Revistă lunară pentru electronişti
• Player auto
stereo
C Modificarea
etajului de AF
• Sisteme de
antene coIiniare||
• Circuite şi
amplificatoare m
de RF (II)
• Oscilator cu
cuarţ
termostatat
• Circuit de
sortare rapidă a
condensatoarelor
• Convertor de
măsură
capacitate-
tensiune
ţ # Aplicaţii cu
convertorul de
tensiune 7660
HR DIEMEN - o marcă binecunoscută
Consecventă obiceiului său de a prezenta
cititorilor informaţii utile din domeniul electronicii,
revista TEHNIUM oferă astăzi câteva date
referitoare atât la istoricul, cât şi la domeniul de
activitate al celebrei firme spaniole DIEMEN - HR.
Aceasta este binecunoscută pe piaţa
românească prin intermediul firmei VITACOM
Electronics, care este distribuitorul pentru România
al transformatoarelor de linii HR-DIEMEN.
DIEMEN S.A. s-a înfiinţat în 1962 şi a
început să lucreze pentru producătorii spanioli de
televizoare (Elbe, Inter Grundig, Vanguard etc.)
oferindu-le acestora în special transformatoarele
şi bobinele de deflexie.
în anii ‘80, creîndu-se o piaţă de service,
firma DIEMEN editează primul său catalog şi lista
referinţelor încrucişate. în acelaşi timp este lansat
sloganul “Service-ul HR ajută”, care a căpătat în
timp tot mai multă popularitate în rândul miilor de
tehnicieni de reparaţii TV din toată lumea, devenind
astăzi unsimbol al înaltei calităţi.
Marca HR a preferat să nu opteze pentru
varianta utilizării marilor distribuitori deja existenţi,
ci a preferat să-şi creeze propria sa reţea de
distribuţie, ajungând ca în anul 1985 să-şi exporte
produsele pe pieţe extrem de dificile, de
competitive şi de îndepărtate, cum ar fi Australia.
Argentina, Singapore, Africa de Sud etc.
în anul 1989 DIEMEN-HR îşi exporta deja
produsele în peste 40 de ţări din întreaga lume,
editând şi primul său catalog complet. Acest
catalog este urmat de un altul în 1994 (ultimul editat
pe hârtie), următorul fiind sub formă de CD-ROM.
Trebuie să precizăm că, spre deosebire de
marea majoritate a distribuitorilor, DIEMEN-HR
este şi un producător. Deşi are o prezenţă amplă
pe piaţa de service, DIEMEN nu a încetat să
lucreze pentru industrie. Astfel, circa 50% din
producţia de transformatoare de 6 milioane de
bucăţi (în 1998) plus 100% din 3 milioane de
transformatoare în comutaţie, precum şi câteva
milioane de bobine sunt destinate liniilor de
asamblare ale unui număr de producători
importanţi de televizoare şi motoare, cum ar fi
Sharp. Sanyo, Mivar Sambers, Intervideo ş.a.
F ; rma dis:_ - e de un departament propriu
de ce"e:are-cez.: :are, unde sunt elaborate
produse e . tca r e ee'eraţii de televizoare sau
monitoare.
C emul :e _ e' : a firmei îl reprezintă
tehnicianul de rrpnmi pentru televizoare sau
monitoare. Gfţa fi rme i pentr u acestea se manifestă
în numeroase moduri, f&nd căutate diverse
mijloace pentru uşurarea acestuia. Acestea
constau atât în lărgirea şi îmbunătăţirea
permanentă a informaţilor tehnice, cât şi în
realizarea de i novaţi rlninn tr să ajute munca
tehnicianul- ce se - . :e
Firma este eadrere de a ncorată ir» realitate,
având propria : = ;* *= re Aer :.= -cj-şi pe
Internet în fiecare lună Bsta cm noie dezvoltări.
Asistenţa tehn că D EV'EN ri r : e c se-enea, la
înălţime, fiind permanent 5 : sr rrr a :e“~icianului
de reparaţii TV prin *'== sau e-mail,
putându-se obţine prome: ~'r — a: a necesare
rezolvării oricăror prob leme cs*e s-a* putea ivi.
Firma pune la csrtzta :e or nteresaţi
simulatoarele sale HR, de tip STVDST pentru
frecvenţe de 15kHz şi SMONDST pentru frecvenţe
de 32kHz şi mai mari, reaizale după consultarea
a peste 5X3 re ate es re se - . :e r - diferite ţări.
Acestea perr : tehn cr. . re service să
economisească timp ce jctj s ram. indicându-i
rapid dacă un transformate're - ucrează corect
sau nu.
Astăzi, marca “HR* este binecunoscută şi
apreciată în peste 150 ce ţări de pe toate
continentele, pentr_ - ,e ui înalt al calităţii
produselor sale si a 1 rteresului său deosebit pentru
un service de clasă, oferind peste 4000 de modele
diferite de transformatoare pentru televizoare şi
monitoare europene, americane, japoneze,
coreene şi chineze şi adăugând în fiecare an alte
500 de modele noi.
Serban Naicu
1
Redactor şef: ing. ŞERBAN NAICU
Abonamentele la revista TEHNIUM se pot contracta la toate oficiile poştale din ţară si prin
filialele RODIPET SA, revista figurând la poziţia 4385 din Catalogul Presei Interne.
Periodicitate : apariţie lunară.
Preţ abonament: 9000 lei/număr de revistă.
• Materialele în vederea publicării se trimit recomandat pe adresa: Bucureşf C D 42. CP 88.
Le aşteptăm cu deosebit interes. Eventual, menţionaţi şi un număr de telefon la ca'e : _:e: * contactaţi.
• Articolele nepublicate nu se restituie.
AUDIO =
PLAYER AUTO STEREO
Sandu Gheorghe
2K +Vcc
Este vorba, în principiu, de schema unui
casetofon stereo player, pentru autoturisme, deci care
se pretează la alimentarea cu 12 Vcc. Nu este o
schemă principial nouă, însă nou este modul în care
este folosită, având în vedere destinaţia sa. în esenţă
noutatea constă în modul de comandă al schemei.
Dar, să analizăm mai întâi schema. Având în
vedere faptul că, în general, principiile de funcţionare
a schemei sunt cunoscute de iniţiaţi, voi face o analiză
mai succintă, limitându-mă la rolul fiecărui modul în
cadrul schemei. Astfel, modulul din figura 1 reprezintă
un preamplificator stereo pentru cap magnetic, realizat
cu integratul (3A741, care se caracterizează printr-o
robusteţe, fiabilitate şi stabilitate a funcţionării foarte
bune, şi, nu în ultimul rând, este un circuit relativ ieftin
şi uşor de procurat. în cadrul acestei scheme, integratul
funcţionează în regim de amplificator de tensiune,
realizându-se şi corecţia necesară în cazul benzii
magnetice, prin intercalarea în bucla de reacţie
negativă a rezistenţei de 50k£2 înseriate cu
condensatorul de 5nF. Modulul din figura 2 reprezintă
o reţea RC de egalizare, care împarte spectrul audio
în 6 benzi distincte a căror atenuare (respectiv
amplificare) se face prin intermediul potenţiometrelor
de 50kQ. Nu este un modul absolut necesar pentru
funcţionarea schemei în ansamblul său, dar folosirea
egalizatoarelor se extinde tot mai mult în cazul în care
se doreşte realizarea unui echipament cu caracteristici
cât mai apropiate de standardele HI-FI, chiar şi în regim
de amator. Urmează modulul din figura 3, care este
un preamplificator comandat digital. Rolul său este în
primul rând de comandă a volumului audiţiei şi în al
doilea rând, de ameliorare a atenuării introduse de
modulul 2. Apare aici, din nou, integratul PA741 a cărui
amplificare este comandată prin modificarea reacţiei
TEHNIUM • Nr. 5/1999
nega:. e Astfel, în bucla de reacţie negativă a integratului este
intercaîatâ o reţea rezistivă, formată dintr-un grup de 4
rezisîca-e cu valori de 10kQ, 20k£2, 40kQ şi 80kQ (sau cât
mai ac'cace ce acestea). Această reţea rezistivă este introdusă
par: ai sa_ :c:ai în circuit de comutatorul realizat cu MMC4066
realizânc_-se. prin combinarea valorilor celor 4 rezistoare, 16
paşi de comandă a amplificării lui (3A741. Circuitul integrat
MMC4C56 este comandat în cod binar de către circuitul
MMC4I'9i ca r e primeşte impulsuri de la un generator de
tact for—a: c n couă celule inversoare ale circuitului MMC4069.
Module c - figura 4 este un arhicunoscut amplificator final cu
TDA2003 a mei fi câtor final ce poate fi realizat în orice altă
variantă o- c recite integrate sau tranzistoare, important fiind
ca el să poată 'eailza caracteristici optime la tensiunea de
alimentare ce 12 Vcc. Personal, am ales TDA2003,
considerănc :_:e'ea dezvoltată (3W la THD<0,1%) ca fiind
suficientă pentru nteriorul unui autoturism. în plus se
beneficiază ce s molitatea şi compactizarea montajului. Modulul
din figura 5 este un comutator cu senzor, care are ca sarcină
un releu de tipul celor de lumini pentru Dacia, care , la rândul
său, comandă alimentarea întregii scheme.
Partea deosebită a acestei scheme constă în
conceperea modui-i de comandă a casetofonului, ţinând cont
de faptul că acesta va fi montat în interiorul unui automobil,
urmând a fi acţionat de către şofer. Ideea de la care am plecat
a fost aceea de a solicita cât mai puţin posibil atenţia şi/sau
efortul conducătorului auto. în detaliul din figura 6 se arată
modul în care am grupat comanda ON/OFF şi comanda
VOL.UP/DOWN pe o plăcuţă de sticlostratitex placat cu cupru.
Pe partea placată am realizat cei doi senzori pentru modulul
5, iar sub ei am montat două microîntrerupătoare (recuparate
I Figura 2
1
AUDIO
tot de la cosetofoane auto), care au rolul de a
comanda modulul 3. Această plăcuţă am montat-
o în imediata apropiere a volanului, respectiv pe
coloana acestuia, în aşa fel încât acţionarea
senzor c's respectiv a microîntrerupătoarelor
să *e *'so-_:a fără efort şi fără a ridica mâna de
pe voiam
Cu toate că schema va părea unora
am 2 ar altora inutil complicată,
consider că ‘inovaţia” introdusă justifică
comp cat e scheme De asemenea, ţin să
preazez că a— -easchema în trei exemplare
(unu s:e-e: s co-a ~cno care, de circa un an
(de câne m -a ven : ceea), funcţionează
ireprosaoi
in figura 7 este prezentată schema de
conex uni s —cc-e-: - ~J~ ce or-aie.
BibTiografte
-Tehrntm ---î-x-
- Circuite integ ra le Mare - Catalog IPRS -
Băneasa
- I.C Bocn - Corsr .00 s ecmonice pentru
tineri amator
O+Vcc
MICROIN1RE RUPATOARE
Figura 6
1 .Preampllflcator;
2. Egallzor; u
3. Preamplificator control volum;
4. Amplificator final;
5. Contrd tensiune alimentare;
6. Placuta comanda.
LJlf)
+Vcc Lă_l/
Figura 7
2
TEHNIUM • Nr. 5/1999
AUDIO
MODIFICAREA ETAJULUI DE A.F.
o
0
Iulian Nicolae
Trimit spre publicare un
material care, cred eu, este de mare
utilitate. Este vorba despre
prezentarea unei serii de mici
modificări în etajul final de
audiofrecvenţă al radioreceptoarelor
cu tranzistoare cu germaniu, produse
- dioda D7 (DZ308) se înlocuieşte
cu o diodă de tip PL9V1Z;
- dioda D6 (DC2) se înseriază cu
încă o diodă de acelaşi tip sau de tip
1N4001-1N4007;
- tranzistorul T8 (EFT 373, EFT
377) se înlocuieşte cu BC172
(BC173, BC171);
C403
lOOnF
5 II ,
5 II '
R406[| 33uF
82 1
de “Electronica” (“Mondial”, “Gloria"
sau mai vechi, “Atlantic”, “Pacific”),
de tip AC 180K, cu tranzistoare cu
siliciu, de tip BD 136, mult mai
performante şi mai uşor de procurat
în prezent.
Consecinţa imediată este
creşterea fiabilităţii şi a puterii
debitate la acelaşi coeficient de
distorsiuni. De asemenea,
modificările pot fi foarte utile celor
care, dintr-un motiv sau altul, li s-au
“ars” finalii şi care sunt ceva mai greu
de procurat comparativ cu
tranzistoarele de tip BD.
Modificările vor fi
exemplificate pe schema de principiu
a radioreceptorului “Mondial”, pentru
celelalte tipuri de radioreceptoare
modificările fiind similare. în figura 1
este prezentată schema iniţială
(originală) a radioreceptorului
“Mondial”, iar în figura 2 schema
modificată, lată care sunt aceste
modificări:
Figura 1
- tranzistorul T9 (EFT323,
EFT367) se înlocuieşte cu BC252
(BC253, BC251);
- tranzistoarele TIO şi T11 (AC
180K) se înlocuiesc cu BD 136
(BD138);
- rezistorul R415 (120£2) se
elimină;
- rezistorul semireglabil R410
(1 kQ) se înlocuieşte cu termistorul Te
(500S2);
- difuzorul se conectează la masă
(borna + a alimentării);
- condensatorul electrolitic C409
(1000pF/16V) se inversează ca
polaritate;
- se conectează condensatoarele
de 4,7nF pe terminalele B-C ale
tranzistoarelor finale, în scopul
eliminării eventualelor oscilaţii
nedorite;
- polarizarea prefinalilor se face cu
o reţea de boot-strap, cu rezistor de
820Q+100(u.F+2k2, conectată în baza
tranzistorului T9;
- în scopul obţinerii simetriei Ug/2
pe borna (-) a condensatorului C409,
se va modifica în plajă restrânsă
valoarea rezistorului R404(560kQ).
Radioreceptorul “Gloria” are
prevăzut un semireglabil în acest
scop. Menţionez că radioreceptorul
propriu funcţionează perfect cu
modificările aduse, de mai bine de
un an.
Notă Tranzistoarele TIO şi
T11 vor fi izolate cu mică pe radiatorul
comun.
O-W
Figura 2
TEHNIUM • Nr. 5/1999
= CQ-YO
SISTEME DE ANTENE COLINIARE
ing. Dinu Costin Zamfirescu/Y03EM
Un sistem de antene este
compus din mai multe antene, de
obicei identice, care sunt alimentate de
acelaşi emiţător, într-o manieră
convenabilă. Curenţii la intrarea
fiecărei antene au amplitudini şi faze
astfel alese, încât caracteristica de
directivitate rezultantă să prezinte
particularităţi noi faţă de caracteristica
de directivitate a unei antene
individuale.
o
-o o-
p
acest caz este posib I să se obţină şi
un câştig (exprimat Ir, aB suplimentar,
care să se adune cl câştigul unei
antene. Câştigul tota .= '
G R (dBi)=G s (dB)-K3 a (dBi)
- G r este câştigul rezu :s~: :otal) faţă
de radiatorul izotrop:
- G s este câştigul sistemulu r sţâ de
o antenă din sistem;
- G a este câştigul une ante - e -'stă de
radiatorul izotrop.
a).
Astfel, este binecunoscut
sistemul format din doi dipoli în X/2
dispuşi perpendicular, antenele având
acelaşi centru şi fiind alimentate de
curenţi egali şi defazaţi între ei cu 90°
(în cuadratură). în planul determinat de
cele două antene, diagrama de
directivitate rezultantă este foarte
apropiată de un cerc (omnidirec¬
ţională), deci mult diferită de diagrama
de directivitate a unei singure antene,
care are forma cunoscută de 8, uşor
alungit. în figura la sunt figuraţi dipolii
AB şi CD, alimentaţi fiecare la mijloc.
Figura 1b reprezintă diagrama de
directivitate a unei singure antene (AB),
iar figura Ic reprezintă diagrama
rezultantă, care are o “abatere” faţă de
cerc mai mică de 0,6dB.
