîncărcarea condensatorului 
în sens opus, la fiecare acţionare a 
lui K (păstrînd acelaşi sens al curen¬ 
tului prin instrumentul indicator) 
dublează astfel „rezoluţia" testerului, 
iar atingerea cu mîna a condensato¬ 
rului sau a bornelor de conexiune la 
el nu mai este necesară. 


CONVERTOR TV 

EDOUÂRD GORA 


M 

iWi ontajul este de tip cu oscila¬ 
tor separat şi mixer, iar din punct de 
vedere electric masa este negativă. 

Caracteristici 

Frecvenţa de intrare: 470 MHz — 
500 MHz 

Frecvenţa oscilatorului: 560 MHz ± 


Pe drenă sosesc mixate cele două 
frecvenţe cu diferite armonici, dar 
filtrul FTJ rejectează semnalele cu 


Fo > 100 MHz. 

Alimentarea cu 12 V, efectuată 
prin cablul de ieşire, poate proveni 


fie de la baterii, fie de la un stabili¬ 
zator adecvat. 

Date constructive 

LI — 2 spire 0 3, cu sîrmă CuEm 
0 0,1 mm; 

L2 — 15 spire, idem LI; 

L3 — 20 de spire pe ferită 0 3 
mm, cu CuEm 0 0,5 mm (miez de 
MF). f 



proteja tranzistorul de comandă împotriva tensiunii induse de înfăşurarea 
bobinei. în momentul încetării iluminării fototranzistorululţ acesta se în¬ 
chide, ceea ce antrenează declanşarea releului. Ca un exemplu, în acest 
caz se poate alimenta o sirenă, ca aceea din figura 2, care realizează 
semnalizarea sonoră. Bineînţeles ca se pot imagina o multitudine de uti¬ 
lizări, în funcţie de fantezia fiecărui constructor. 

în cazul în care nu se dispune de un releu de 12 V, ci de unul de 6 V, 
se procedează astfel: se masoarâ curentul care circulă prin bobina releu¬ 
lui de 6 V în condiţii de alimentare normala (+6 V); sa-l notăm Ir. Se de¬ 
termină valoarea rezistenţei R care trebuie înseri’ata cu releul cu urm㬠
toarea formulă: 


F0T0TRADUCT0R 


Schema propusă în figura 1 este deosebit de simplă, scopul ei fiind 
acela de a acţiona un releu fa dispariţia iluminării unui fototranzistor. 
Tensiunea de alimentare a montajului este de 12 V, ca de altfel şi tensiu¬ 
nea de lucru a releului. Logica după care funcţionează schema este ur¬ 
mătoarea: în condiţiile unei iluminări a fototranzistorului, acesta este 
deschis, îl deschide şi pe tranzistorul de comandă (tip BC107, BC171, 
BC237 sau oricare alt echivalent) şi acesta anclanşează releul. De aici 
rezultă necesitatea utilizării unui releu cu contactele normal deschise. 
Rolul diodei Dl = 1N4001, montata antiparalel pe releu, este acela de a 


= tensiunea de alimentare egală cu 
6 V (tensiunea de lucru a releului] 

E — U r 12 V — 6 V 


10 MHz 

Frecvenţa intermediară: 60 MHz — 
90 MHz 

Amplificarea în mixer: > 15 dB 
Atenuarea frecvenţei imagine: > 
10 dB 

Zgomotul propriu: < 10 dB. 


Funcţionare 

Oscilatorul local, de tip Colpitts, 
cu priză capacitivă în emitor, furni¬ 
zează semnal prin condensatorul de 
1,8 pF grilei G2 a tetrodei. Pe grila 
G1 soseşte semnalul dorit. Induc- 
tanţa LI este semivariabilă în limite 
extrem de mici, şi acelea efectuate 
la un acord final.- Din potenţiometrul 
semireglabil de 40 kO se stabileşte 
regimul de lucru al tetrodei astfel ca 
tensiunea grilei G2 cu semnal să fie 
3,5 V. 











RADIORECEPTOR CU TRANZISTOR MOS 



j 



Recepţionarea în bune condiţii a 
posturilor de radiodifuziune din 
gama undelor medii se poate realiza 
cu ajutorul radioreceptorului cu am¬ 
plificare directă, a cărui schemă de 
principiu este prezentată în figura 1. 

Partea de radiofrecvenţă se com¬ 
pune dintr-un circuit oscilant L—Cv, 
un etaj de amplificare în RF realizat 
cu un tranzistor MOS—TEC şi un 
circuit de detecţie cu dublare de 
tensiune. 

Partea de audiofrecvenţă este rea¬ 
lizată cu ajutorul unui amplificator 
operaţional /3A741, care asigură o 
amplificare pronunţată, audiţia fă- 
cîndu-se într-un difuzor adaptat 
printr-un transformator de ieşire. 

Cu ajutorul rezistorului semiregla- 
bil R2 se stabileşte punctul de func¬ 
ţionare al tranzistorului TI, iar cu 
ajutorul lui R6 nivelul de audiţie. 

Bobina L se realizează pe o bară 
de ferită circulară cu lungimea de 
minimum 12 cm şi conţine un nu¬ 
măr de 65 de spire realizate cu liţă 
de radiofrecvenţă sau conductor 
CuEm 0 0,1 mm. Utilizînd un con¬ 
densator variabil avînd capacitatea 
maximă de 500 pF, se acoperă do¬ 
meniul de frecvenţă 525—1 500 kHz. 

Transformatorul de ieşire Tr se 
realizează pe un pachet de tole mi¬ 
niatură cu secţiunea de 0,24 cm 2 , în¬ 
făşurarea primară are un număr de 
1 200 de spire, bobinate cu sîrmă 
CuEm 0 0,05 mm, iar secundarul 
are un număr de 95 de spire bobi¬ 
nate cu sîrmă 0 0,25 CuEm. Difuzo¬ 
rul uţilizat este de tip miniatură, cu 
impedanţa de 5 fl 

Alimentarea se face cu o tensiune 
de 9 V la baterii, consumul montaju¬ 
lui, fiind sub 10 mA. 

în figura 2 este prezentată schema 
electrică de principiu a unui radiore¬ 
ceptor cu reacţie capabil să recep¬ 
ţioneze posturile de radiodifuziune 
şi radioamatori din gama de unde 
scurte. 

Primul etaj îl constituie un detec¬ 
tor cu reacţie avînd ca element 
esenţial un tranzistor MOS—TEC, la 
care prin modificarea potenţialului 
electric aplicat pe grila G2 se obţine 
variaţia reacţiei. Totodată, prin cu¬ 
plajul mutual dintre bobina de acord 
LI şi cea de reacţie L2, se îmbun㬠
tăţeşte selectivitatea montajului. 

Semnalul de audiofrecvenţă este 
cules printr-un filtru trece-jos şi 
aplicat celui de-al doilea etaj, un 
amplificator de audiofrecvenţă de 
putere realizat cu circuitul integrat 
TBA790T. 

Cu ajutorul potenţiometrului R2 
se dozează reacţia, iar prin R6 volu¬ 
mul audiţiei. 

Alimentarea cu energie se reali¬ 
zează de pe reţeaua de 220 V c.a. 
prin intermediul unui stabilizator de 
tensiune, consumul maxim fiind de 
80 mA. 

Bobinele se realizează pe o bară 
de ferită: L2 se bobinează pe un 
manşon de carton astfel încît să 
poată culisa de-a lungul barei. Da¬ 


tele sînt: LI — 6 spire liţă 10 x 0,05, 
iar L2 — 3 spire din acelaşi tip de 
conductor. 

Bobina de şoc se realizează pe o 
carcasă cu diametrul de 6 mm, pre¬ 
văzută cu miez, avînd un număr de 
50 de spire bobinate cu sîrmă 0 0,1 
mm CuEm. 

Acordul brut se realizează prin 


Ing. KAZIM8R RAOVAMSKI 


condensatorul variabil CV, iar cei fin 
prin CF. 

Gama de frecvenţă recepţionată 
este între 3,5 MHz şi 11,5 MHz. 

Distanţa dintre cele două bobine 
se determină experimental pentru a 
obţine o selectivitate maximă. Se re¬ 
comandă utilizarea unei antene ex¬ 
terioare bine degajate. 


Ambele montaje au fost experi¬ 
mentate cu tranzistorul BF981, dar 
se pot folosi şi alte tipuri de tranzis- 
toare din familia MOS—TEC. 

BIBLIOGRAFIE: 

Colectiv — „Radiorecepţiă A—Z‘“ 
— Ed, Albatros, Bucureşti, 1982; 

ilie Mihăescu — „Montaje electro¬ 
nice", Ed. Albatros, 1982. 


MPP 








. 


AURELI AN LAZAROIU 
CĂTĂLIN LÂZĂROLU 


(URMARE DIN NR. TRECUT) 


POZIŢIA 

R1 (MO) 

R2 (kO) 

C3 (nF) 

10 mV/div 

_ • 

_ 

_ 

20 mV/div 

0,51 

1 040 

— 

50 mV/div 

0,75 

230,7 

0,022 

100 mV/div 

0,91 

112,5 

0,068 

200 mV/div 

1,0 

55,5 

0,15 

500 mV/div 

1,0 

20,8 

0,39 

1 V/div 

1,0 

10,2 

0,82 

2 V/div 

1,0 

5,05 

1,5 

5 V/div 

1,0 

2,0 

4,7 

10 V/div 

1,0 

1,0 

10 

20 V/div 

1,0' 

0,5 

15 

50 V/div 

1,0 

0,2 

47 


Observaţie : C3 se tatonează în jurul valorii indicate. 


Avantajul atenuatorului adoptai, 
din mai multe variante posibile, con¬ 
stă în folosirea unui comutator cu 
numai două secţiuni. în plus, even¬ 
tualele erori de reglaj sau decali- 
brâri afectează numai treapta aso¬ 
ciată divizorului dereglat, spre deo¬ 
sebire de alte tipuri de atenuatoare, 
la care eroarea devine cumulativă şi 
repetitivă, prin „propagare" la alte 
trepte. Rezistoarele folosite în ate¬ 
nuator vor avea toleranţa de maxi¬ 
mum 1%, iar condensatoarele vor fi 
termostabile. Rezistoarele vor fi se¬ 
lectate cu un ohmmetru digital din 
serii standard (dată fiind dispersia 
mare) sau se vor folosi rezistoare cu 
pelicula metalică cu valoarea indi¬ 
cată. Se poate recurge şi la legări 
serie sau paralel. 