De cele mai multe ori însă,
ceea ce se urmăreşte este obţinerea
unei caracteristici de directivitate
având un singur lob principal
(unidirecţională) sau doi lobi principali
identici opuşi ca direcţie
(bidirecţională), care să fie mai
“îngustă" (deci mai directivă) decât
caracteristica unei singure antene. în
d
De pildă, un sistem fo—a: : *
doi dipoli în X/2 alimentaţi în cuac r =r.'ă
dar dispuşi paralel la distanţa X -
(figura 2) va avea:
G R =3+2,15=5,15dBi
deoarece G s =3dB şi G a =2,15c5
Diagrama rezultantă ţfigura
2c) este practic unidirecţions ă iar
90 “
(1)
' cu
( 2 )
a).
(3)
( 4 )
_L 2 V^?-- _L 4 j*.
htî- 12^ 13^
b). Figura 3
directivitate previzibilă şi sunt mai
simplu de al mentat. Există două
moduri fundamentale de dispunere a
antenelor:
- a) antenele au axele paralele;
- b) antenele au axele coliniare.
Exemplul din figura 2
reprezintă un sistem de două antene
paralele. în cazul antenelor coliniare,
centrele antenelor sunt amplasate pe
aceeaşi dreaptă, la distanţe
convenabile (egale sau nu) formând
ceea ce se numeşte şir de antene, iar
axele tuturor antenelor coincid cu axa
şirului (figura 3). în figura 3b sunt
evidenţiate numai centrele antenelor.
Pentru ca direcţia de radiaţie a unei
antene individuale şi a şirului să
ccincidă, realizându-se o diagramă
'ezultantă mai directivă, şirurile de
a'tene coliniare se alimentează
'v.oîdeauna în fază. Se obţine o
c az'amă de directivitate bidirecţională,
ce doi lobi fiind perpendiculari pe axa
î ~_■ respectiv pe axa antenelor). în
general, co; aca'e şi alţi lobi secundari,
ce :o ce nesemnificativi.
Foarte mult sunt utilizate
s _ _ _ e co) r are sinfazice de antene
90=
yy ihj4
a). b).
lobul este ceva “mai îngust' decât un
lob al unei antene (figura 2b). Ce c:
lobi secundari sunt neglijabil.
Analiza diagramelor de
directivitate în alte plane decât cel
determinat de antene nu face obiectul
exemplificărilor de faţă.
în general, sistemele de
antene filare sunt realizate cu c pol, ‘n
X/2, care au caracteristica de
cxa srufcj
(sistemului)
Figura 2
echidistante. Distanţa între două
antene alăturate este aceeaşi. în
figura 3, cu d este notată distanţa
dintre centrele a două antene alăturate,
iar cu s distanţa dintre capetele
apropiate a două antene. Dacă se
folosesc dipoli în X/2, evident că vom
avea: s=d-X/2.
Dacă curenţii sunt egali, şirul
se numeşte uniform. Dacă numărul de
antene este N=2 (cazul cel mai simplu)
se poate arăta că există o valoare s
optimă, la care câştigul sistemului Gs
este maxim. în figura 4 este trasat
graficul de variaţie al mărimii Gs funcţie
de distanţa normată s/X pentru doi
dipoli în X/2 coliniari (11=12). Se observă
TEHNIUM • Nr. 5/1999
CQ-YO
ză centru s=0 (totuşi antenele nu se
=v>g!) se obţin 1,9dB faţă de un singur
: col, iar pentru s/X~0,5X (valoare
■ecritică) câştigul are un maxim de
3.3dB.
Dacă s creşte mult, câştigul
scade puţin şi se “stabilizează” la 3dB.
Dacă N>2, gabarite
sistemului este mare şi se preferă s=0.
cu toate că şi în acest caz câştigul este
mai mic.
este cuplată după o altă configuraţie
cu celelalte antene. Dar se păstrează
simetria şi pentru Rin, dar şirul este
uniform (acelaşi s şi curenţi egali) şi
s nfazic (aceleaşi faze ale curenţilor).
Pentru N=3, evident avem:
Rin1=Rin3*Rin2
Aceste aspecte sunt foarte
-iportante atunci când se proiectează
sistemul de alimentare.
Sistemul real este cel din
figura 3a, iar sistemul de radiatoare
izotrope pe baza căruia se determină
Fs este cel din figura 3b.
Unghiurile 0 şi cp determină
direcţia pe care se calculează câmpul.
Dacă se lucrează într-un plan ce
conţine axa sistemului, atunci se obţine
diagrama de directivitate în acest plan,
care arată cum variază cu direcţia de
Dacă s»/J2, antenele pot fi
considerate ca lucrând independent,
cuplajul electromagnetic între ele fiind
neglijabil.
De altfel, chiar pentru s=0
cuplajul între două antene coliniare
este destul de slab, în orice caz mult
mai slab ca în cazul a două antene
paralele (aici fiecare antenă radiază
către cealaltă antenă, iar direcţia de
radiaţie principală coincide).
Cuplarea “slabă” în câmp a
antenelor coliniare conduce la valori
modeste pentru Gs.
Două antene dipol a/2 paralele
şi sinfazice alimentate cu curenţi egali
(11=12) şi situate la distanţă optimă de
0,65X pot obţine un câştig de 4,8dB
(aproape 7dBi). Dar impedanţa de
intrare se modifică considerabil la
sistemele de antene paralele, mai ales
dacă sunt amplasate aproape una de
alta. în cazul antenelor coliniare,
impedanţa de intrare este mai puţin
afectată de apropierea antenelor, ceea
ce poate constitui un avantaj. în figura
5 se arată cum variază rezistenţa de
radiaţie măsurată în centrul uneia din
antenele unui sistem coliniar de doi
dipoli XI2 sinfazici (cazul 11=12) cu
distanţa s. Se observă că pentru s=0
(cuplajul maxim), Rin ajunge la circa
95£2, are un minim plat, în jur de
s=0,4-5-0,6A, după care creşte uşor şi
se stabilizează la 73Q, binecunoscuta
valoare pentru dipolul izolat (în spaţiul
liber).
în cazul a mai mult de două
antene, impedanţele de intrare nu mai
sunt egale, deoarece fiecare antenă
TEHNIUM • Nr. 5/1999
Revenind la problema
câştigului unui sistem de dipoli ediniari,
care formează un şir uniform sinfazic,
în tabelul 1 se dau valorile câştigului
în două situaţii limită: s=0 şi s»'/J2.
Tabelul 1 - câştigul sistemului
faţă de dipolul X/2 _
s\N
1
2
3
4
0
OdB
1,9dB
3,2dB
4,3dB
»A/2
OdB
3dB
4,8dB
6dB
Câştigul maxim se obţine
pentru distanţe s cuprinse între
0,3-5-0,5X (nu este trecut în tabel) şi
reprezintă valori uşor superioare
cazului s»XJ2.
Din considerente de gabarit,
de cele mai multe ori, se lucrează cu
s=0 (mai ales dacă N>3).
Caracteristica de directivitate
rezultantă se poate obţine înmulţind
caracteristica de directivitate a
sistemului cu caracteristica de
directivitate a unei antene.
propagare amplitudinea câmpului
rezultant. Aceasta depinde doar de
unghiul <p format cu axa sistemului.
Evident, datorită simetriei
circulare, diagrama de directivitate a
unui şir de antene este aceeaşi,
indiferent de planul considerat care
conţine axa şirului. Caracteristica de
directivitate (în spaţiu) se obţine uşor
rotind diagrama de directivitate într-un
plan ce conţine axa şirului în jurul
acestei axe. Se obţine o suprafaţă de
rotaţie (închisă).
De pildă, dacă diagrama ar fi
un cerc, rotind acest cerc în jurul
diametrului ce reprezintă axa şirului se
obţine o sferă. în orice situaţie,
diagrama de directivitate a şirului într-
un plan perpendicular pe axa şirului
este un cerc (omnidirecţională),
deoarece se obţine intersectând
caracteristica de directivitate a
sistemului (care este o suprafaţă de
F R (0,cp)=F s (0,(p)»F a (0,(p) revoluţie) cu planul perpendicular pe
Caracteristica de directivitate axa şirului. Excepţie este situaţia când
a sistemului se calculează considerând diagrama şirului prezintă un nul
că în centrele antenelor sunt (extincţie) pentru <p=±90° şi sistemul nu
amplasate radiatoare izotrope radiază în planul perpendicular pe axa
alimentate cu aceeaşi curenţi (ca şirului.
amplitudine şi fază) ca şi antenele Pe de altă parte antenele filare
propriu-zise. _ (deci şi dipolii Ă/2) au o caracteristică
5
CQ-YO
de directivitate care se reprezintă în
spaţiu sub forma unei suprafeţe de
rotaţie care are ca axă de simetrie
tocmai axa antenei.
Prin urmare, într-un plan
perpendicular pe axa unui şir coliniar,
atât diagrama antenei individuale, cât
şi diagrama şirului reprezintă un cerc
şi rezultatul compunerii este tot un
cerc. în acest plan: F s =1 şi F a =1, de
unde rezultă evident F R =1 (cerc).
De aici rezultă două concluzii
importante privitoare la sistemele
(şirurile) de antene coliniare:
1) este suficient să se găsească
diagrama de directivitate rezultantă
într-un singur plan ce conţine axa
(indiferent care);
2) diagrama de directivitate într-un
plan perpendicular rezultantă este
omnidirecţională;
3) caracteristica de directivitate
rezultantă poate fi uşor imaginată
rotind prima diagramă în jurul axei.
în afară de aceste facilităţi de
abordare, sistemele de antene
coliniare, deşi au gabarite speciale şi
câştiguri modice, prezintă totuşi
avantaje nete atunci când se
urmăreşte în planul orizontal o
caracteristică omnidirecţională şi în
planul vertical o caracteristică
bidirecţională cu lobi cât mai înguşti.
Este cazul antenelor de unde
orizontal (perpendicular pe antene). în
figura 6a, pentru simplitate, nu s-au
prezentat decât cei cc oo principali
pentru sistemul coliniar Unghiul de
deschidere (la 3dB) se rec-ce de ia
78° (dipol Â/2) la circa 20 : :e:‘:ede
N). Cu cât N este mai ms-e atât
lobii se îngustează mai mult, ca' ~es:e
gabaritul. Deoarece lungimea de L~că
este mică, gabaritul poate rărr.â-e
acceptabil, chiar dacă N=5. Fap:_ :â
dimensiunile cresc doar într-o c '&::e
prezintă extincţii pentru cp=0° si
o=z180°, F S3 prezintă patru extincţii,
iar F^j - şase extincţii. Caracteristica
r ec_ tantă se obţine înmulţind F s cu F a .
Dacă se notează
x= ccs<;90°coscp°) | şi y= I sin<p° | se
oc:- -e ariile simple:
F = ^=x 2 /y; F R3 =(4x 2 -1)x/3y;
F R4 ={2x 2 -1) x 2 /y
în figura 8 sunt trasate
ca :ar . : ac'amele rezultante. Se
ooservă că
(pe verticală) poate avantaja: un sistem
de antene verticale paralele, deşi mai
performant (câştig mai mare), poate
ocupa o suprafaţă mare (de pildă, un
sistem de 4 antene verticale paralele
amplasate în colţurile unui pătrat
orizontal).
Diagrama de directivitate a
unui dipol Â/2 se poate calcula cu
relaţia:
F a = | cos(90°cos<p°/sin<p 0 ) |
unde s-a folosit notaţia din figura 3.
ultrascurte, când se caută ca întreaga
radiaţie să fie concentrată la nivelul
orizontului, propagarea făcându-se în
undă directă şi totodată să se
deservească beneficiarii indiferent de
azimut. Câştigul se obţine, prin urmare,
prin îngustarea diagramei de
directivitate în plan vertical mult sub
deschiderea de 78° (±39°) a unui
singur dipol Â/2 (se consideră la capete
o atenuare de 3dB faţă de situaţia
corespunzătoare maximului (în planul
orizontal). în figura 6 sunt ilustrate
calitativ diagramele de directivitate ale
unui dipol şi ale unui sistem coliniar de
dipoli, amplasate ca şi antena în poziţie
verticală. Figura 6a se referă la planul
vertical, iarfigura 6b se referă la planul
în cazul unui sistem de dipoli
Â/2 coliniar şi sinfazic, când se
consideră d= Â/2 (adică s=0). iar
antenele sunt alimentate cu curenţi
egali, caracteristcia de directivitate a
sistemului se poate calcula cu relaţia
F s = | sin(90°Ncoscp°)/Nsin(90 : cosg : ) .
Se obţine uşor:
N=2=>F s2 = | cos(90°cos<p°) |
N=3=>F s3 = | (2cos(180°coscp°)+1 )/3
NNI^F^ | (cos(18CPoos(p 0 )cos(90 = oos(? : )
în figura 7 sunt prezentate
calitativ F a , F s2 , F s3 şi F^. Se observă
că unghiul de deschidere (la 3 dB) este
de 60° pentru F s2 , circa 36° pentru F s3
şi aproximativ 26° pentru F^. Numărul
total de lobi creşte cu N, dar rămân doi
lobi principali pentru (p=±90°. F s?
1) înmulţirea cu F a îngustează
lobii principali ai diafragmei sistemului
de antene izotrope (F s ). Astfel, pentru
N=2, îngustarea este substanţială, de
la 78° la circa 47°. Pentru N=3
îngustarea este de la 36° la 33°, iar
pentru N>4 îngustarea este mai mică,
de la 26° la 25°. Prin urmare, dacă N
este mare, pentru lobii principali
contează practic doar forma lui F s3 ;
2) se păstrează extincţiile
ambelor diagrame (F a şi F s ). Astfel F R3
are 6 extincţii (două de la F a şi patru
de la F s ); ca urmare diagrama F R3 are
patru lobi secundari şi nu doi ca F s .
Este ca şi cum lobii cei mici se “sparg"
în patru lobi şi mai mici;
3) lobii secundari, indiferent
dacă rămân sau nu aceeaşi ca număr,
îşi reduc amplitudinea. Acest efect
apare ca urmare a radiaţiei slabe a
dipolului la unghiuri mici faţă de axa
antenei.
Desenele din figura 7 şi 8 sunt
calitative şi cititorul se poate lămuri
trasând pe aceeaşi diagramă F a , F s şi
F r pentru comparaţie (pentru un N
ales). Singura problemă practică este
că odată cu creşterea lui N este
necesar să alegem un pas pentru cp
tot mai mic, ajungând la un număr
apreciabil de puncte de calcul. Dar nu
este necesar să se calculeze decât
pentru (p=0^90°, deoarece restul se
completează prin simetrie. Câştigurile
totale teoretice (în dBi) sunt de circa
4dB; 5,35dBi şi 6,45dBi după cum N=2,
3 sau 4.
- continuare în numărul viitor -
TEHNIUM • Nr. 5/1999
CQ-YO
CIRCUITE Şl AMPLIFICATOARE DE RF (II)
ing. Claudiu latan/ Y08AKA
a
- urmare din numărul trecut -
Relaţia (1.20) astfel obţinută
prezintă importanţă, deoarece, datori
invariaţiei ei, în funcţie de elementele
parazite, permite:
- determinarea elemente:'
circuitului de intrare;
- calculul simplu al etalonâ' scării
radioreceptorului, pe baza relaţ'ei
inverse:
Pn~K
b=-
l-P.
-;(L23)
Pn =Cn
AC VU
AC,
1|;(L24)
L„ =
2 - fi 2 )/(f 3 2 " f 2 2 )-(P3-P 2 V(P3-Pi) (1 -28);
Deoarece schema reală a
arcuitului de intrare este cea din figura
1.3 fiind impusă valoarea C dc (vezi
tabelul 2) se calculează mărimea
auxiliară:
C db =C dc */(C dc+ C tc )(1.30)
presupunând capacitatea parazită
paralelă cu bobina C tc cunoscută.
Se calculează valoarea d din:
( i . - . \
d =
d,
1 +
'~db
Ac
- realizarea unui regla; în proiectare
cu elemente fixe din calcul urmând ca
pe baza modelului experimental
realizat să se poată determina valorile
reale C ser şi L 0 . Valorile acestora sunt
conforme relaţiei (1.20) pentru C^,. şi
relaţiei următoare pentru L n :
(1 -c ) 2
-- mmj . , ;(l-25)
x^ min (1 )
Aceste egalităţi sunt corecte
doar pentru circuitul din figura 1.4,
urmând ca valorile reale să se afle
pentru circuitul din figura 1.5, pe baza
relaţiilor date în tabelul 1.