Comutatorul este de tip rotativ, cu 
12 poziţii şi 2 secţiuni. Se va folosi 
un comutator de bună calitate, atît 
în ce priveşte mecanica acestuia, cît 
şi modul de realizare a contactelor. 
Aceste precizări sînt utile şi pentru 
comutatorul din baza de timp. Cele 
două comutatoare constituie ele¬ 
mentele de control din osciloscop 
asupra cărora se acţionează în per¬ 
manenţă. Se insistă asupra unui me¬ 
canism adecvat al comutatoarelor, 
cu treceri uşoare, dar ferme de la o 
poziţie la alta. în caz contar, ma¬ 
nipularea devine dificilă şi poate in¬ 
fluenţa negativ funcţionarea oscilos¬ 
copului datorită şocurilor mecanice. 

Toate componentele atenuatorului 
se vor ecrana într-o cutie din tablă 
de aluminiu cu grosimea de 1,0... 1,5 
mm. în peretele superior al cutiei 
vor fi prevăzute orifîcii pentru acces 
la condensatoarele semireglabile, în 
vederea reglajelor. Conexiunea între 
intrarea atenuatorului şi mufa BNC 
va fi cît mai scurtă, ceea ce impune 
plasarea, în imediata apropiere a 
atenuatorului, a mufei şi a celor 
două comutatoare de intrare 
COUPL şi SEL. De asemenea, cone¬ 
xiunea între ieşirea atenuatorului şi 
intrarea amplificatorului Y va fi cît 
mai scurtă. Se poate evita în acest 
fel folosirea cablului ecranat care ar 
putea mări capacitatea de intrare a 
osciloscopului. 

Reglarea atenuatorului se va face 
după ce au fost definitivate reglajele 
tuturor celorlalte blocuri funcţionale 
ale osciloscopului. Pentru a asigura 
corectitudinea reglajelor atenuatoru¬ 
lui, este indicat ca acestea să se 
facă prin observare directă pe ecra¬ 
nele osciloscopului. Mai întîi se face 
verificarea raporturilor de divizare 
ale treptelor atenuatorului, determi¬ 
nate de corectitudinea cu care au 
fost selectate rezistoarele din divi- 
zoare. în acest scop se face mai întîi 
axarea trăsei prin intermediul Y 
POS, cu comutatorul COUPL în po¬ 
ziţia GND. Se trece apoi comutato¬ 
rul în poziţia DC şi se aplică la in¬ 
trare — mufa BNC — tensiuni de 
c.c., reglabile cu precizie. Dacă ra¬ 


porturile de divizare sînt corecte, 
numărul diviziunii la care se depla¬ 
sează trasa înmulţit cu indicaţia co¬ 
respunzătoare poziţiei pe care se 
află comutatorul VOLTS/div va fi 
egal cu tensiunea aplicată la intrare. 
Urmează reglajul cel mai important, 
şi anume cel în c.a., care vizează, de 
fapt, compensarea în frecvenţă a di- 
vizoarelor. Comutatorul de intrare 
rămîne tot în poziţia DC. Se aplică 
la mufa BNC un semnal perfect 
dreptunghiular cu frecvenţa de 1 
kHz şi amplitudine reglabilă. Pe fie¬ 
care poziţie în parte a atenuatorului 
se reglează condensatorul C2, even¬ 
tual se tatonează valoarea conden¬ 
satoarelor CI şi C3 în aşa fel încît 


forma semnalului dreptunghiular vi¬ 
zualizat pe ecran să nu fie afectata 
de supracompensâri sau decompen- 
sări (mai precis, palierele să fie ra¬ 
cordate la fronturi printr-un unghi 
drept; nu se admit rotunjiri şi vîrfuri 
la locul de racordare). 

în final, se impune şi o verificare a 
liniarităţii de transfer, pe toate trep¬ 
tele atenuatorului, în domeniul de 
frecvenţă pînă la cca 4 MHz; ace 
verificare se face cu semnal sinusoi¬ 
dal. 

AMPLIFICATORUL Y are rolul de 
a amplifica semnalul aplicat la in¬ 
trare pînă la o valoare suficientă 
pentru vizualizarea corectă a aces¬ 
tuia, pe ecranul tubului catodic. Am- 



20 


TFHNIIIM e/iQo-i 






plificatorul este cuplat în c.c., sime¬ 
tric, , cu etaj de intrare diferenţial, 
realizat cu FET-dual (figura 3). Si¬ 
metria amplificatorului şi folosirea 
tranzistoarelor FET-dual asigură un 
drift extrem de redus. Drept urmare, 
deplasarea imaginii pe ecran, dato¬ 
rită variaţiilor de temperatură şi ten¬ 
siunii de alimentare, este neglijabilă 
(cca 2 mm în primele 10 minute de 
funcţionare). 

Amplificatorul are trei etaje. Pri- I 
mul etaj este un adaptor de im pe- I 
danţă realizat cu FET-uri!eT1 şi T2, | 
montate ca repetoare pe sursă. Ten- j 
siunea aplicată suplimentar pe 
poarta tranzistorului T2, prin inter¬ 
mediul potenţiometrului PI — Y 
POS —, se foloseşte pentru depla¬ 
sarea imaginii pe verticală. Al doilea 
etaj lucrează ca amplificator inver- 
sor de bandă largă, cu rezistenţă de 
ieşire mică. Este realizat cu tranzis- 
toarele T3, T5 şi T4, T6. Potenţio- 
metrul semireglabi! SR2 stabileşte 
cîştigul total al amplificatorului V. 
Potenţiometrul P2 — VAR — modi¬ 
fică cîştigul amplificatorului cu -4 
dB faţă de poziţia CAL. Etajul final, 
realizat cu tranzistoarele T7 şi T8, 
asigură o tensiune de ieşire cu ex¬ 
cursie adaptată la necesităţile defle- 
xiei pe verticală. în circuitul etajului 
final este conectată şi o reţea de co¬ 
recţie pentru reglarea caracteristicii 
de frecvenţă. în această reţea, gru¬ 
pul format din condensatorul de 150 
pF şi rezistorul de 47 fi influenţează 
frecvenţele înalte, semireglabilul 
SR6 şi condensatorul serie influen¬ 
ţează frecvenţele medii, iar frecven¬ 
ţele joase (inclusiv amplificarea în 
c.c.) sînt influenţate de SR5. Punctul 
de lucru, comun celor două tranzis- 
toare finale, este stabilit de semire¬ 
glabilul SR4. 

Amplificatorul V se montează în 
apropierea tubului catodic în aşa fel 
încît conexiunile dintre amplificator 
şi plăcile de deflexie să fie cît mai 
scurte şi neecranate. 

Diodele Dl şi D2 sînt de tip 
1N4148, iar D3 şi D4 sînt diode Ze- 
ner PL5V6Z. Tranzistoarele TI şi T2 
sînt de tip FET cu canal N, realizate 
monolitic; ele pot fi 2N3955, 2N5545 
(ICCE) sau E402, 2N5196. Pot fi fo¬ 
losite şi FET-uri sau MOSFET-uri 
discrete cu punct de lucru cît mai 
apropiat. Tranzistoarele T3, T4, T5, 
T6 vor fi de tip BC107 sau BC171B. 
Tranzistoarele finale sînt de ten¬ 
siune înaltă, tip BF258 sau BF458, 
montate pe radiatoare mici. 

Reglarea amplificatorului Y se 
face întîi în c.c. în acest scop, se 
pun comutatorul COUPL în poziţia 
GND şi potenţiometrul Y POS în po¬ 
ziţie mediană. Prin intermediul semi- 
reglabilului SRL se axează trasa pe 
linia centrală a reticulului. Se stabi¬ 
leşte regimul de lucru în c.c. al tran¬ 
zistoarelor T5, T6 prin reglarea lui 
SR3 pînă la obţinerea tensiunii de + 

7 V pe colectorul acestor două tran- 
zistoare. Apoi, prin intermediul se- 
mireglabilului SR4, se reglează ten¬ 
siunea pe colectorul tranzistoarelor 
finale T7 şi T8, la aproximativ 50 V. 
Pentru reglarea caracteristicii de 
frecvenţă, se trec comutatorul 
COUPL în poziţia DC şi comutatorul 
VOLTS/div în poziţia 10 mV (ceea 
ce înseamnă excluderea oricărui di- 
vizor la intrare) şi se aplică la in- 
trare impulsuri perfect 
dreptunghiulare cu frecvenţa de 100 
kHz şi 1 MHz, cu amplitudinea de 
20—60 mV/vv. Pentru început, cu 
semnal de 100 kH ia intrare, se re¬ 
glează semireglabilul RR5 pentru ca 
forma semnalului dreptunghiular să 
nu fie afectată. Se măreşte frecvenţa 
semnalului de intrare la 1 MHz şi se 
reglează SR6 pentru păstrarea for¬ 
mei dreptunghiulare. Se aplică din 
nou 100 kHz şi se fac eventuale re¬ 
tuşuri. 

In final se reglează sensibilitatea 
amplificatorului Y. Mai întîi se pune 
potenţiometrul P2 — VAR — în po¬ 
ziţia CAL (corespunzătoare valorii 
maxime a potenţiometrului) şi se 
trece comutatorul VOLTS/div în po¬ 
ziţia 0,5 V. Se aplică la intrarea osci¬ 
loscopului un semnal dreptunghiu¬ 
lar cu frecvenţa de 1 kHz şi amplitu¬ 



dinea de 1 Vvv. Se reglează SR2 
pînă cînd semnalul dreptunghiular 
se încadrează fix între două divi¬ 
ziuni. 

Dat fiind faptul că amplificatorul 
este cuplat în c.c., reglajele se inter- 
influenţeazâ. Din acest motiv este 
indicată reluarea tuturor măsurători¬ 
lor şi reglajelor de cîteva ori. 

BLOCUL DE DEFLEXIE 
ORIZONTALĂ 

Acest bloc este format din urm㬠
toarele etaje componente: generato¬ 
rul impulsurilor de declanşare, baza 
de timp şi amplificatorul X. Inclu¬ 
dem în acest bloc şi amplificatorul 
de stingere pentru că el lucrează 
corelat cu baza de timp. 