Toate aceste elemente sunt
dependente de c min , care rezultă din
condiţia ca, la frecvenţele de aliniere
perfectă, valorile variaţiei capacităţii
condensatorului să fie aceleaşi în
circuitul de intrare şi în circuitul
oscilatorului local, adică:
C min =c(d-1)/d (1.26),
unde: c=(p 2 -(3p 1 )/(|3-1) (1.27)
P=(f 3 :
a = -
JV‘
+ 1;(1.32)
fi Pi~Pi
Pi +c l./3 ~f\ Pi +C j
şi se determină c min în conformitate cu
relaţia (1.26) şi apoi mărimea de calcul
C d , care rezultă din relaţia (1.29).
C d =dAC vmax -C vm ax 0 -34)
Valoarea condensatorului
ajustabil al circuitului de intrare se
obţine în acest caz din condiţia de
acord impusă circuitului de intrare la
frecvenţele f, şi f 3 cu valorile AC v1 ,
respectiv AC v3 rezultate din (1.20).
C t =((d 1 C v1 -d 3 C v3 ’)/(f 3 2 -fi 2 )) V- (1.35)
Inductanta este:
L=1/(ffl n 2 (d n C vn +c t )) (1.36)
unde d n =1/(1+C vn /C d )(1.37)
Calculul se simplifică dacă în
circuitul de intrare lipseşte C d ,
rezultând: d=dj=<» (1.38); d n =1 (1.39).
Similar, dacă şi oscilatorul este
realizat numai pentru un acord în două
puncte (gama US), ca în circuitul din
figura 1.7, valorile necesare se obţin
din condiţia C ser -»°° pentru care
conform relaţiei (1.15’) este necesar
ca:c min =b min (1-40).
;(1.31) unde: Acesta relaţie înlocuieşte
expresia (1.26). Este evident că, în
acest caz, se va considera ca f 3 cel
de-al doilea punct de acord ales. Curba
generală a erorilor de aliniere,
• (1.33) independent de circuitul utilizat, rezultă
prin înlocuirea în expresia frecvenţei
proprii de acord a circuitului de tip b,
-1
figura 1.8, a valorii lui C vn obţinute din
relaţiile (1 .19) şi (1.20):
46 =fsn ~
unde:
fl =
f,f
fj+-
fc
f-vnin "î Q
Pn^^nin AC vn
1
An L b C db
1
;(1.42)
-;(1.43)
d-(c d + C vm 3x)/AC
vmax (1.29);
P 2 , P 3 vezi relaţiile (1.23)
C d - valoarea condensatorului serie din
figura 1.6.
Formule de echivalentă a circuitului oscilator local:
An L„AC vm2X
Adesea, în gama de unde
scurte, pentru a se creşte comoditatea
Formule de echivalentă a circuitelor de intrare: _ Tabelul 2
cazul a
c’,-cunoscut
c (a -trimer
C,„ = cunoscut
Cda = Q - C ,b
L„=L
Q + Qa
C da "*■ C tc
cazul b
c t =0
c ^-trimer
r - C ‘ C *
,b C, + Q
C d b ” C d t C tb
Q + C,
L h =L-
-db
cazul c
c t -cunoscut
c’^-trimer
Cdc — C,
C, c =
db
1
- b
2
A C db j
_ Cţc C dc
C t + C d C tc + C dc
C,C d
L=L
Cg+C,
Cdc + C tc
Tabelul 1
cazul a
C’ p =0
C.Sa ~ C s + C p
CPa -
CSa Cp
L()a ~ L 0
C Sa + C
Pa
cazul b
C’p-necunoscut, C p -trimer
Csa ~C,+ C„ - C,
P b
c^, = Sş.(c,-c rt )
Lob ~ K
C S b + C
pb
cazul c
C p - necunoscut, C’ p -trimer
Qc - Q
C - C -
^pc
Cqc C n
f
/l + ^î 1
Ia c, J
C pc C
Sc
Cpc + c s ,
C S c + C
pc
acordului, se împarte gama în mai
multe subgame realizate cu acelaşi
condensator variabil, obţinându-se
astfel extensiile de game. Acestea se
pot obţine mărind capacitatea
condensatorului ajustabil (vezi relaţia
1.35), în condiţiile (1.38) şi (1.39).
Metoda prezintă dezavantajul că
inductanţa necesară pentru acord are
o valoare mică, ceea ce o face greu
realizabilă. De asemenea, în acest caz
se asigură un câştig redus. Pentru a
TEHNIUM • Nr. 5/1999
CQ-YO
$
se evita aceasta, se poate realiza un
montaj în care reducerea acoperirii se
face cu o capacitate serie, obţinându-
se circuitul din figura 1.3. în acest caz
se poate obţine un acord în patru
puncte, care este însă foarte rar utilizat,
preferându-se, în cele mai multe
cazuri, utilizarea unui acord numai în
trei puncte. în acest caz se impune
valoarea unuia din elemente, ca, de
exemplu, C t ’ care se ia mai mare decât
valoarea maximă a capacităţii parazite.
Pe baza acesteia se determină c min
(vezi relaţia 1.26), c (cu relaţia 1.27),
C ser (relaţia 1.15) şi AC vn (relaţia 1.20)
şi se verifică realizabilitatea circuitului
oscilator, adică dacă este posibil să fie
asigurată gama impusă.
Această condiţie atrage după
sine relaţia:
C>G min (1.44).
Dacă relaţia (1.44) este
satisfăcută, se poate trece la
determinarea valorilor pieselor din
circuit prin calculul parametrului
auxiliar: d=c/(c-c min ) (1.45). Această
mărime permite determinarea
capacităţilor din circuitul de intrare (vezi
relaţiile 1.34 şi 1.35) cât şi inductanţa
necesară (relaţia 1.36).
Pentru circuitul cu acord
inductiv calculul se face în mod similar,
numai că, pe baza observaţiei făcute
la obţinerea relaţiilor (1.9) şi (1.10)
echivalenţele stabilite se extind
conform tabelului 3, echivalarea
mărimilor circuitelor de intrare cu acord
capacitiv şi inductiv: Tabelul 3
Circuit
cu acord
capacitiv
Circuit
cu acord
inductiv
Circuit
cu acord
capacitiv
Circuit
cu acord
inductiv
p
^vmax
^“vmax
AL S
p
^Vmin
^vmin
AC par
M-par
c,
L s
AL
AC
L
C
-
-
Cuplajul circuitului acordat cu
sarcina (amplificatorul de RF) la
receptoarele cu tuburi electronice se
poate face direct sau prin intermediul
unui condensator de cuplaj. Pentru
receptoarele tranzistorizate, conec¬
tarea sarcinii se face, în general, printr-
un cuplaj inductiv mutual sau pe o priză
a bobinei sau capacităţii de acord.
De asemenea, cuplajul
antenei cu circuitul de intrare se poate
realiza capacitiv, care este cel mai
economic, la rândul lui putând fi
capacitiv serie sau capacitiv derivaţie.
Un câştig mai bun se poate obţine
folosind o cuplare inductivă a antenei.
Sursa şi sarcina introduc în
circuitul acordat rezistenţe şi reactanţe
care au ca rezultat modificarea valorilor
impedanţelor. Reactanţele determină
modificarea frecvenţei de rezonanţă a
circuitului acordat, modificare care,
dacă nu este compensată, conduce la
apariţia unor distorsiuni liniare şi
neliniare. Totodată se micşorează şi
factorul de acoperire maxim posibil.
Rezistenţele introduse amortizează
circuitul acordat, scăzându-i
proprietăţile selective. în acelaşi timp
ele se comportă şi ca surse de zgomot
cu o tensiune electromotoare ce
rezultă din teorema lui Nyquist.
Zgomotul radioreceptoarelor
ce lucrează până la 50MHz este
datorat de multe ori în special etajului
amplificator pe care debitează mixerul.
Din acest motiv, uneori se caută să se
obţină factorul de zgomot minim pentru
acest etaj. Acesta se construieşte cu
elemente pasive, diode şi în special
diode Shottky.
Utilizarea condensatoarelor
variabile în circuitele de RF conduce
la mărirea gabaritului întregului
ansamblu, la modificarea capacităţii
parazite a circuitului în cazul apropierii
de radioreceptor a unor corpuri
metalice sau chiar a mânuirii
operatorului etc. Este îngreunată, de
asemenea, şi realizarea comenzii la
distanţă, condensatoarele variabile
necesitând pentru acţionarea acestora
servomotoare. O soluţie pentru
rezolvarea acestor deficienţe s-a găsit
prin utilizarea proprietăţilor joncţiunilor
semiconductoare de a avea pierderi
foarte mici (Q>1000) şi de a-şi varia
capacitatea în funcţie de tensiunea
continuă (E) şi ale RF(Ucosot)
aplicată, după o lege de forma:
C=C 0 (1-VA/ 0 )-" (1.46) unde:
c este capacitatea joncţiunii la
potenţialul V; C 0 este capacitatea
joncţiunii la potenţialul 0;V= Ucoscot-E;
V 0 este valoarea barierei de potenţial
a joncţiunii în lipsa unei tensiuni
exterioare.
Un alt avantaj al realizării
circuitului de intrare cu varicapuri este
faptul că numărul circuitelor acordate
comandabile de un singur buton (prin
intermediul unui potenţiometru ce
aplică tensiunea sursei de curent
continuu) poate fi foarte mare. Se pot,
deci, obţine uşor reglaje suplimentare
ca, de exemplu, cele pentru rejecţia
semnalelor perturbatoare ce au
frecvenţa variabilă o dată cu frecvenţa
de acord (figura 1.9). Raportul de
acoperire al circuitului acordat cu
var sapuri este determinat de
capacitatea minimă corespunzătoare
fie a esenţelor parazite, fie tensiunii
inverse maxime admisibile a joncţiunii
şi ae :a raci ta tea maximă limitată de
serr ra j aremativ aplicat. Aceasta nu
trebu a sâ conducă la variaţii ale
capac ta: r-are să modifice curba de
rezonantă a circuitului acordat.
O a.râ problemă, ridicată de
utilizarea r r celor varicap în circuitele
de -rare este tactul că, fiind elemente
nelin are, nt'ocdistorsiuni neliniare.
Acestea sld: în general mult mai puţin
periculoase decât cele date de etajul
următor care lucrează la nivel mai
ridicat. Dintre acestea, cea mai
per culoasă este apariţia intermo-
dulaŞei, deoarece semnalul perturbator
poate avea o valoare ridicată.
Gradul de modulaţie
suplimentar, ce apare pe semnalul util
(E), se poate calcula prin relaţia:
m i =m(E p 2 /E 2 )(n(n+1)/2) (1.47) unde:
E p este amplitudinea semnalului
perturbator, cu un grad de modulaţie
m. Din relaţia (1.47) rezultă că este
indicat să se lucreze cu tensiuni de
polarizare ridicate, caz în care se
obţine o modulare parazită neglijabilă.
Dacă totuşi nu este posibilă mărirea
valorii minime a tensiunii de polarizare,
neasigurându-se capacitatea maximă
necesară, este indicată folosirea
montajului din figura 1.10, care
permite în aceleaşi condiţii o scădere
de patru ori (E p pe diodă scade de două
ori) a modulaţiei parazite faţă de cazul
utilizării unei singure diode varicap a
circuitului acordat. O ultimă problemă
ridicată de utilizarea în circuitele
acordate a joncţiunilor polarizate este
faptul că acestea îşi modifică
capacitatea în funcţie de temperatura
mediului ambiant, atât prin modificarea
constantei dielectrice a materialului
semiconductor folosit, cât şi prin
modificarea valorii potenţialului de
barieră. Variaţia potenţialului de barieră
V 0 fiind redusă (circa 2,3mV/°C), nu are
o influenţă semnificativă decât în
domeniul de polarizări reduse, care
este rar utilizat. Ultima cauză a abaterii
de capacitate cu temperatura este
variaţia curentului diodei, care
determină o cădere suplimentară de
tensiune pe rezistenţa sursei. Pentru
aceasta, rezistenta echivalentă a
8
TEHNIUM • Nr. 5/1999
CQ-YO
;_-sei de polarizare nu trebuie să fie
—ea mare. Sursa cea mai mare de
perturbaţii este zgomotul de
interferenţă.
în primul rând, cele mai
periculoase sunt semnalele datorate
canalelor adiacente canalului util. în
receptoarele moderne de tip
heterodină rejecţia acestor canale se
face în amplificatorul de FI care,
lucrând pe o singură frecvenţă, poate
asigura un factor de transfer cu o curbă
aproape de filtrul ideal.
Rezultă, deci, că ansamblul de
RF trebuie să asigure în special
atenuarea semnalelor ce pot fi
amplificate de către amplificatorul de
FI şi anume:
- semnale ce au frecvenţa
intermediară f|i
- semnale care prin combinaţie cu
frecvenţa oscilatorului local (f h ) pot da
naştere unei frecvenţe purtătoare
egală cu frecvenţa intermediară.
Dintre acestea, cel mai
important ca valoare este semnalul
imagine de frecventă:
W*. + 2Î. d-48)
O primă soluţie de atenuare a
semnalelor perturbatoare este
utilizarea proprietăţilor selective ale
circuitului de intrare, rezultând o
atenuare:
a =
unde Y p este dezacordul generalizat
corespunzător frecvenţei semnalului
perturbator (fj, f imag ). O mărire a
atenuării semnalelor cu frecvenţa
imagine se poate obţine folosind o
schemă a circuitului de intrare ca în
figura 1.11, la care se alege:
f r=fmas = 2^C' (150)
Se observă, în acest caz, că
rejecţia maximă are loc numai la
frecventa la care este îndeplinită relaţia
(1.50).’
Circuitele rejectoare pot fi
realizate în mai multe moduri: circuite
rejectoare derivaţie, circuite rejectoare
serie, circuite rejectoare în punte sau
combinaţii ale acestora, asupra cărora
nu insistăm acum.
2. AMPLIFICATOARE DE RF
Amplificatorul de RF este
elementul activ din radioreceptor care
amplifică semnalele selectate de
circuitul de intrare fără a le modifica
frecvenţa. Pentru ca distorsiunile
neliniare pe care le introduce să fie
TEHNIUM • Nr. 5/1999
-7 — ;d-49)
J 1 + G#
minime, el funcţionează în clasă A.
Principalul avantaj al
radioreceptoarelor cu ar~z ficator de
RF este factorul de zgomot mai redus.
Aceasta este datorită tactului că nu
există surse suplimentam ce zgomot
(ca de exemplu oscilatori.' local la
schimbătorul de frecve - ta si că panta
elementului activ folos:: :_c eectronic
sau tranzistor) are o vaics -e mai mare,
fiind panta caracteristic ; - amice şi nu
panta de conversie, m a*a ~z de aceste
atribute, amplificatorul ce RF -educe
şi influenţa antenei asupra oscilatorului
local, mărindu-i ştab: tatea şi datorită
aceluiaşi efect de separare se
micşorează şi tensiunea -cusă de
oscilatorul local în antenă, scăzând
câmpul de radiaţie a' antenei. De
asemenea, existând un e ement activ
pe care se poate aplica RAA-ul. este
posibil ca introducerea amorf,catarului
de RF să aducă şi o mă-ne a eficacităţii
acestuia.
funcţionare ales, iar pentru
tranzistoare, şi de temperatura
mediului ambiant. în unele cazuri acest
fapt este neplăcut, deoarece introduce
în semnalul de informaţie elemente noi,
distorsionându-l.
Pentru a evita această
distorsiune, se pot alege amplificatoare
cu tuburi electronice cu pantă S cât mai
constantă. Valorile pantei pentru
tuburile moderne utilizate este de 5-
10mAA/. Rezistenţa internă are valori
ridicate, 0,8-i-2,5M£2, amplificatorul RF
fiind realizat cu pentode deoarece
pericolul de apariţie a oscilaţiilor
parazite, datorită reacţiei ce are loc prin
intermediul capacităţii grilă-anod, este
mult micşorat faţă de triode.
Uneori, pentru mărirea
eficienţei RAA-ului se comandă şi
amplificatorul de RF, impunând
utilizarea unor pentode cu pantă
variabilă. Variaţia pantei în funcţie de
tensiunea de reglaj se alege
Din aceste motive,
amplificatoarelor de RF, în afara
cerinţelor impuse circuitelor de intrare,
li se impun şi următoarele:
- să asigure un câştig cât mai mare;
- distorsiunile suplimentare apărute
la semnalul maxim aplicat, datorită
neliniarităţii elementului activ, să fie
inferioare unei valori admisibile (de
obicei mai mici de 1-3%);
- funcţionarea să fie stabilă atât
electric (să nu intre în oscilaţie), cât şi
ca limite de variaţie a parametrilor săi;
- elementele active şi pasive
introduse să aibă regimul de
funcţionare astfel ales, încât să fie
realizată durata medie de funcţionare
impusă.