Generatorul impulsurilor de de¬ 
clanşare formează semnalul de sin¬ 
cronizare pentru declanşarea bazei 
de timp. în acest scop, dintr-un 
punct de joasă impedanţâ al amplifi¬ 
catorului Y se ia semnal care se 
aplică la intrarea generatorului. 
Semnalul de sincronizare poate pro¬ 
veni şi de la vobulator sau din exte¬ 
rior. Practic, generatorul este format 
dintr-un comparator, un circuit 
Schmitt şi circuitul de declanşare 
automată a bazei de timp (vezi par¬ 
tea de sus a figurii 4). 

Prin intermediul* inversorului de 
intrare, realizat cu tranzistorul TI, 
semnalul de sincronizare este apli¬ 
cat comparatorului format din tran¬ 
zistoarele T2 şi T3, în care se reali¬ 
zează o limitare în scopul îmbunăt㬠
ţirii sincronizării. Nivelul de limitare 
este reglabil cu potenţiometrul PI — 
LEVEL — prin intermediul căruia se 
selectează punctul (din evoluţia 
semnalului vizualizat) în care se 
face declanşarea bazei de timp. în 
paralel pe rezistenţa de sarcină a 
comparatorului se poate cupla un j 
condensator, prin intermediul comu¬ 
tatorului HF DEF. în acest fel, sem¬ 
nalul este integrat cu o constantă de 
timp de 0,1 ms, avînd ca efect îmbu- 
nătâţirea condiţiilor de sincronizare 
în prezenţa unui semnal de înaltă 
frecvenţă suprapus semnalului ana¬ 
lizat. 

De la ieşirea comparatorului, sem¬ 
nalul se aplică unui circuit Schmitt 
realizat cu două porţi NAND, în care 
se formează impulsuri dreptunghiu- 1 
lare bine definite, necesare prelu¬ 
crărilor ulterioare în circuite TTL. 1 
Ieşirea circuitului Schmitt este ur- 1 
mată de un inversor cu o poartă 
NAND, ceea ce face ca semnalul de : 
sincronizare să fie disponibil cu am¬ 
bele polarităţi. După selecţia uneia 
dintre aceste polarităţi prin interme- ; 
diul comutatorului SLOPE, semnalul 
este derivat în circuitul RdCd, obţi- 
nîndu-se un impuls de declanşare | 
foarte îngust, corespunzător frontu- I 
lui pozitiv sau negativ al semnalului 
iniţial de sincronizare. Ca şi limita- 1 
rea din comparator, această derivare 
a semnalului îmbunătăţeşte mult I 
sincronizarea. Pentru asigurarea ; 
funcţionării bazei de timp cu sau 
fără semnal de sincronizare, atît în : 
regim AUTO cît şi NORM, în corn- j; 
ponenţa generatorului de declan- ! 
şare există şi un detector de impul¬ 
suri realizat cu tranzistorul T4. Im- 
pulsurile înguste de declanşare obţi- |i 
nute prin derivare şi impulsurile de 
la ieşirea detectorului sînt aplicate 
printr-un sumator logic unui circuit 
bistabil care controlează generatorul 
de rampă liniara. La ieşirea sumato- 
rului, atît în regim AUTO cît şi I 
NORM, în prezenţa semnalului de 
sincronizare apar impulsuri înguste 
de declanşare cu nivel H. în absenţa 
semnalului de sincronizare, în regim 
AUTO, la ieşirea sumatorului este 
permanent nivel H, iar în regim 
NORM este permanent nivel L. 

Tranzistoarele T2 şiT3 folosite în 
comparator sînt tranzistoarele de 
comutaţie de tip ROS525 (ICCE). 
Tranzistoarele TI şi T4 sînt BC107B 
sau BC171B. Diodele Dl şi D2 sînt 
diode de comutaţie 1N4148. Cele 
trei comutatoare sînt de tip CO- 
NECT cu 2x2 poziţii. 

Generatorul impulsurilor de de- 
clanşare nu are nevoie de reglaje. 
Dacă în timpul folosirii osciloscopu¬ 


lui se constată că sincronizarea nu 
funcţionează satisfăcător şi nu se 
menţine stabilă pînă la niveluri re¬ 
duse (un sfert de diviziune), se va 
acţiona în sensul măririi semnalului 
la intrarea generatorului de impul¬ 
suri. 