Un etaj amplificator de RF
(figurile 2.1a şi 2.2a) poate fi echivalat
pentru variaţii mici în jurul punctului de
funcţionare cu circuitul din figurile 2.1b
şi 2.2b.
Elementele circuitului
echivalent depind de punctul de
exponenţial, astfel ca reglajul obţinut
să concorde cu modul de variaţie a
senzaţiei fiziologice auditive, adică:
lnS=kU (2.1).
Alegerea coeficientului k din
relaţia (2.1) se face după două criterii
contradictorii, şi anume:
- să fie mic, astfel încât să asigure
un coeficient de distorsiuni neliniare
redus;
- să aibă o valoare ridicată, astfel
jncât reglajul amplificării să se poată
face într-o plajă largă la o variaţie
redusă a tensiunii de comandă şi prin
urmare şi a tensiunii de ieşire, cu care
este proporţională.
Dacă la semnalul maxim
distorsiunile sunt inadmisibile, se
foloseşte un montaj de alimentare a
grilei-ecran prin intermediul unei
rezistenţe oarecare (figura 2.3). Se
micşorează astfel eficacitatea
reglajului, dar se micşorează şi
distorsiunile neliniare ale anvelopei de
modulaţie prin mărirea tensiunii de
9
CQ-YO
polarizare (valoare absolută) la care
apare tăierea curentului anodic.
Acelaşi montaj face posibilă şi o
reducere a distorsiunilor neliniare care
apar la semnale mari, în cazul utilizării
tuburilor cu pantă fixă, evitându-se
neliniaritatea inferioară a caracteristicii
de transfer i a -U g , prin trecerea pe o
caracteristică cu tensiunea de ecran
mai mică. Totodată în cazul acestor
tuburi - numite cu pantă fixă - prin
folosirea montajului din figura 2.3 este
posibilă şi variaţia pantei datorită
modificării tensiunii continue ecran-
catod, realizându-se şi în acest caz un
reglaj al amplificării, însă cu o eficienţă
mult mai redusă. Se remarcă faptul că
odată cu scăderea pantei tubului,
rezistenţa sa internă creşte. Acest efect
este în general nedorit, căci la semnale
mari, micşorându-se banda de trecere
a amplificatorului, se măresc
distorsiunile liniare şi neliniare datorate
circuitului acordat din anod, iar la
semnale mici, rezistenţa internă este
redusă, lărgind banda circuitului de
sarcină şi micşorând astfel raportul
semnal/zgomot. Pentru tranzistoare,
valoarea pantei este mult mai mare
decât a tuburilor electronice (circa
40mAA/ la curent de colector de 1 mA),
impedanţele de intrare şi ieşire sunt
mult mai mici (r b e =0,5-i-3kQ,
r ce =10+l00kQ, iar capacităţile
electrozilor sunt mult mai mari, ca de
exemplu: C’ b e =100^1000pF,
C’ b e =2+20pF faţă de 10' 2 +10' 3 pF, cât
Figura2.3
în special, valoarea mare a
capacităţii bază-colector a determinat
să se treacă la realizarea
tranzistoarelor cu efect de câmp.
Acesta are capacitatea de reacţie de
3-5 ori mai mică. în acelaşi timp,
capacitatea de intrare s-a micşorat şi
ea în acelaşi raport, iar impedanţa de
ieşire ajunge până la circa 1MQ la
curenţi de circa ImA. O mărire a
impedanţei de intrare până la
10 13 ^10 15 Q. se obţine cu tranzistoarele
10
metal-oxid (MOS), a căror capacitate
de reacţie este de ordinul 1-2pF, iar
impedanţa de ieşire, 20-200k£2. Pentru
o micşorare a capacităţii de reacţie se
construiesc în prezent tranzistoare
MOS, care au metalizarea redusă în
partea dinspre drenă. Tranzistorul de
tip MOS prezintă şi marele avantaj că
are o caracteristică de transfer
pătratică, ceea ce face ca distorsiunile
anvelopei de modulaţie să fie nule.
Avantajele tranzistoarelor MOS sunt
întrucâtva micşorate de faptul că panta
lor este redusă (S=0,35mA/V).
Deoarece se obţin factori de zgomot
foarte mici, 2-4dB la impedanţe ridicate
şi capacităţi de reacţie reduse,
tranzistoarele metal-oxid sunt folosite
cu mult succes în amplificatoare de RF.
Sarcina amplificatorului de RF
este fie un circuit simplu sau dublu
acordat, fie o sarcină aperiodică.
Circuitele acordate utilizate se
pot cupla direct la elementul activ
(anoda tubului), prezentând însă
dezavantajul că nu se poate pune la
masă rotorul condensatorului variabil,
deoarece ar scurtcircuita ia masă
sursa de alimentare.
-cont nuareîn numărul viitor-
AD ELECTRO COM
COMPONENTE ELECTRONICE SI ELECTRICE
3
RADIO - T.V.
AUDIO-VIDEO
ACCESORII GSM
COMPONENTE SI CONSUMABILE
j
CALCULATOARE
APARATE DE MĂSURĂ SI CONTROL
i
LITERATURĂ DE SPECIALITATE
Str. Calea Griviţei nr. 34, Bucureşti, sector 1
Tel: 01/650.32.70
TEHNIUM • Nr. 5/1999
laborator ^ ■.. _ „ ■■ =
OSCILATOR CU CUART TERMOSTATAT PE 5MHz
ing. Şerban Naicu
1. Cristale de cuarţ
Dacă se doreşte o foarte bună
stabilitate a frecvenţei de oscilaţie,
oscilatoarele respective vor fi pilotate
cu cristale de cuarţ (rezonatoare cu
cuarţ), acestea acţionând ca circuite
oscilante având factorul de calitate (Q)
foarte ridicat.
în vederea unei bune
înţelegeri a modului de funcţionare al
oscilatoarelor cu cuarţ este necesară
o scurtă prezentare a elementelor
caracteristice ale rezonatoarelor cu
cuart.
+ 16
+8
-16
ppm
Limita
superioara A
Limita superioara B
Urnita Interioara A
/
r
&
Urnita
inferioara B
Lirr)ita superioare} B
Limita inferioara A
w.
Urnita superioara A
30 -20 0
202540 60
Figura 1
80 90
De altfel, dispozitivele
electronice cu cuarţ (rezonatoare, filtre
şi oscilatoare) sunt elemente curente
în activitatea practică a oricărui
constructor electronist, fie el şi amator.
Aceste dispozitive cu cuarţ se află în
fabricaţie curentă şi la noi în ţară,
începând cu anul 1981, la Institutul de
Cercetări Electronice Bucureşti (iar din
1990 la SC ROM-CUARTZ SA).
Cristalele de cuarţ (quartz
crystals) au la baza funcţionării efectul
piezoelectric (invers) care a fost
descoperit de Pierre şi Joliot Curie în
anul 1880. Efectul piezoelectric
(invers) constă în aceea că, atunci
când un material piezoelectric
(respectiv un cristal de cuarţ) este
introdus într-un câmp electric, rezultă
o deformare mecanică a acestuia. Sub
influenţa unui câmp electric oscilant
cristalul de cuarţ este adus într-o stare
de oscilaţie (vibraţie) electro-mecanică.
Ulterior au urmat inventarea
oscilatorului stabilizat cu cuarţ (1921)
de către W.G. Cady şi în 1923 schema
de oscilator cu un singur rezonator cu
cuarţ, propusă de G.W. Pierce (acelaşi
lucru îl va face A. Crossley, trei ani mai
târziu), iar în 1929 primul cronometru
cu cuarţ (W.A. Marrison).
Deşi se găseşte în natură din
abundenţă, cristalul natural ce cuarţ cu
puritate şi dimensiuni ccespunzătoare
este mai degrabă o rar :a:e de aceea
se recurge la prod-ce-ea pe cale
industrială a cuartele sintetic. în
prezent, marea majoritate a
dispozitivelor cu cuarţ se -ea rează din
cuarţ sintetic.
Gama de frecvenţă acoperită
de către rezonatoare e cu cuarţ
obişnuite poate vara.-e :â:e :a sute
de Hz şi 150MHz. Pentru a se acoperi
întreaga această gamă în procesul
tehnologic de realizare a cua merilor se
utilizează diferite mode- ca . Praţie
(flexiune, extensie -'c-'e:a-e a ană
forfecare în grosime etc s a .erse
unghiuri de tăiere A~ 5~ CT DT E -
etc.).
Un cristal de cuarţ în tăietură
AT (unghi de tăiere de -35 : 25 faţă ae
axa Z) poate să vibreze (oscileze) ae
frecvenţa sa fundamentală
(determinată de grosimea plăcuţei de
cuarţ) sau pe una dintre frecvenţele
sale armonice (overtone) impare (a 3-
a, a 5-a, a 7-a etc.) în domeniul
0,9+250MHz. Oscilaţia pe frecvenţa
fundamentală se foloseşte, de regulă,
în domeniul 0,9^-25MHz, iar pe una
dintre armonici în domeniul
17+250MHZ.
Capac
Cristal cuart
Electrod argint
Sistem fixare
Incinta
vldata
Figura 2
Ambaza
Terminal
■ Cristalele de cuarţ în tăietură
AT au o excelentă caracteristică
frecvenţă-temperatură, care le
recomandă utilizării în aplicaţiile în care
este necesară o bună stabilitate a
frecvenţei de oscilaţie, într-un domeniu
larg al temperaturilor de lucru.
în figura 1 sunt prezentate
caracteristicile frecvenţă-temperatură
pentru două oscilatoare. Curba A
reprezintă caracteristica unui cristal
optimizat pentru a avea o abatere
minimă de frecvenţă în domeniul de
temperatură -30°++90°C, iar curba B
caracteristica unui cristal optimizat
pentru domeniul 0°+ +60°C.
Se poate observa că aceste
caracteristici frecvenţă-temperatură se
prezintă sub forma unor parabole,
având un punct de inflexune la +25°C.
Rezonatorul cu cuarţ (cristalul
de cuarţ) constă dintr-o plăcuţă din
monocristal de cuarţ pe ale cărei feţe
majore sunt depuşi doi electrozi (de
regulă din argint), fixaţi într-un
ansamblu de prindere (de fixare),
denumit ambază, care se găseşte
închisă ermetic într-o incintă vidată
(sau conţinând o atmosferă de azot
uscat), ca în figura 2.
Pentru a putea parcurge pe
scurt proprietăţile electrice ale unui
rezonator cu cuarţ, plecăm de la
circuitul electric echivalent al acestuia,
prezentat în figura 3. Acesta este
format din grupul serie Ls, Cs şi Rs
conectat în paralel cu capacitatea Co.
Elementele Ls, Cs şi Rs se numesc
parametrii dinamici ai cuarţului, iar Co
- capacitatea statică. Inductanţa Ls
reprezintă inerţia mecanică, Cs
reprezintă elasticitatea cristalului, Rs
reprezintă rezistenţa de transfer între
suport (ambază) şi cristal şi Co
capacitatea suportului cristalului.
în figura 4 este prezentat
graficul care ilustrează forma
reactanţei X în funcţie de frecvenţa
sursei de semnal.
Analizând dependenţa de
frecvenţă a impedanţei (reactanţei)
circuitului electric echivalent al
rezonatorului cu cuarţ, putem defini
mai multe frecvenţe caracteristice,
dintre care cele mai importante sunt:
- fs - frecvenţa de rezonanţă serie
reprezintă frecvenţa pentru care
impedanţa echivalentă a circuitului
este rezistivă, având valoarea minimă
(reactanţa circuitului serie se
anulează), fiind dată^de relaţia:
fs ~ 2njL s Cs
- fp - frecvenţa de rezonanţă paralel
reprezintă frecvenţa pentru care
impedanţa echivalentă a circuitului
este tot rezistivă, având valoarea
maximă (reactanţa circuitului fiind
nulă), fiind dată de relaţia:
TEHNIUM • Nr. 5/1999
11
fp=-
2 *JLs-
c s c 0
v c$ + O»
Se poate observa pe graficul
prezentat că în intervalul dintre cele
două frecvenţe caracteristice (fs şi fp)
cristalul are o comportare inductivă
(X>0), iar în afara acestui domeniu
(adică pentru f<fs sau f>fp) cristalul are
o comportare capacitivă (X<0).
Factorul de calitate al unui
rezonator cu cuarţ este foarte ridicat,
având valori cuprinse între IO 4 şi 106
putând fi determinat cu relaţia:
Q=coLs/Rs.
Frecvenţa de rezonanţă a
cristalelor de cuarţ este foarte stabilă.
Modificările acesteia cu variaţiile de
temperatură ambiante rămân, în
general, în limitele de 0,001%.
De asemenea, capacitatea
statică Co este amplificată de către
capacităţi suplimentare conectate în
exteriorul cuarţului, ceea ce
influenţează direct valoarea frecvenţei
de rezonanţă paralel (fp). Avantajele
utilizării unui asemenea circuit constau
în posibilitatea efectuării unei uşoare
deplasări a frecvenţei de oscilaţie a
rezonatorului, ceea ce face posibilă o
corecţie fină de frecvenţă.
în schimb, frecvenţa de
rezonanţă serie (fs) este dimpotrivă,
independentă de elementele exterioare
cuarţului, ceea ce permite obţinerea
unor frecvenţe standard.
în practică, putem considera
că un rezonator cu cuarţ oscilează pe
o frecvenţă situată între fs şi fp, ca
urmare a decalajelor de fază care sunt
determinate de modificările intervenite
în circuitele externe.
Pentru ajustarea frecvenţei de
rezonanţă a unui cuarţ situat într-un
oscilator, se foloseşte o capacitate de
tragere (Cl) care poate fi montată în
serie cu acesta (figura 5) sau în
paralel.
PuteftKW)
Dubla termostatare
10.0
1.0
0.1
0.01
Oscilatoare temnostatate
0.001
h--
XO
Necompensate
8
l 1 <~>
1 MCXD I a
TCXD
\_]
Figura 4
Cu ajutorul acestui
condensator ajustabil (trimer) introdus
în serie cu cristalul de cuarţ, frecventa
de rezonanţă a acestuia (fr) poate fi
uşor mărită, la valoarea fr. Notân:
variata Af=f r-fr, avem relaţia:
Af/fr = Cs/(2(C 0 -Cl).
întrucât în majoritatea
cazurilor practice capacitatea ce
tragere Cl este un trimer, avânc
capacitatea reglabilă (Cl+AC), relat a
devine:
Af/fr = (Cs/2)(1/(Co+Cl)+(Co+C l ) 2 /aC;
Pentru ajustarea frecvenţei de
oscilaţie a unui cuarţ se pot utii : za s
inductanţe în circuitul extern a
acestuia, dar acest lucru nu va rr.s '
detaliat, atât pentru că este utiliza: ma
rar, dar în special că nu este utiliza: în
structura oscilatorului termostatat ca'e
va fi prezentat în acest articol.
în concluzie, lucru foame
important pentru utilizatori. _*
rezonator cu cuarţ trebuie să conţină
în specificaţia să, pe lângă lucru ce
mai important, frecvenţa sa nor- -a â
următoarele date suplimentare:
- modul de oscilaţie (care pca:a '
fundamental sau pe armonică:
-tipul de capsulă (HC18/U, HC25 _
etc.);
- toleranţa de ajustare (reprez".ă
abaterea maximă permisă a frecve —.5
de rezonanţă a cuarţului, măsurată a
temperatura de referinţa specificată ce
regulă +25°C);
- toleranţa în domeniu de
temperatura (reprezintă abaterea
maximă permisă a frecvenţe ce
rezonanţă a cuarţului măsurată la orice
temperatură din domeniul
Oscilatoare
iâ 10 10 "
Figura 6
-8
10
0.01 ppm
io 7
0.01 ppm
io 6
0.01 ppm
io 5
0.01 ppm
-4
10
0.01 ppm
StdbSate
10
io 2
LABORATOR
temperaturilor de utilizare specificat,
fa:ă de frecvenţa de rezonanţă,
măsurată la temperatura de referinţă
specificată);
-tderanţa totală (reprezintă abaterea
maximă permisă a frecvenţei de
rezonanţă faţă de frecvenţa nominală,
în domeniul temperaturilor de utilizare);
- domen ul temperaturilor de utilizare
(repcezin îă n‘.ervalul de temperatură în
cs-e :c eranţele menţionate mai sus
trebuie respectate. De regulă, acest
interval se alege simetric faţă de
:e- T -pe-5—-a ce r eferinţă;
-a.ece.-ea rezonatei serie sau paralel.