Baza de timp este formată din ge¬ 
neratorul de rampă liniară şi circui¬ 
tele asociate de control (vezi partea 
de jos a figurii 4). Semnalul rampă 
liniară este generat de un integrator 
Miller, format dintr-un amplificator 
inversor (realizat cu tranzistoarele 
T6 şi T7) şi elementele de tempori¬ 
zare. Integratorul este controlat de 
circuitul bistabil RS (realizat cu trei 
porţi NAND) şi un circuit Schmitt 
(realizat cu două porţi NAND şi 
tranzistorul T5). în starea inactivă a 
generatorului bazei de timp (cînd 
spotul tubului catodic se _află în 
stînga ecranului), la ieşirea Q a cir¬ 
cuitului bistabil RS este nivel H. în 
această situaţie, diodele D3 şi D4 
sînt în stare de conducţie, conden¬ 
satorul de temporizare Ct este 
scurtcircuitat, iar la ieşirea integra¬ 
torului tensiunea este nulă. La apa¬ 
riţia impulsului de declanşare, la ie¬ 
şirea Q nivelul trece în L, condensa¬ 
torul Ct începe să se încarce, iar 
tensiunea la ieşirea integratorului 
începe să crească. (Viteza de creş¬ 
tere a rampei este determinată de 
valoarea capacităţii Ct, a rezistenţei 
Rt şi de qoziţia potenţiometrului P2 
— VAR.) în acelaşi timp are loc şi 
încărcarea condensatorului auxiliar 
Ch, prin dioda D5. După atingerea 
unei valori p/estabilite, fixată prin 
intermediul semireglabilului SR1 din 
baza tranzistorului T5, circuitul 
Schmitt basculează, forţînd bistabi- 
lul RS. Ieşirea Q trece înapoi în 
stare H. Condensatorul de tempori¬ 
zare se încarcă rapid prin dioda D3. 
Simultan, dar ceva mai lent, se în¬ 
carcă şi condensatorul auxiliar. Atîta 
timp cît tensiunea pe condensatorul 
auxiliar nu atinge valoarea prestabi¬ 
lită, circuitul Schmitt nu poate bas¬ 
cula şi bistabilul RS rămîne anulat, 
aşa încît nici un impuls de declan¬ 
şare ulterior nu poate activa bistabi¬ 
lul RS. Intervalul de timp de ia sfîr- 
şitul rampei pînă la sfîrşitul anulării 
bistabilului RS este definit ca timp 
HOLD OFF (necesar pentru a per¬ 
mite încărcarea condensatorului au¬ 
xiliar într-un timp dat). Controlul 
HOLD OFF este asigurat de semire¬ 
glabilul SR1 şi este util pentru stabi¬ 
lizarea imaginii în timpul vizualizării 
semnalelor cu formă de undă com¬ 
plexă. 

Tensiunea de ieşire a generatoru¬ 
lui bazei de timp este disponibilă 
prin repetorul realizat cu tranzistorul 
T8. pentru controlul vobulatorului 


sau comutatorului electronic. 

Cele 15 podi NAND folosite în 
generatorul impulsurilor de declan¬ 
şare şi în baza de timp provin din 
patru C.I.—7400 (CDB400). Fiecare 
C.l. va avea conectate, direct pe ter¬ 
minalele 7 şi 14, condensatoare ce¬ 
ramice de 47—100 nF. Diodele D3, 
D4 şi D5 sînt de tip 1N4148. Tran¬ 
zistoarele T6, T7 şi T8 sînt de tip 
BC107B sau BC171B. Tranzistorul 
T5 este de comutaţie, de tip 
ROS525. Comutatorul bazei de timp 
este rotativ, cu 21 de poziţii şi trei 
secţiuni. Pentru utilizări curente în 
practica amatorilor, se poate re¬ 
nunţa la cinci trepte (trei de jos şi 
două de sus) ale bazei de timp, folo¬ 
sind un comutator cu mai puţine 
poziţii. Recomandările făcute pentru 
comutatorul folosit în atenuatorul de 
intrare sînt valabile Şi aici. Conden¬ 
satoarele şi rezistoarele din baza de 
timp (Ct, Ch, Rt) vor fi lipite direct 
pe comutator. Codensatoarele vor fi 
selectate cu toleranţă de maximum 
2%, iar rezistoarele cu maximum 1%. 
Pentru asigurarea treptelor bazei de 
timp în succesiune 1—2—5, conec¬ 
tarea condensatoarelor Ct, Ch şi a 
rezistoarelor Rt se va face ca în fi¬ 
gura 5. 

Pentru reglarea bazei de timp se 
trece comutatorul MODE în poziţia 
AUTO şi se pune comutatorul Tl- 
ME/div pe poziţia Ims. Se cuplează 
un osciloscop pe colectorul tranzis¬ 
torului T7 şi se reglează semiregla¬ 
bilul SR1 pînă cînd tensiunea 
vîrf-vîrf a rampei liniare va fi de 
aproximativ 8 V. Această măsur㬠
toare se poate face şi cu un voltme- 
tru universal, dar în acest caz comu¬ 
tatorul TIME/div se pune în poziţia 
îs, pentru ca voltmetrul să poată ur¬ 
mări evoluţia rampei. Se trece la ve¬ 
rificarea funcţionării bazei de timp, 
treaptă cu treaptă. Orientativ, pe¬ 
rioada semnalului generat de baza 
de timp pe poziţia 2s/div este de 
aproximativ 47,5 s, iar frecvenţa 
aceluiaşi semnal pe poziţia 0,5 y$/ 
div este de cca 120 kHz. Etalonarea 
corectă a bazei de timp este asigu¬ 
rată dacă prin acţionarea comutato¬ 
rului TIME/div, frecvenţa generată 
se va modifica în raport 1—2—5, cu 
abateri de maximum 10%. Dacă aba¬ 
terile sînt mai mari, ele vor fi corec¬ 
tate fie din condensatoarele Ct, fie 
din rezistoarele Rt, în funcţie de pe¬ 
riodicitatea repetării lor. Pe una din¬ 
tre trepte, de exemplu 10 y s/div, se 
verifică prin acţionarea potenţiome¬ 
trului P2— VAR —, dacă se obţine o 
variaţie de frecvenţă în raport de 2:1 
faţă de poziţia CAL. 


(CONTINUARE ÎN NR. VIITOR) 







După cum este recomandat de 
autor, montajul prezentat, realizează 
efecte luminoase de deplasare cu 
patru becuri alimentate la tensiunea 

de reţea. 

Schema electrică are la bază două 
oscilatoare cu' frecvenţe diferite ce 
conţin circuitele 555. Generatorul de 
tact (de aprindere a becurilor) este 


-ţ r 1 " : j -L c 


1C2. Generatorul ICI comanda o se¬ 
rie de porţi NAND din circuitul IC4 
(CDB4Q0), care prin intermediul cir¬ 
cuitului bistabil CDB473 stabilesc 
viteza de deplasare şi timpul de 
aprindere. 

Becurile vor fi dimensionate ca 
putere funcţie de.tipul triaceSor utili¬ 
zate. Transformatorul va trebui să 
asigure o putere de 10 W. 

RÂDIOTECWMitCÂ, 

3/1991 





| 7805 | 

î~î H -id 






L^OÎ 


' IC 5 


7400 L 


* 


v/ A I 

XV 8- f 


_ a 


’T 


P' jjj ^ Mi 




Receptorul lucrează cu modulaţie 
AM pe canal fix şi are ca element de 
bază circuitul integrai A283D. 

Montajul se pretează foarte bine a 
fi utilizat într-un sistem de radioco- 
municaţii tip radioîelefon, fiindcă 
atît oscilatorul local cît şi frecvenţa 
intermediară sînt determinate de 
elemente piezoceramice. 

Frecvenţa oscilatorului local este 
cuprinsă între 26,550 MHz şi 26,685 
' MHz, deci se pot recepţiona 27,005 


MHz — 27,140 MHz. Bobinele din 
receptor au următoarele date con¬ 
structive: LI = 3 spire; L2 = 3+4 
spire cuplată cu L3 (3 spire); L4 = 8 
spire; L5 = 1 spiră. Toate aceste bo¬ 
bine sînt construite din sîrmâ CuEm 
0,25, pe carcase cu diametrul de 7,5 
mm cu miez de ferită. 

Bobinele L6 şi L7 constituie un 
transformator FI = 455 kHz (L6 = 
154 de spire, L7 = 30 de spire). L8 
este un circuit acordat pe 455 kHz, 


??0nT i I ! 


format din două înfăşurări 76+76 de 
.spire CuEm 0,08. Şocul TI are 4 
spire pe un tor de ferită. Alimenta¬ 
rea se face cu 9—12 V. 

De menţionat ca circuitul A283D 
este echivalent cu circuitul TDA1083 
Telefunken. 

ÂMATERSKE RADIO; _ 
2/1988 . 


! ( Y| y 126 550 
;BC 238 fc^ ; 26 , 685 MHz 

—-—ii— 1 
Y-s ic 


JOC 

Dl î POPICE 

în seria jocurilor electronice a aparul şi jocul R . 
de popice care, în esenţă, se bazează tot pe sem- ^ 
nale aleatoare ce determină o anumită stare a afi- 
şajului. Aici afişarea se face cu 9 diode LED ce 
reprezintă numărul popicelor. 

Cu circuitul 4011 (2 porţi) se realizează un os¬ 
cilator al cărui semnal este aplicat numărătorului. 
4029. Urmează apoi decodorul 40511 care co¬ 
mandă prin intermediul, tranzisîoareîor tip BC107 
aprinderea diodelor, , 

Cît timp degetul este plasat pe senzor, toate pil 
diodele sînt aprinse şi cînd se îndepărtează dege¬ 
tul, diodele încep să se stingă, reprezentînd căde¬ 
rea popicelor. 

Alimentarea se face cu 12 V. 


CMOS 4011 
R3 ZDM 


ţfClCTlOt L 

$ci\m p 


™ CMOS 40511 


-io' 

DC 0 a 1 

-ii 

o b - 

-IZ 


-I3_ 

0d ] 


°e " 
Of 

'4 LE 

D3 0.5 J 


HH VT1 
































elemente componente 
antenă parabolică, feed- 
iarotor, receptor, motor de 
>, sisteme de prindere po- 


horn, p 
acţionai 


MAGDÂLINOIU CON¬ 
STANTIN, Str. Broşteni, bl. 
P4A, et. 1, ap. 3, Buzău: Cum¬ 
păr reviste Tehnium anii 1980 
— 1984 şi 1/1991. 

EUGEN RADUŢ, Str. Diri¬ 
jorului nr. 8, sc. B, ap 5 tclc 
fon 961/22463, Timişoara: vînd 
reviste „Tehnium “ anii 
1971 —1990 şi almanahurile 
„Tehnium “ 1982 — 1990. 

SELEA MARIAN, Str. Avia¬ 
torilor, bl. 56 A, ap. 2, cod 
2675, Petroşani, jud. Hunedoa¬ 
ra: cumpăr reviste şi almanahuri 
„Tehnium". 