Ic:, r 5 ece ecc-sma paralel este
oh i ga lo riu să se specifice capacitatea
de sard.nă C.
- -5zs:5"-.5 se-e echivalentă.
*n specificaţia rezonatorului
respectiv potfi cuprinse orice informaţii
care sunt considerate a fi folositoare
utftzatorului, cum ar fi: rezistenţa
echivalentă, capacitatea dinamică,
inductanţa dinamică, toleranţa de
Îmbătrânire, nivelul de excitaţie, condiţii
mecantxftm a Bce (şocuri, vibraţii etc.).
Pa cern o precizare extrem de
Importantă. Rezonatoarele cu cuarţ,
conform specificaţiei de catalog, se
împart în două mari grupe:
- -ezonatoare standard (rezonatoare
ce tip profesional, rezonatoare pentru
-acictelefoane şi rezonatoare de tip
industrial);
- rezonatoare speciale (nestandard).
Acestea ne interesează în primul rând
pentru această aplicaţie. Ele pot fi:
rezonatoare pentru oscilatoare
termostatate (OCXO) şi rezonatoare
oentru oscilatoare termocompensate
(TXCO).
2. Oscilatoarele cu cuart
9
Oscilatoarele cu cuarţ se pot
clasifica în mai multe categorii. Acestea
sunt:
a) Oscilatoare cu cuarţ
necompensate (XO). Sunt
oscilatoarele pilotate cu rezonatoare cu
cuarţ, fără a utiliza nici un procedeu
de compensare a variaţiei temperaturii.
Ordinul de stabilitate al frecvenţei de
12
TEHNIUM • Nr. 5/1999
LABORATOR
oscilaţie este cuprins între =10 şi
±100ppm.
b) Oscilatoare cu cuarţ
termocompensate (TCXO) Sunt
oscilatoare pilotate cu rezonatoare cu
cuarţ la care variaţia cu temperatura a
frecvenţei cristalului de cuarţ este
redusă prin intermediul unui sistem
electronic de compensare.
Dacă compensarea
temperatura a variaţie recveme ;e
oscilaţie se face digital, aven ce-a -are
cu oscilatoare cu cuarţ
termocompensate digital (DTCXO|
Ordinul de stan :a:e a
acestor tipuri de oscilatoare este
cuprins între ±0,25ppn s r5cc~ în
funcţie de gama de temperarea
c) Oscilatoare cu cuarţ
termostate (OXCO). Sunt osc latoare
pilotate cu rezonatoare de cuar a ca _ e
cristalul cu cuarţ este menţinut la o
temperatură constantă în interiorul unei
incinte termostatate, Această fam ie ce
oscilatoare are o foarte bună stabilitate
a frecvenţei de oscilaţie de la ±1pob
Această categorie de
osc atca-e oferă o stabilitate cuprinsă
între =0 ' si =0,01 ppm, în domeniu de
:e~c«e r 3tufă -55°C +• +85 C C, cu un
consum de putere similar cu al
:s: atoarelor termocompensate
50mW sau mai puţin).
a Oscilatoare cu cuarţ
comandate în tensiune (VCXO) Sunt
osc arca-e pilotate cu rezonatoare de
c.ar a câ-or frecvenţă de oscilaţie
::a:e ' .a'ată sau modulată după o
a - --:â ace dictată de aplicarea unei
re's. 1 -- ce comandă.
Srabilitatea acestor tipuri de
: a::a-a cepinde de modul în care
sa-ara cc-pensarea termică (cum ar
■ 1~Z O sau VCOCXO). întrucât
crsa - ca cuarţ simplu este mult mai
sac caca: c-cuitul rezonantLC, chiar
s osc ator simplu comandat în
:ers _*a \ 3X0) este superior unuia
ciasc "ă'â cuarţ (VCO).
Dacă a un VCO frecvenţa de
acor: cc a:a . a~ : a faţă de cea centrală
de la ±5% la ±30%, la un VCXO
ridicat.
în ceea ce priveşte
modificarea condiţiilor de mediu, cel
mai important remediu constă în
termocompensarea sau termostatarea
cuarţului, cel de-al doilea procedeu
oferind cea mai bună stabilitate.
Asupra procedeului termo-
statării cristalului de cuarţ ne vom opri
în cele ce urmează, întrucât oscilatorul
de 5MHz prezentat în acest articol
utilizează tocmai acest procedeu în
vederea creşterii stabilităţii frecvenţei
sale de oscilaţie.
în ceea ce priveşte
modificarea condiţiilor de mediu, ca
factor care determină stabilitatea
frecvenţei oscilatoarelor, putem spune
că temperatura reprezintă factorul cel
mai important. Variaţia temperaturii
influenţează comportarea semicon¬
ductoarelor, dar mai ales funcţionarea
cristalului de cuarţ. Se recurge la
cristale de cuarţ care asigură o cât mai
mică variaţie a frecvenţei de oscilaţie
cu temperatura, cum ar fi cele realizate
componentelor Figura 8
(IxlO- 9 ) la ±100ppb, pentru un
domeniu de temperatură cuprins între
-55°C şi +85°C.
d) Oscilatoare cu cuarţ
compensate cu microprocesor
(MCXO). Aceste oscilatoare folosesc
metode complet diferite de
compensare termică, constând în
rezonatoare autosensibile la
temperatură şi compensare externă.
Autosensibilitatea la temperatură
rezolvă una dintre limitările importante
ale tipurilor de oscilatoare enumerate
anterior, care constă în existenţa unui
decalaj între temperatura sesizată şi
temperatura rezonatorului.
Autosensibilitatea este realizată prin
utilizarea a două moduri de rezonanţă
ale rezonatorului de înaltă calitate, în
tăietură SC, în circuitul oscilatorului
lucrând în mod dual. O diferenţă de
frecvenţă corespunzătoare obţinută
variază aproape liniar cu temperatura.
Compensarea externă reduce în mare
măsură limitările precedentelor tipuri
de oscilatoare enumerate.
această variaţie se reduce la domeniul
±1ppm la ±0,2% faţă de frecvenţa
centrală.
în figura 6 este prezentată
caracteristica pu:ere-stab l.tate pentru
diversele tipuri de osc ’atoare cu cuarţ,
în domeniul de tenoeratură -55°C -*■
+85°C.
3. Stabilitatea oscilatoarelor
cu cuarţ termostate
Stabilitatea frecvenţei de
oscilaţie a oscilatoarelor este o cerinţă
obligatorie într-un număr mare de
aplicaţii din domeniul tehnicii de
măsurare, al telemetriei, al
radiocomunicaţiilor etc.
Ilustrarea schemată a celor
mai importanţi factori care influenţează
stabilitatea frecvenţei de oscilaţie a
unui oscilator este făcută în figura 7.
în primul rând, pentru
obţinerea unor stabilităţi bune ale
frecvenţei de oscilaţie se recurge la
pilotarea oscilatoarelor cu cristale cu
cuarţ, care acţionează ca circuite
oscilante cu factor de calitate foarte
în tăietură AT. în numeroase aplicaţii
acest lucru nu este suficient. în acest
caz se recurge la metoda termostatării
cristalului de cuarţ, care oferă cea mai
bună stabilitate a frecvenţei de
oscilaţie. în principiu, procedeul constă
în menţinerea rezonatorului cu cuarţ la
temperatură cât mai constantă, cu o
precizie cât mai bună.
Temperatura de termostare a
cuarţului se alege cu puţin mai mare
(sau egală) cu limita superioară a
domeniului de temperaturi în care
oscilatorul lucrează. Acest lucru este
determinat de faptul că în domeniul de
lucru radiatorul pe care se află situat
cuarţul trebuie încălzit (mai mult sau
mai puţin, în funcţie de temperatura
mediului ambiant). Dacă s-ar alege o
temperatură de termostatare mai
scăzută decât limita superioară a
domeniului de lucru, în intervalul
cuprins între aceste două limite, incinta
oscilatorului cu cuarţ ar trebui răcită,
lucru cu mult mai dificil de realizat
tehnic.
TEHNIUM • Nr. 5/1999
13
LABORATOR
în figura 8 este prezentată
caracteristica frecvenţă-temperaturâ a
unui oscilator cu cuarţ termostatat
(OCXO), având ca domeniu al
temperaturilor de lucru: -40°O +70°C.
Exceptând variaţia tempe¬
raturii, influenţa nefastă a celorlalte
condiţii de mediu (praf, umiditate etc.)
se elimină relativ simplu, prin
etanşarea incintei în care se plasează
oscilatorul.
Problemele enumerate mai
sus afectează în special stabilitatea
oscilatorului cu cuarţ pe termen scurt.
Referitor la stabilitatea pe
termen lung, deşi oscilatoarele sunt
(“glass encapsulatedcare asigură
cea mai bună stabilitate pe termen
lung.
4. Oscilator termostatat cu
cuart
Prezentăm în cori-^are un
oscilator termostat cu cu ar. ce
frecvenţa de 5MHz, care as c_-= :
stabilitate de ±3x10- 8 pe zi ţac :â
±0,15Hz) şi ±1x1(H pe lură =- *-
gama de temperatură -40 C C - : 3
o stabilitate de ±1x10-7 (adică =C z-z
Schema electronică a
oscilatorului termostatat es:s
prezentată în figura 9 şi ea as a
compusă din două blocu' ~sr
tipul D26V2 sau DZ6V8, cu catodul la
pinul 6, în anodul diodei obţinând
cractic pinul 9 (Vz) de la capsula de
plastic TO-116.
De asemenea, foarte util
pentru montajul nostru este pinul 6
V=== la capsula TO-116, respectiv
; - . - (Vref) la capsula TO-100. La
a sas: : n circuitul integrat furnizează
c tensiune stabilizată cuprinsă între
7.15V tipic). Atenţionăm că
. ale a'aa curentului absorbit din acest
: ~ *_ ocate depăşi 15mA.
Bucşa de reglaj a temperaturii
:e—:cs:a:_ _ nostru constă într-un
-.e'rhstc" = - care reprezintă
totuşi, în proiectare se iau în calcul şi
alte elemente.
Unii parametri de material
variază lent în timp datorită îmbătrânirii.
Cel mai afectat de îmbătrânire este tot
rezonatorul cu cuarţ. De aceea, încă
din procesul de fabricaţie acesta este
“îmbătrânit forţat”, fiind ţinut un timp
îndelungat în camera climatică la
temperaturi ridicate.
Chiar şi după aplicarea
acestui procedeu, cu toate că este (de
regulă) încapsulat în vid, în interiorul
capsulei cristalului de cuarţ continuă
migrarea de material, acesta
depunându-se pe electrozi şi
modificând lent în timp frecvenţa de
oscilaţie. De aceea, se recurge la
moduri speciale de încapsulare a
rezonatoarelor cu cuarţ, unul dintre
acestea fiind încapsularea în sticlă
(PA723, jiA723, ROB723 etc.). Acesta
poate fi livrat în două tipuri de capsule,
prezentate în figura 10. CircuiîLi
integrat 723 reprezintă un stabilizator
de tensiune, schema sa bloc fiind
ilustrată în figura 11 (notaţiile pinilor
sunt pentru capsula TO-116). Se poate
observa, din această schemă, faptul
că circuitul integrat conţine în interiorul
său un amplificator de eroare, având
intrările la pinul 4 (inversoare) şi la pinul
5 (neinversoare), iar ieşirea la pinul 10
(Vout) şi la pinul 9 (Vz). întrucât noi
vom utiliza în montajul nostru ieşirea
de la pinul 9 (Vz) a CI de tip 723, trebuie
să observăm că dacă se utilizează
capsula metalică rotundă (TO-100)
acest pin nu există. în acest caz se
face apel la un mic artificiu tehnic, în
sensul că la pinul 6 (Vo) al acestui
integrat se va înseria o diodă Zener de
tranzistorul TI (de tip BD439),
elementul de încălzire al radiatorului
cuarţului.
Mecanismul de funcţionare
este prezentat în cele ce urmează. La
pornire (la aplicarea tensiunii de
alimentare) termistorul fiind rece, el va
prezenta o rezistenţă mare, întrucât
este NTC (cu coeficient de
temperatură negativ). Astfel, la pinul 5
al CI (intrarea neinversoare) tensiunea
va fi mare la început (circa 6,18V), ea
scăzând progresiv odată cu încălzirea
termistorului (datorită curentului care
îl parcurge), până la valoarea tensiunii
de la pinul 4 al CI (intrare inversoare),
deoarece la temperatura de
termostatare aleasă (75°C, în cazul
nostru) termistorul va avea valoarea de
20kQ (ca şi rezistorul R3).
La pinul 4 (I) al CI tensiunea
14
TEHNIUM • Nr. 5/1999
LABORATOR
va fi tot timpul jumătate din valoarea
:ensiunii de referinţă (7,15V), adică
3 75V. La temperatura aleasă pentru
termostatare (75°C) puntea R1, R2, R3
şi Rt va fi în echilibru, la cele două
intrări ale lui 723 (inversoare şi
neinversoare) potenţialele fiind egale
între ele (3.75V).
Potenţialul de la ieşirea CI
(pinul 9) va fi proporţional ca valoare
cu diferenţa de potenţial dintre cele
două intrări (pinii 4 şi 5), confon-
principiului comparatorului.
Când radiatorul pe care sunt
fixate tranzistorul TI, cuarţu s
termistorul Rt este rece, de exe~: _
la pornire, potenţialul de la p nu 5 a
Curent
llmft
străpungere. Tranzistore TI se va
“închide’ progresiv, astfel că la
temperatura de termostatare el să fie
blocat ceci să nu ~ia încălzească
radiatorjl. La o nouă uscată scădere
a temperaturi' bucla ce reglare a
tenmostatului va acţiona automat,
asigurând astfel ce rad ator (inclusiv
pe cristalui ce cuan o temperatută
constantă în — tar’ 1 : 'n domeniul
temperaturilor ce ucrt
Rezistenta R- -eacţie ieşire-
intrare inv^ e contribuie la
funcţiona r ea c *c_ . ntegrat ca
amp fîcato' operaţional *n lipsa
acesteia •'tegrat_ a* f _crat ca un
comparator, cu-e-:.. sesorbit de
Capsula TO-IOO
Figura 10
Invering
input
Noninvert
input
CI (NI) este mare, rezultând o diferenţă
de potenţial Uni-U mare (întrucât Ui
este fixă). Rezultă o tensiune mare
(15,4V) la ieşire, pinul 9 (Vz), care
scade până la minim atunci când
diferenţa de potenţial dintre pinii 4 şi 5
devine zero.
Circuitul integrat 723 ales
pentru schema noastră este în capsulă
de plastic cu 14 pini DIL (TO-116).
Tensiunea rezultată la ieşirea
CI, pinul 9 (Vz), atacă baza
tranzistorului prin intermediul diodei
Zener Dl şi al rezistorului R6. Deci,
când radiatorul este rece, tranzistorul
TI primeşte în bază o tensiune de
valoare mare, se deschide, creşte
curentul absorbit de Ia sursa de
tensiune (V+), care reprezintă practic
curentul de colector al tranzistorului T1,
tranzistorul se încălzeşte, implicit şi
radiatorul, deci şi termistorul. Cu
creşterea temperaturii scade rezistenţa
termistorului, deci şi tensiunea la pinul
5 (NI) al CI. Termistorul Rt este astfel
ales încât la temperatura de
termostatare (75°C) să prezinte o
rezistenţă egală cu a rezistorului
R3(20kQ). în această situaţie, rezultă
UfUni, deci Vz este minimă. Dioda
Zener Dl (DZ10) limitează tensiunea
care ajunge în baza tranzistorului (între
3,5V şi 0,7V) protejându-l astfel de
Capsula TO-116
termostat fiind în trepte (impulsuri),
ceea ce ar perturba sursa de
alimentare precum şi celelalte blocuri
funcţionale.
Rezistenţa de emitor R7 (4Q)
limitează curentul prin tranzistorul TI
la o valoare de aproximativ 600mA.
Puterea la pornire (la 25°C)
este de circa 15W, iar după un timp de
intrare în regim de 60 secunde, scade
la 1,5W.
v-
Curentul la ieşirea integratului
Vz (pinul 9) nu poate depăşi nici el
valoarea de 25mA. Deci, dacă se
modifică una dintre valorile grupului
Dl, R6, R5 şi TI acest lucru se va avea
în vedere.
întregul montaj se
alimentează de la o tensiune de +24V
stabilizată, aplicată la terminalul V+ al
incintei.
Partea de oscilator, realizată
în principal cu tranzistoarele T2 şi T3
se alimentează cu o tensiune de 18V
stabilizată suplimentar de grupul R8-
D2 şi filtrată de C8.
Oscilatorul, de tip Driscoll,
este realizat cu tranzistoarele T2 şi T3.
Se poate observa din figura 9 că în
serie cu cuarţul de 5MHz se află
conectată o diodă varicap D3 (de tip
BB139) care este polarizată în catod
cu o tensiune inversă (pozitivă)
variabilă în domeniul 0-S-18V provenind
de pe cursorul potenţiometrului P
(10k£2), conectat la terminalul C al
incintei.
în funcţie de această tensiune
inversă aplicată varicapului, acesta îşi
modifică capacitatea între 30pF şi
16pF, ceea ce determină o variaţie a
frecvenţei de oscilaţie a cuarţului de
aproape 900Hz.
Acest potenţiometru P se află
plasat în exteriorul incintei ascilatorului
termostatat şi cu ajutorul lui se asigură
o reglare periodică pe frecvenţa
nominală (datorate fugii de frecvenţă
determinate în principal de
‘‘îmbătrânirea” cristalului).
Cristalele de cuart utilizate în
COMP Vc
Atenţie la valoarea
rezistenţelor din puntea (R1, R2, R3 şi
Rt) conectată la Vref, întrucât valoarea
lor nu poate fi micşorată deoarece
curentul la pinul 6 (Vref) nu poate
depăşi valoarea de 15mA, aşa cum am
arătat.
oscilatoarele termostatate au o alură
aparte a caracteristicii lor de variaţie a
frecvenţei în funcţie de temperatură, în
sensul că la temperatura aleasă pentru
termostatare (75°C, în cazul nostru),
această caracteristică (Af/f în funcţie
de t) trebuie să prezinte un minim. în
TEHNIUM • Nr. 5/1999
15
acest punct, o variaţie a temperaturii
determină o foarte mică ‘‘fugă’’ a
frecvenţei cristalului.
Chiar dacă se lucrează cu un
lot foarte bun de cristale, acestea
prezintă totuşi o mică dispersie a
caracteristicilor, în sensul că nu toate
au derivata zero la aceeaşi
temperatură. De aceea, în schema
termostatului, prin reglarea (tatonarea)
valorii rezistorului R3 (20kQ) în jurul
valorii prescrise se modifică uşor
temperatura de termostatare,
ducându-se acolo unde cristalul
respectiv care echipează oscilatorul
prezintă un minim de frecvenţă.
Polarizarea în curent continuu
a emitorului tranzistorului T2 se face
prin intermediul rezistorului R14.
Pentru a nu scădea factorul de calitate
ridicat al cristalului de cuarţ Q, prin
montarea în paralel cu acesta a
rezistorului R14 de valoare scăzută
(1k£2), s-a înseriat cu rezistenţa o
bobină LI, cu inductanţa de 270pH
care la frecvenţa de rezonanţă (5N‘Hz
prezintă o reactanţă induct vă ridicată
De asemenea pentru
obţinerea unei bune sta; tăf a
frecvenţei de oscilaţie a oscila:; *_ _
pilotat cu cuarţ, este necesa- ra
semnalul pe cuarţ trebuie recjs la
minim deoarece disipaţia care a;='5
în cristal determină încălzirea aces:_ a
si o variaţie a frecvenţei de oscila: a
In cazuri extreme, prin aplicarea unu
nivel excesiv al semnalului de excitat e
a cuarţului se poate ajunge chiar a
deteriorarea acestuia (crăparea
cristalului).
în figura 12 sunt prezentate
familii de curbe ale deviaţiei de
frecvenţă (Af/f) în funcţie de nivelul de
excitaţie, pentru rezonatoarele cu cuarţ
lucrând pe frecvenţa fundamentală, pe
armonica a 3-a şi respectiv a 5-a.
în cazul oscilatorului nostru
nivelul de excitaţie obţinut este mai mic
de lOmV.
Tranzistorul T3 (tot de tip
2N2222) serveşte atât ca amplificator
acordat pentru obţinerea nivelului ce r 'ut
al semnalului de iesme
(150mVeff±10%), cât şi ca eta, ce
Primii paşi în
Internet
Maximum de randament
pe Internet!
Autor: Christian Crumlish
Colecţia SOFTWARE/HARDWARE
Lucrarea reprezintă un foarte util ghid, prietenos şi uşor de înţeles,
care îl va ajuta pe cititor să se conecteze la Internet şi să înceapă să-:
folosească în timp record, chiar dacă nu are nici o noţiune în domeniu.
Sunt prezentate în carte, în detaliu, cele mai populare programe
şi servicii pentru Internet.
Lucrarea include o descriere detaliată a celor mai recente versiuni
ale programelor de navigare Netscape Communicator/Navigator şi
Microsoft Internet Explorer.
Sunt prezentate informaţii precise referitoare la utilizarea
Intemetului, şi nu generalităţi, în cele douăsprezece capitole şi două anexe
ale lucrării.
Grupul Editorial ALL-Serviciul “Cartea prin poştă”
Sunaţi si comandaţi!
tel:01/402.26.00; fax:01/402.26.10
fax Distribuţie:01/402.26.30
sau scrieţi ia:
bd.Timişoara nr.58, sector 6, 76548 - Bucureşti CP 12 -107
NOI VĂ ADUCEM CĂRŢILE ACASĂ
9
Pwrii|K£ : -
-Internet
= ~T" ; LABORATOR
separare între oscilatorul propriu-zis şi
sarcină, pentru a elimina influenţa
acestuia la variaţia sarcinii. Cu ajutorul
grupului L2-C6 se acordează
osc :atorul pe frecvenţa de 5MHz.
Impedanţa de ieşire a
os; atorului termostatat prezentat este
;e 5DQ, ea fiind asigurată cu ajutorul
-ez =:: mzlui R18(51Q).
întregul montaj, înconjurat în
figura 9 cu iinie punctată se introduce
într-o n: ntă închisă metalică, izolată
:e— : cu un strat de polistiren
ex;a*;a: Cele trei elemente:
:a— s:;*u Rt), tranzistorul de
-că z *e s rezonatorul cu cuarţ
1 : ~ : : -; r eună, în interiorul
incintei, pe un radiator comun din
cupru, cu scopul de a avea în
per—,=-e"ă c :e~ceratură comună.
C = metal’că va fi prevăzută
cu 5 te-rima e realizate cu treceri de
stidă) pentru V+, Vr, C, V- şi I. Aceasta
va a\ ea z~ e _ s _;n le 20x40x60mm 3 .
de stabilizare în
terrce'a:_-ă ai oscilatorului termostatat
preze-:=: a se de maxim 240s la
temperatura de -40°C (limita inferioară
a îe—.ze-atuilor de lucru).
= u:erea “consumată” la
zer* *e ce către montaj este de maxim
’c.\ =■■* ^egim de maxim 3W.
^'OUTĂTI EDITORIALE
f
Editura ALL EDUCAŢIONAL,
în spiritul ei de a oferi publicului cititor
cărţ: de o excepţională valoare din
;;meniul electronicii lansează o nouă
colecţie: TEHNOLOGII AVANSATE.
Primul titlu al colecţiei este
■SISTEME DE CONTROL FUZZY” -
de E. Sofron, N. Bizon, S. loniţă şi R.
Răducu.
Lucrarea realizează o
incursiune la obiect din perspectiva
modelării fuzzy a unor sisteme şi
procese fizice diverse. Conţinutul cărţii
a fost structurat în două părţi: prima
parte reprezintă un suport teoretic de
bază privind conceptele fuzzy, iar a
doua parte conţine un pachet de
aplicaţii reprezentative.
Abordând dintr-o perspectivă
interdisciplinară o problematică
diversificată şi de actualitate ştiinţifică,
lucrarea de faţă acoperă un mare gol
în domeniu şi de aceea este
binevenită.
TEHNIUM • Nr. 5/1999
LABORATOR 1 -
CIRCUIT DE SORTARE RAPIDĂ A CONDENSATOARELOR
ing. Gelu Burlă
Cu acest circuit, un
condensator de valoare dată (Cx)
poate fi instantaneu comparat ca
având valoarea mai mare, mai mică
sau egală (în limitele unei tolerarts
prestabilite) cu un al do 5 =
condensator considerat de refe" J
(Cref). Acest test simplu pe— :e
sortarea precisă (cu o toleranta ze
până la ±1%) a unor capacităt ce .ry
fi utilizate în filtre active, c r r_ :e = _
circuite acordate etc.
c-jrasa toFF şi factorul de umplere n ale
semnalul j de la ieşirea lui Cil:
tor,= 1,01*toFF
n=1 .01/2,01=0,502
De asemenea, se observă că
>^n=n*Voo=0,502*12=6,04V. în mod
anaioc. pentru Cx=0,99«Cref avem:
. 99«toFF
-=0 99-1.99=0, 497
V*»T=n«V£3D=0,497•12=5,964V.
Rezuftă că, pentru a verifica
:s:ă :ee ::_â :ez astă: diferă între
umplere n îşi modifică valoarea şi de
aici rezultă alte tensiuni de referinţă
Vref lo şi Vrefhi.
Cu precizia de 1 % se pot sorta
condensatoare având capacitatea
cuprinsă între 100pF+10nF. Această
gamă se poate extinde, preţul plătit
fiind creşterea toleranţei de sortare.
Limitarea inferioară a gamei
capacităţilor sortate este dată de
capacităţile parazite ale montajului (de
ordinul pF), iar cea superioară de riplul
tF
HUL
Cx
' OCX 100p..înF
•>' ln.-lOnF
Funcţionare
»
Montajul a fost conceput în
jurul unui circuit CMOS cu calare pe
fază (PLL), MMC4046 (produs de
Microelectronica).
Condensatoarele Cx şi Cref
fixează factorul de umplere al
semnalului dreptunghiular generat la
ieşirea circuitului PLL. Integratorul,
format din grupul R4C1, generează o
tensiune continuă de valoare
proporţională cu factorul de umplere al
semnalului dreptunghiular mai sus
menţionat (notată Vint).
Comparatoarele CI2 şi CI3
compară valoarea Vint cu două niveluri
de tensiune de referinţă presetabile
(Vref lo şi Vref hi). Trei diode LED
(D1-Î-D3) vor indica în final rezultatul
testului.
De exemplu, dacă
condensatorul Cx are valoarea
Cx=1 ,01 Cref, atunci putem scrie
următoarele relaţii între durata tpN,
TEHNIUM • Nr. 5/1999
ele cu o valoare sub toleranţa de ±1%,
se vor seta pentru Vref lo şi Vref hi
vâlorile:VREF lo = 5,964V, Vref hi = 6,04V.
în concluzie, pentru a sorta
două condensatoare în limitele arătate
în exemplul dat (toleranţa admisă ±1 %)
se fixează cele două tensiuni de
referinţă la valorile obţinute mai sus.
Se cuplează în circuit condensatoarele
Cref şi Cx.
Se alimentează montajul.
Imediat una din diodele D1-D3
semnalizează rezultatul comparării lui
Cx şi Cref:
- dioda Dl aprinsă - valoarea lui
Cx>Cref;
- dioda D2 aprinsă - valoarea lui
Cx<Cref;
- dioda D3 aprinsă - valoarea lui
Cx=Cref (cu nivelul de toleranţă admis
- în cazul nostru ±1%).
Evident că pentru alte valori
ale marjei de erori admise (în funcţie
de exigenţele utilizatorului), factorul de
de tensiune ce apare la ieşirea
integratorului pentru valori scăzute ale
frecvenţei semnalului de ieşire din Cil
(de altfel, acest lucru este vizibil prin
pâlpâirea simultană a diodelor Dl şi
D2).
Din punct de vedere
constructiv montajul nu ridică probleme
deosebite. Se recomandă folosirea
potenţiometrilor multitură pentru PI şi
P2, în scopul setării precise a
tensiunilor Vref lo şi Vref hi. De
asemenea, se impune alimentarea
montajului la o sursă liniară de +12V,
bine stabilizată.
Toate componentele folosite
sunt indigene. în locul circuitelor
comparatoare ROB311 (fabricate la
ICCE) se pot utiliza LM311 (National
Semiconductor) sau K521CA3A
(produs în fosta URSS).
Bibliografie
- Colecţia revistei "Electronic
Design”;
17
= LABORATOR
CONVERTOR DE MĂSURĂ CAPACITATE-TENSIUNE
Croif Valentin Constantin e-mail: [email protected])
Convertorul se poate adapta
foarte uşor la un multimetru digital care
nu are şi funcţia de capacimetru. Este
necesar ca multimetrul să poată măsura
şi valori de tensiune continuă de zeci de
mV. Este foarte uşor de realizat şi relativ
ieftin.
Montajul a fost special
conceput pentru a fi alimentat de la două
baterii de tip 6F22 (cu tensiunea de 9V),
consumul său fiind mic.
factor de umplere de aproximativ 20 %.
Acest impuls este prelucrat cu ajutorul
unui circuit de derivare şi aplicat unui
CBM (circuit basculant monostabil). în
urma aplicării acestui impuls, CBM va
bascula şi va furniza la rândul său un
impuls proporţional cu valoarea
capacităţii Cx. Procesul se repetă ciclic,
având perioada astabilului. Semnalul
dreptunghiular de la ieşirea CBM-ului se
aplică unui circuit de mediere, iar la
Vomed
Citirea valorii măsurate se face
direct de pe display-ul voltmetrului
digital, fiind necesar doar un factor de
corecţie (valoarea măsurată se va
înmulţi cu acest factor de corecţie).
Valoarea capacităţii se va citi în
două game:
I - IpF-IOOOpF (mai exact 900pF);
II - InF-n lOOOnF (mai exact 900nF)
cu o eroare de 5%, atunci când valoarea
obţinută se înmulţeşte cu 1,05, sau cu o
eroare mai mică de 1 % pentru o înmulţire
cu 1,053.
Valoarea tensiunii de ieşire se
situează în intervalul 9,55mV-8,75V.
Trebuie precizat că valoarea
măsurată are o eroare mai mare la
capătul superior al fiecărei game,
datorită saturaţiei amplificatorului
operaţional la o valoare puţin mai mică
de 9V (în jur de 8 , 8 V).
Schema bloc a montajului este
prezentată în figura 1 .
Schema conţine două
temporizatoare de tip (3E555 şi un
amplificator operaţional de tip PA741.
Aşa cum se observă din schema bloc,
CBA (circuitul basculant astabil)
furnizează la ieşire un impuls scurt cu
ieşire se obţine o tensiune continuă,
proporţională cu Cx.
Aşa cum am spus, CBA
furnizează un impuls scurt având
factorul de umplere 20 % şi frecvenţa
1kHz. Valoarea rezistorului R1 trebuie
să fie exact de 27kQ şi, în acest sens,
se va selecţiona cu ohmmetrul digital un
rezistor cu peliculă metalică, tip RPM,
cu toleranţă ±1%. Prin grupul R1 şi Dl
condensatorii Ci (cu toleranţă cât mai
mică) se încarcă (şi CM generează
semnalul activ cu durata TI. figura 2),
iar prin R2, PI şi D2 t CI se descarcă
(se generează perioada T2 a ieşirea
Cil - (3E555 obţinându-se semnala
dreptunghiular cu durata
T=T1+T2=1kHz.
La realizare trebuie avut grijă ca
suma R2+P1 să fie cât mai aproape de
valoarea 115,85kQ, însă lucrul cel mai
important, pentru ca frecvenţa CBA-uL;
să fie 1kHz, este ca suma R2+P1+R1
să fie 142,85kQ. (Se poate realiza acest
lucru şi cu ajutorul unui frecvenţmetru
sau al unui osciloscop). Circuitul de
derivare (CD) este realizat cu C2, R3 şi
D3. Dioda D3 taie saltul frontului
crescător al impulsului, necesar pentru
basc~ area CBM-ului (în starea “sus”)
fii" acar frontul descrescător al
impu.s- -ii provenit de la astabil (sfârşitul
pericace TI, figura 2). Cu R3 se aplică
semna _ - 72 o componentă continuă
de valoarea tensiunii de alimentare.