GEORGESCU VIRGIL, Ca¬ 
lea Dumbrăvii, bl. 19, sc. C, 
ap. 34, Sibiu: cumpăr revistele 
„Tehnium" 7—I v 10/1990. 

PARFENE VICTOR, Str. 
Bujorului nr. 5, bl. 14, ap. 5, 
Alba Iuiia, jud. Alba: schimb 
re vi s t e „ T eh n ium “ aili i 
1978—1986 pentru următoarele 
reviste: 1, 4, 6, 8/1975; 
11/1986; 1, 2, 3/1987 şi 1/1988. 

JOCKA FLORIN — Bistriţa 

Suplimentul „Tehnium" referi¬ 
tor la construcţia şi exploatarea 
instalaţiilor pentru produs bio- 
gaz a fost publicat în 1985. 
Dacă doriţi unele amănunte le¬ 
gate de aceste instalaţii, scrie- 
ţi-ne la redacţie, dîndu-vă şi 
adresa exactă pentru a vă putea 
răspunde a casa/ 


„Echipamente INF!A 
S.R.LA realizează 
| dispozitive pentru scrie- 
1 re/ştergere memorii 
EPROM. 

Comenzile se primesc 
1 ' pe adresa 

1 cod 76 600, O.P. Bucu- 
| reşti 75, C.P. '75—37. 

| Relaţii la telefon: 
I 90/86 45 53, după ora 
19.00. 

.. 


Firma VALCO „S“ 

Str. Republicii nr. 27, Făgăraş — 2300, jud. Bra¬ 
şov, tel. 920/12118, execută la preţuri convenabile, 
pentru constructorii amatori şi îndeosebi pentru ra; 
dioamatori, cablaje imprimate. 


Demultiplicări pentru condensatoare variabile şi 
potenţiometre, regulatoare electronice de turaţie pen¬ 
tru maşini electrice, precum şi carcase metalice pen¬ 
tru încasetarea montajelor electronice, după dimen¬ 
siuni standard sau la cererea beneficiarului, puteţi 
obţine prin telefon 79 71 40/203 la I.T.C., Calea Flo- 
reasca nr. 167, Bucureşti. 


Nicu Niculescu, Bucureşti, 

telefon 10 99 80, vinde întreaga colecţie a revistei 
„Tehnium". 


Precizare. Articolul 
„Voltohmmetru" publi¬ 
cat în numărul trecut al 
revistei, la pag. 15, are 
ca autor pe dl. Emil 
Străinu din Urziceni, 
vechi colaborator al re¬ 
dacţiei noastre. îi cerem 
şi vă cerem scuze pentru 
aceasta regretabilă omi¬ 
siune. 


Redactor-şef: irig. I. MSHĂESCU 
Secretar general de redacţie: fiz. ALEX. MĂRCULESCU 
Redactori: K. FILIP. irig. M. CODÂRNAI. 

Ing. C. IVANCIOVICI 
Secretariat: M. PĂUN, M. NICOLAE 
Corectură: V. STAN 
Grafica: S. IVAŞCU 


Administraţia: Editura „Presa Liberă" 

Tiparul executat 
ia imprimeria „Coresi" 
Bucureşti 

1 INDEX 442121 

© — Copyright Tehnium 1991 


CITITORII DIN STRĂI¬ 
NĂTATE SE POT ABONA 
PRIN- „ROMP'RESFILATE- 
U“ - SECTORUL EX- 
PORT-IMPORT PRESĂ 
P.O.BOX 12-201, TELEX 
1037®, PRSFIR BUCU¬ 
REŞTI, CALEA- GRI VIŢEI 
NR. 64—66, 


TEHNIUM 6/1991 


23 












'* . ' •' 

mmm 


■ . : 6 

I MP'?'. EFICIENT! 


Firma „MID“, specializată 
în echipamente, subansam¬ 
bluri, componente electro¬ 
nice, vă oferă: 

— întreaga gamă de com¬ 
ponente „Microelectronica", 
I.C.C.E., I.P.R.S.; 

— convertoare analo- 
gic-digitale 8 biţi; 

— amplificatoare de in¬ 
strumentaţie cu cîştig pro¬ 
gramabil (domeniul de am 
plificare 1-1024); 


— sistem de achiziţie de 
date 8—12 biţi (număr de ca¬ 
nale — 8 diferenţiale sau 16 
unipolare); 

— referinţe de tensiune 
REF 100 A, B, C, D; 

— sistem analogic de ie¬ 
şire 8 biţi; 

— floppy-disk TEAC 
DS/SD, 5’25” 13 700 iei; 

— dischete DS/DD 125 lei; 

— dischete DS/HD 195 lei; 

— hard-disk „Kyocera" 20 
MB; 

— indicatoare de tensiune 
„IT2“ (indică gama de ten¬ 
siuni 10—400 V; determină 
tipul curentului; determină 
polul „+“ sau “ al curentu¬ 
lui continuu). Termen de ga¬ 
ranţie 6 luni. 


In curind la sediul nostru puteţi găsi o 
gamă largă de ferite, butoane, carcase, 
cuarţuri, filtre. 

Adresa noastră: Str. N. Titulescu nr. 16, 
bl. 22, et. 14, ap. 53, sector 1, telefon 
59 53 56. Program: orele 11—17.