Când frontul descrescător
atinge o treimea din tensiunea de
alimentare. CBM-ul basculează şi
începe generarea semnalului V3 cu o
durată To mai mică de Ims. Palierul
semnalului V3 în starea “sus” este foarte
apropiat de tensiunea de alimentare, V + ,
deoarece curentul debitat de CI2 pe
sarcina sa (rezistorul R4) este foarte mic,
de ordinul a câţiva pA. Durata To este
proporţională cu valoarea capacităţii
măsurate Cx, iar procesul basculării se
reia la fiecare Ims.
în concluzie, semnalul V 3 este
periodic cu frecvenţa de 1kHz şi factorul
ce umplere variabil. Durata To se
determină cu relaţia:
To=Ro # Cx*ln3=1,1 «Ro^Cx
în schemă se observă pentru
R; două rezistoare: Roi = 1k£2
corespunzător pentru capacităţi între
InF-IOOOnF şi, respectiv Ro 2 = 1 MQ,
pentru capacităţi măsurate între
IpF-IOOOpF.
La ieşire avem (conform
conexiunii de AO inversor):
LABORATOR
‘ ST“03
2 -ia¬
să 5
- ST Rc2
|Vomedl=(R5/R4) •V im ed =
(R5/R4) •(VMq/T) =
(R5/R4) •(1>R 0 /T) •V*»Cx,
unde:
Vi med reprezintă componenta continuă
a semnalului V3, iar V*=V + -0,3=8,7V
(datorită saturaţiei ieşirii AO-ului).
Dacă R4=R5 (AO lucrează ca
repetor) obţinem:
v 0 med=1 ,1 •(V*«Ro/T) •Cx =
constantă«Cx
Rezultă că valoarea lui Cx as*-
Cx=V 0 med/constantă=1 ,05®V o —:
pentru gama InF-lpF, respeci.z
Cx = V 0 med/constania =
10-3[sl/(8,7[V>10 6 [Q]) =
1,05»V o med[nF]
pentru gama 1pF^-1nF.
Se observă că ir z s
valoarea lui Ro (Rc n sa- R-
lui Cx se obţine foa'ze i
înmulţire cu 1 r 05 (sau ' 353
afişate de voltmetru c rea
Cred că es:e
precizez că s rezistoa^e e -
trebuie select or,a:e z_ grâ
Pentru ca am * icares în ac a
etajului de mediere, reaizatcu &A741
să fie egală cu unitatea. R4 si R5 vor fi
riguros egale, aşa cum am văzut nat
sus.
Pentru o filtrare cât mai
eficientă a tensiunii de ies .a'ara
semnalului V 0 med, în caz- :e -a
defavorabil, se cz~s ie~â
AV<2,5%=0,225V) C3 trec- e să re
valoare mai mare de 1- r zr*a*
pentru 3 condensatoare cu capacitatea
de 470nF conectate în pa'a e C3 '
C3.2 şi C3.3).
Schema electr câ es:e
prezentată în figura 3. ia r rar z . s
modul de amplasare a componenABior
în figura 4.
Este de preferat să a. rabiul
de legătură, de la montaj a . :~er-
ecranat. Cablul care face legătura Intre
montaj şi capacitatea de ^ăs-3: Cx
este bine să fie şi el ecrana: s r'e.ăzu:
cu cleme tip “crocodil”, însă trefc-j e ţinut
cont de faptul că acesta prezintă o
capacitate proprie (mică) deranjantă
când măsurăm condensatoare re
valoare mică. Este mai bine sâ
prevedem nişte cose, direct pe montaj,
în care vom introduce condensatorul
măsurat.
Pentru cei care vor dori să
alimenteze montajul la o sursă dublă de
tensiune, recomand ca aceasta să fie
bine stabilizată, având valoarea de
±9,3V, pentru a evita intrarea în saturaţie
a ieşirii amplificatorului operaţional la
capăt de gamă, putându-se astfel
Tabel 1
TO116 14c -
T099. MP48 (8pini1
4
1 Masa (GND)
5
2 Prag jos (PJ)
6
3 Ieşire (0)
7
4 Aducere la zero (ALO)
3
5 Control (C)
3
6 Prag sus (PS)
1 10
7 Descărcare (DESC)
11
8 Alimentare (V+)
Tabel 2
Capsula
plastic 14
Capsula plastic 8
si metal 8
3
1
NUL
4
2
IN-
5
3
IN+
6
4
V-
9
5
NUL
10
6
IEŞIRE
11
7
V+’
J2
S
NQ
măsura cu succes şi condensatoare
cuprinse în intervalul incert: 900pF+1nF
s 'espectiv 900nF+1jiF. Reglajul de
rfset (zeroul voltmetrului) se face cu
semiregiabilul P2. Mai trebuie precizat
că iensiunea de la ieşirea convertorului
este negativă.
Corespondenţa terminalelor
:e trei capsule (3E555 este dată în
tabelul 1, iar corespondenţa între
terminalele celor trei capsule (3A741 este
dată în tabelul 2.
Bibliografie
1. Circuite integrate liniare - Manual
de utilizare, Editura Tehnică;
2. Agenda radioelectronistului - N.
Drăgulănescu, Editura Tehnică.
Figura 4
Your Internet Business Solution
ah /
‘ IExplorer
Jnternet
E-mail
Netscape
WcbTalk RealAudio
Numai prin noi aveţi acces la
Internet din toată tara , cu viteză
t 9
maximă si costuri minime! >
I nterQomp Telnet/FTP
Tel: 01-323 8255 Fax: 01-3239191
Email: [email protected]
http://www.starnets.ro
HOT JAVA
TEHNIUM • Nr. 5/1999
19
m
CATALOG
APLICAŢII CU CONVERTORUL DE TENSIUNE INTEGRAT 7660
ing. Serban Naicu
în numeroase aplicaţii
practice, pe care cu siguranţă orice
electronist le-a întâlnit în activitatea sa,
este necesar să dispunem de mai
multe valori de tensiuni, de mică putere
(dintre care chiar unele negative), şi
nu doar de una singură. Transformarea
NC [
C+[
GNDI
1 1
T T
a r
1 2
O
7 li
>o
£
1 3
6 1.
°=
5 r
Fie
JV+
]OSC
JLV
]V«S
î .Neconectat;
2. Condensator +;
3. Masa (Ground);
4. Condensator
5. Tensiune Ieşire;
6. Low Voîtoge;
7.0sc8ctor.
8Altmentare-K
Figurai
acestei unice tensiuni pozitive de care
dispunem în alte valori de tensiuni
(chiar valori negative) este posibilă şi
se poate rezolva în diverse modalităţi,
unele mai simple, altele mai
complicate.
Este cert că soluţia cea mai
simplă şi cea mai economică este
recurgerea la convertorul de tensiune
monolitic de tip 7660. Fiind mai puţin
cunoscut de electroniştii români (din
păcate) şi deoarece acest CI este o
componentă pe cât de ieftină pe atât
de performantă, circuitul 7660 va fi
prezentat destul de amplu în rândurile
care urmează.
Acest circuit integrat este
produs de mai mulţi fabricanţi, dintre
care enumerăm: Toshiba, Maxim,
Intersil-Datel, Siliconix, Teledyne
Semiconductor etc. Este bine să
amintim că firma Maxim oferă şi alte
două tipuri de CI cu funcţiuni
asemănătoare, MAX660 şi MAX860/
861, care vor fi prezentate în finalul
articolului (cu asemănările şi
deosebirile lor faţă de 7660).
Circuitul integrat 7660 este
realizat în tehnologia MAXCMOS, fiind
destinat să convertească (să
transforme) o tensiune de intrare
cuprinsă între +1,5V şi 10V într-o
tensiune negativă complementară
(adică situată în domeniul -1,5V+-10V),
utilizând doar două condensatoare
externe.
în cazul tensiunilor de intrare
mai mari de 6,5V este necesară o
diodă suplimentară (mai puţin la CI
produse de firma Maxim).
Integratul 7660 este livrat într-
o capsulă DIL cu 8 pini (figura 1) şi
are schema bloc internă prezentată în
figura 2. Se observă că aceasta
conţine:
- un stabilizator de tensiune
continuă;
- un transformator (adaptor de nivel
- un oscilator RC;
- patru tranzistoare MOS de pute'e
- un circuit logic destinat sâ
împiedice producerea efectulu re
“latch-up".
Frecvenţa nominală ce
oscilaţie este de circa 10kHz. la :
tensiune de intrare de +5V şi fără drcu:
extern (condensator suplimenta'
Această frecvenţă de oscilaţie seaca
în situaţia conectării unui condensate'
suplimentar la pinul 7 al CI (OSC
'acă:a r e” (latch-up). Acest efect este
un 'enomen de perturbaţie a circuitelor
ca'5 se poate întâlni la toate CI
rea cate ‘n tehnologia CMOS.
Acest fenomen de “agăţare"
poate • erodus în cazul operării
circu te : •' megrate CMOS către zona
vaier maxime ale parametrilor
constând în amorsarea unui efect
parazit ce Snstor). Declanşarea acestui
~era- s~ erate conduce la distru-
re-ea rsrrzt .Lui semiconductor.
r e-:~e'_ re ' e:r--u?” este definit ca
p ermanentizarea unei căi de rezistenţă
t tir.ta '-re s.-sa re alimentare şi
masă, ca urmare a unui impuls electric.
De aceea, în timpul operării în zona
.aSo'ilor limită absolută este
'eromandabii să se evite prezenţa
semnalelor tranzitorii, precum şi orice
mcărcare capacitivă mare.
Circuitilt integrat 7660 conţine
m structura sa toate componentele
-ecesare realizării unui dublor de
De asemenea, se poate
supramodula oscilatorul intern prin
adăugarea unor impulsuri exterioare ia
acest pin.
Dacă tensiunea se situează în
domeniul +1,5V^-3,5V se pot îmbu¬
nătăţi proprietăţile transformatorul;- de
tensiune (convertorului) 7660 prin
conectarea pinului 6 al acestuia (LV)
la masă. Dimpotrivă, când tensiunea
de intrare este mai mare de +3,5V
această conexiune nu trebuie făcută,
existând pericolul apariţiei efectului de
tensiune, cu excepţia a două
condensatoare electrolitice (de lOpF
fiecare), având rol de pompaj (pompă
de sarcină) - CI şi de acumulare
(rezervor de sarcină electrică) - C2.
Pentru a se putea explica
funcţionarea circuitului integrat 7660
vom urmări în continuare comportarea
dubloruiui de tensiune ideal prezentat
în figura 3.
Comutatoarele TI VT4 figurate
în schema dubloruiui sunt reprezentate
de cele patru tranzistoare de putere
CATALOG
MOS (TI fiind un tranzistor MOS cu
canal P, iar T2^-T4 fiind cu canal N).
în timpul semialternanţei
pozitive comutatoarele TI şi T3 sunt
închise, comutatoarele T2 şi T4 fiind
deschise, iar condensatorul CI se
încarcă la tensiunea V+.
în timpul semialternanţe
negative sunt deschise comutatoare e
TI şi T3, iar comutatoarele T2 şi ~-
fiind închise, tensiunea la bor-e e
condensatorului CI fiind -V. Sarana
condensatorului CI va fi transre'a'-i re
C2.
Considerând comutatoarele
din schemă ca fiind idea e = • = *=
sarcină la ieşire, vom obţine t en ; _-ea
-V (ieşire).
Circuitul anti 'iatch-_r' ccrâne
stabilizatorul de tensiune -zer-, -râ:
timp cât tensiun ie su _ : -3 ~ : re
3,5V şi se procure : răre*e re
tensiune, ştab zare - , re :e^e _-e
trebuie conecta: la r 5 _V cu
scopul de a-şi păstra caraderisBcăe.
în cazul unor tensiuni mai maride 35V
pinul 6 (LV) nu trebu e să *e ocra-rat
cu scopul de a se e\ a fe _ : ~e*. re
“latch-up”.
Atunci când se luc eară cu
circuitul integrat 7660 trebuie a Arte în
1,5..+10V
Figura 5
‘~ERS!L. în continuare acest CI va fi
-. ~ : ICL7660.
Prezentăm în continuare
râ:eva dintre principalele caracteristici
electrice ale lui ICL7660:
- -andamentul conversiei tensiunii
Sră sarcină): 99,9%;
- -andamentul conversiei puterii
electrice: 98%
- plaja tensiunii de intrare :
-‘.5V++10V;
- tensiunea maximă absolută de
-.‘.'are: +10,5V;
- durata scurtcircuitului de ieşire:
-elimitată în timp, pentru tensiuni de
-urare mai mici de 5,5V;
- curentul de alimentare (fără
sarcină): 500pA;
- curentul maxim de ieşire: 30mA;
- gama temperaturilor de lucru:
0 : C-+70°C.
Circuitul integrat de tip
1CL7660 poate fi utilizat în diverse tipuri
c-
V+
7660
C+
V-
GND
Figura 7
vedere recomandările pe care autorul
le face în cele ce urmează:
- tensiunea maximă aplicată să nu
depăşească niciodată valoarea de
10,5V; ■
- pinul 6 (LV) să nu se conecteze
niciodată la masă pentru tensiuni mai
mari de 3,5V;
- să se evite cu desăvârşire
producerea unui scurtcircuit intrare-
ieşire pentru tensiuni de intrare mai
mari de 5,5V;
- să se aibă mare atenţie la
conectarea condensatoarelor
electrolitice (polarizate) la pinii
circuitului integrat (polaritate corectă!);
- când tensiunile de intrare sunt mai
mari de 6.5V, la pinul 5 (Vieşire) se va
înseria o diodă (cu catodul înspre acest
pin); excepţie face circuitul integrat
MAX 660 (produs de firma MAXIM).
întrucât cel mai uzual circuit
integrat de tip 7660 întâlnit la noi (şi nu
numai) este cel produs de către firma
pinul 5 al CI (Vieşire) se va înseria o
diodă D (excepţie fac circuitele
integrate produse de firma MAXIM).
Caracteristica de ieşire a
acestui circuit corespunde unei surse
de tensiune (aproape) ideale, în serie
cu o rezistenţă de 70£2. De exemplu,
la un curent de sarcină de 10mA şi o
tensiune de intrare de +5V, vom avea
la ieşire o tensiune de -4,3V.
Impedanţa de ieşire dinamică
(Z) se calculează astfel: Z=1/toC, cu
to=2nfosc/2.
Dacă considerăm valorile:
C=10,uF; f OS c=10kHz, va rezulta
valoarea impedanţei Z=3Q.
Dacă tensiunea de intrare este
+1.5..+10V
OVin
Impulsuri
externe
!<;20mA -Vieşire
CI
lOuF
V+
4
C-
7660
OSC
2
C+
V-
GND
LV
VjINU LV
XjT"
Figura 6
• -o-O-Vteăre
de aplicaţii. Astfel, în figura 4 este
prezentată schema unui simplu
inversor de tensiune realizat cu acest
integrat. Acest tip de aplicaţie este cea
mai frecvent utilizată, circuitul 7660
fiind de obicei folosit pentru procucerea
unei tensiuni negative. Acest montaj
poate fi utilizat pentru tensiuni de
intrare cuprinse între +1,5V şi +10V.
Reamintim că dacă tensiunea
de intrare este mai mică de 3,5V, pinul
6 al CI (LV) trebuie conectat la masă.
Pentru a avea o funcţionare foarte
bună, când tensiunea de intrare este
mai mare de 6,5V sau când
temperatura de lucru este ridicată, la
mai mare de 6,5V, se va înseria o diodă
la pinul 5 al CI, cum s-a arătat anterior,
ceea ce va determina scăderea
tensiunii de ieşire (Vi es ) cu căderea de
tensiune de pe această diodă.
Randamentul acestui inversor
de tensiune poate fi îmbunătăţit dacă
se micşorează frecvenţa de oscilaţie,
prin conectarea unui condensator (C3)
între pinii 7 (OSC) şi 8 (+V) ai circuitului
integrat, ca în figura 5. Dar, în acelaşi
timp, scăderea frecvenţei de oscilaţie
prezintă inconvenientul că determină
creşterea reactanţelor (impedanţelor)
condensatoarelor de pompaj şi de
acumulare. Creşterea relativă a valorii
capacităţii condensatoarelor trebuie să
fie egală cu scăderea relativă a
frecvenţei oscilatorului. Astfel, dacă
condensatorul dintre pinii 7 şi 8 ai CI
este de 10OpF, frecvenţa de oscilaţie
va scădea cu 1 kHz în raport cu 10kHz,
iar valoarea condensatoarelor CI şi C2
va trebui să crească în aceeaşi
proporţie (10%).
Atunci când este necesară
creşterea frecvenţei oscilatorului, o
supramodulaţie a oscilatorului intern
este posibilă datorită unor impulsuri
externe aplicate la pinul 7 al CI (OSC),
ca în figura 6. Pentru a se evita
TEHNIUM • Nr. 5/1999
21
CATALOG
m
fenomenul de “agăţare" (latch-up), la
pinul 7 al integrat. Iu se va Tnseria un
rezistor de 1k£2. Dacă impulsurile
externe sunt produse de un generator
realizat în tehnologia TTL este
necesară conectarea de la sursa de
+5V a unei rezistenţe “de oprire” (pull-
up) cu valoarea de IkQ. Această
rezistenţă nu mai este necesară dacă
generatorul de impulsuri este realizat
în tehnologie CMOS.
Frecvenţa de pompaj
corespunde cu jumătate din frecvenţa
impulsurilor. i
în vederea reducerii
rezistenţelor lor interne, se pot conecta
în paralel mai multe circuite integrate
de tip 7660. Montarea în paralel a două
astfel de CI este ilustrată în figura 7.
în acest caz, condensatorul de
acumulare (C2) este comun pentru
toate etajele, în timp ce condensatorul
de pompaj (CI, CI’) trebuie să fie
conectat la fiecare circuit integrat de
tip 7660.
Rezistenţa de ieşire totală se
poate determina simplu, cu ajutorul
relaţiei: Riesire=70Q-n, unde n
reprezintă numărul de circuite integrate
de tip 7660 conectate în paralel.
Dacă se doreşte creşterea
tensiunii de ieşire inversată se
montează în serie (în cascadă) mai
multe circuite integrate 7660. în figura
8 sunt legate în cascadă două astfel
de circuite integrate. Numărul de
circuite integrate care se pot înseria
trebuie limitat, întrucât şi rezistenţa de
ieşire totală (rezultată şi ea prin
înserierea rezistenţelor de ieşire
componente) creşte. Această limită
constă în cifra de 10 etaje, dat fiind
curentul de sarcină foarte redus.
Tensiunea de ieşire se poate
determina simplu, cu relaţia următoare:
Viesire=-(n-(+vj), unde n
reprezintă numărul de etaje înseriate,
iar +V tensiunea de alimentare.
Rezistenţa de ieşire totală va
fi: Riesire=n-70Q, unde n este numărul
de etaje.
O altă aplicaţie posibilă a lui
ICL7660, prezentată în figura 9,
constă în dublarea unei tensiuni
pozitive.
Deşi monta,ul se numeşte
dublor de tensiune, totuşi valoarea
tensiunii de ieşire nu reprezintă chiar
dublul tensiunii de intrare, a isasia ‘"inc
diminuată de căderea ce :e"= _'e îr
sens direct) pe cele două c::e Zi s :
D2.
Funcţionarea dubletului de
tensiune este prezentată în :e e ce
urmează. în timpul faze: de rempaj
condensatorul CI se înc£-;â ia
valoarea tensiunii de alimeris'e - .
diminuată cu căderea de ;e~s .ne
(directă) pe dioda Dl. în ti~_ ‘eze:
următoare (de încărcare-transfe' se
va încărca condensatori. CI
dioda D2, la valoarea ters :e
intrare (+V) diminuată cu căie'ea ce
tensiune (în sens direct) de ie aloca
D2, la care se va adăuga ters uoea
4
c- v+
rjm
•0UF 2
o
+
i
l
<:
GND
1
Figura 10
Dl
10UF
9+ie-
::
de pe condensatorul CI. Deci. la ee -e
(Viesire ) vom avea o tensiune e : s a : _
dublul tensiunii de intrare (2-(+\ z n
care se scade de două ori cece'ea ce
tensiune pe o diodă (în sens c r ec:
(2-0,65V la diodele din siliciu
Rezistenţa de ieşire a aceste
montaj depinde de valoarea sare r.
Pentru o tensiune de alimenta'e - .
de 5V şi un curent de sarcină de 1 C~-..
rezistenţa de ieşire va fi de c rea cC.C
Reamintim că, dacă se
doreşte, se poate scădea valoarea
frecvenţei de oscilaţie (în mod normal
de 10kHz) prin conectarea unui
condensator de circa 10OpF între pinii
7 şi 8 ai CI.
Un alt montaj interesant,
realizat cu ICL7660, şi care reuneşte
practic cele două funcţii ale sale,
prezentate anterior, cea de inversorşi
cea de dublor de tensiune, este dat în
figura 10. Acest lucru permite simultan
obţinerea unor tensiuni negative şi
pozitive, plecând de la o singură
tensiune de intrare pozitivă.
Cu acest montaj putem, de
exemplu, ca plecând de la o tensiune
de alimentare de +5V să obţinem
simultan la ieşire o tensiune pozitivă
(aproape dublă ca valoare) de +9V şi
o tensiune negativă de -5V.
Condensatoarele din schemă
au următoarea semnificaţie: CI
reprezintă condensatorul de pompaj,
C2 de acumulare (pentru tensiunea de
ieşire negativă), iar C3 şi C4 sunt
necesare pentru dublarea tensiunii de
alimentare pozitivă.
O ultimă şi extrem de utilă
aplicaţie este prezentată în figura 11
care permite obţinerea (fără utilizarea
. reunei inductanţe) a două tensiuni
stabilizate simetrice, de ±5V, pornind
de la o tensiune unică de 9V.
Alături de deja cunoscutul CI
de tip ICL7660 montajul prezentat mai
utilizează încă două integrate produse
de firma INTERSIL. Este vorba despre
ICL7663 şi ICL7664 care sunt
stabilizatoare de tensiune pozitivă,
respectiv negativă, programabile, de
mică putere. Cele două CI înglobează
practic toate blocurile necesare unui
stabilizator de tensiune performant:
sursă internă de referinţă, amplificator
de eroare, circuit de protecţie la
22
TEHNIUM ® Nr. 5/1999
CATALOG
m
si pracurent şi bloc de comandă al
funcţionării.
ICL7660 face conversia de
tensiune de la +9V la -9V, iar ICL7663
şi ICL7664 realizează stabilizarea
tensiunilor de ieşire, obţinându-se cu
fapte: că p ni. 3ENSE a! - tec'aţelor
se conectează la Vour • octi şi
Vo_~:. BZ.că la ICL7663 pin 1.2 şi 3
sun: conectaţi împreună a* a 'CL T 564
pr 2 şi 7 sunt ‘ega: '"ne ei şi
co—.andă bazele celor două
tensiune pozitivă realizate cu circuitul
MAX660.
Circuitele MAX860/MAX861
pot fi utilizate ca invertoare de tensiune
pentru tensiuni de intrare cuprinse între
+1.5V +5.5V, sau ca dubloare de
SHDN SENSEl
Vset /SHDN[
/SHDN V-ln [
Figura 12
LJ
1 1
X |
| 2
n”
O
s
: ;
| 4
5
]Vset
lSHDN
Voutl
3
S-ON
7663
Voat2 (
2
SENSE
1
+
Vset
6
v In
619K
1M78
valorile componentelor de pe schema
dată tensiuni de ieşire de -5. s
respectiv de -5V.
Valoarea tensiunii de eş re
pentru aceste două stabilizatoare de
tensiune se calculează cu relat a:
Vout=Vset(1+R2/R1), iar val ca 'ea
curentului debitat este Icl=0,7V/Rcl-
Prezenţa diodelor D2 şi D3
este facultativă, ele neinfluenţând
funcţionarea montajului, având doar rol
de protecţie.
în schema dată, dacă în loc de
valorile de tensiuni obţinute la ieşire
(±5V) se doresc alte valori, se va
schimba raportul rezistoarelor R2/R1.
Circuitele integrate ICL7663 şi
ICL7664 au capsulele şi semnificaţia
pinilor prezentate în figura 12.
Caracteristicile lor principale sunt:
t r
CI
lOuF
V+
C-
7660
OSC
c+
V-
GND
0+5V
OGNDJOV)
0-5V
T
Vin
Vset<
8
7664 Vout2
GND
Figura 13
3
SENSE
/SHDN
Voutl
FC~
C + [Ţ
GNDl~3~
c-rr
a)
□v+ FCI 1
7~~i osc cn-rr
~6 liv gndIT*
~5~|QUT Cl-FT
Figura 14
n
3 <i
8 I Vdo
TI/SHDN
JJlV
~~5 lOUT
b)
-tensiune ce :ntrare:1,5^-16V/-16V-î-
-2V;
-tensiune ce 'e ; er ntă (Vset): 1,29V/
-1.29V;
- curent de es 'e -DmA/-25mA.
Dacă se c ceste obţinerea
unor curenţi de esre ce sarcină) mai
mari decât cei ~a.= ~ acmişi de aceste
CI se conectează e." mentar în
schemă câte c ra ~z. scor extern, ca
în figura 13. în acest caz se remarcă
tranzistoare externe. Deci, curenţi;
debitaţi în acest caz vor depinde numai
de tranzistoarele externe.
în finalul articolului câteva
cuvinte despre convertoarele de
tensiune produse de firma MAXIM.
Este vorba despre convertorul de
tensiune monolitic CMOS de tip
MAX660 şi respectiv convertoarele de
tensiune MAX860/MAX861, folosite în
aplicaţiile în care frecvenţa de
comutaţie a primelor tipuri de CI
(ICL7660 sau MAX660) este prea
mică. Capsulele acestor Ci produse de
firma MAXIM sunt prezentate în figura
14 (MAX660-a şi MAX860/MAX861-b).
Circuitul MAX660 poate
converti o tensiune pozitivă de intrare
tensiune pentru valori de intrare
cuprinse între +2,5V + +5.5V.
Pinul 7 al acestor CI (/SHDN -
shutdown) permite reducerea
curentului “consumat" la mai puţin de
IpA. Figurile 17 şi respectiv 18
reprezintă schemele tipice de invertor
de tensiune negativă şi dublor de
tensiune pozitivă realizate cu CI de tip
MAX860/861.
r
4
CI
150uF +
SI
2
V+
GND
C-l
MAX660
OUT
C+l
LV
Figura 15
Vin
+1,5..+5,5V
-Viesire
—O
C2
150uF
150uF
GND
C-l MAX660 v ~
LV
TENSIUNE
DE INTRARE
(+1,5.5,5V) 8
c CT
lOif
C-l
'DD
/SHDN
MAXBâO
MAXS61
GND FC
m
■QLflC 1
cuprinsă între +1,5V-^+5,5V într-una
negativă de ieşire de -1,5V- -5,5V. Se
remarcă, în acest caz, utilizarea pinului
1 (FC - frequency control) cu ajutorul
căruia se poate selecta frecventa
oscilatorului (cu un condensator
extern) între 10kHz şi 80kHz. Circuitul
MAX660 reprezintă practic varianta de
curent mai mare (lOOmA) a lui
ICL7660.
în figurile 15 şi 16 sunt
z'ezeniate schemele tipice de invertor
re :ensiune şi respectiv dublor de
Bibliografie
1. Catalog INTERSIL;
2. Catalog MAXIM, 1995, NEW
RELEASES DATA BOOK - volume IV;
3. Comment realiser et reparer tous Ies
montages electroniques, Gunter
Haarmann, Editions WEKA, Franţa, 1986;
Figura 16 4.Revista Electronicii Timisene,
Electronic RET KIT, nr.17, anul VI; ’
5.270 Schemas Alimentations -
Herrrnann Schreiber, DUNOD, Editions
Radio, Paris, 1990.
9 +2,5..5,5V
INTRARE
4.
€
CI.
ICuF
u_
FC GND /SHDN
C-l MAX860 V DD
rv1AX8<5*î
C+T
OUT
LV
TENSINE
DE IEŞIRE
8 (DUBLATA)
Figura 18
TEHNIUM • Nr. 5/1999
23
POSTA REDACŢIEI
Dl. Popescu Adrian, Turceni,
jud. Gorj
Ne scrieţi că “ Sunt un
împătimit al electronicii şi aştept cu
nerăbdare apariţia fiecărui nou număr
al revistei TEHNIUM. Majoritatea
cunoştinţelor mele în acest domeniu,
aşa le-am acumulat, citind şi recitind
numerele deţinute de mine din
TEHNIUM.
Apreciez nivelul revistei ca
fiind aşa cum trebuie, având un preţ
accesibil tuturor cititorilor.
Sunteţi o publicaţie
extraordinară din toate punctele de
vedere, începând cu aspectul grafic,
gradul de noutate al subiectelor,
cantitatea de informaţii, utilitatea
schemelor şi încheind cu o altă calitate,
nu mai puţin importantă, şi anume
posibilitatea realizării practice a
montajelor şi recomandărilor
prezentate în revistă!"
Ce putem să mai spunem?
Decât că vă mulţumim pentru
frumoasele apricieri şi că sperăm să
nu vă dezamăgim.
NOW:MSA=Mo!or Speed Adjust.
Aveţi o problemă! Aţi alimentat
greşit (cu o tensiune prea mare)
walkman-ul dvs. şi i-aţi ars circuitul
integrat, pe care scrie LAG665. Doriţi
să-i aflaţi funcţiile şi semnificaţia pinilor.
Circuitul integrat LAG665 este
destinat de fabricant utilizării la căştile
stereo, pre-amplificatoare, controlul
turaţiei motorului şi controlului
electronic al volumului.
Se livrează în două tipuri de
capsule, varianta LAG665F-2, în
capsula FLAT (SOP) cu 28 de pini
(strip-line) şi varianta LAG665D-2 în
capsula DIP cu 30 de pini (implantare).
Valorile parametrilor maximi
sunt:
- tensiunea de alimentare:
-0,3V-h+7,5V;
- tensiunea de lucru: 2V-^5V;
- puterea disipată: 450mW;
- gama temperaturilor de lucru:
-20°C-+65°C;
- gama temperaturilor de stocare:
-40°C-m- 125°C.
în figură prezentăm schema
bloc internă a circuitului LAG 665 cu
componentele situate la pinii acestuia.
Rezistoru! semireglabil utilizat
pentru reglarea vitezei motorului este
de 1,5k£2 (Motor Speed Adj).
Cu RML s-a notat rezistorul
suplmentar de sarcină pentru motor
(RML - Resistor Motor Load).
Preamplificatorul se
deconec.ează prin scurtcircuitarea
terminalei Motor compulsion ON 14
(14) cu Vcc(+)
Cor censatorul Ca, de la pinul
11 (11) previne apariţia oscilaţiilor
nedorite la T2Vcc amp (0,1 pF).
După cum se poate observa
pe schema bloc, cirucitul LAG665
conţine patru mari secţiuni:
preamplificator, atenuator, amplificator
de putere şi motor.
Dl. Chioveanu Emil, Calea
Moşilor, Bucureşti, Dl. Florin
Ţebrencu, B-dul Decebal, Piatra
Neamţ, Dl Darka Alexă-Paul, str.
Tudor Vladimirescu, Baia Mare.
Articolele trimise redacţiei au fost
reţinute în vederea publicării. Vă
felicităm! (Şerban Naicu)
Motor
-Moţa ~T~
Compulsion
"1
17
L__
RML
150
£?'
1
LAG 665
D
1-Lh 1
L
\)
15
tower
MSA
1K5
13
- 3V
CAPSULA LAG665F-2 (strip-line) - 28 pinLcopS'Ja FLAT (SOP)-lipsesc pinii 15 si 16.
CAPSULA LAG665d-2 (implantare) - 30 pinLcapsula DIR
24
TEHNIUM • Nr. 5/1999
TEHNIUM* 5/1999
CUPRINS:
AUDIO
• Player auto stereo - Sandu Gheorghe.Pag. 1
• Modificarea etajului de A.F. -Iulian Nicolae.Pag. 3
CQ-YO
• Sisteme de antene coliniare- ing.Dinu Costin Zamfirescu.Pag. 4
• Circuite şi amplificatoare de RF (II) - ing. Ciaudiu latan.Pag. 7
LABORATOR
• Oscilator cu cuarţ termostatat pe 5MHz - ing. Şerban Naicu.Pag.11
• Circuit de sortare rapidă a condensatoarelor - ing.Gelu Burlă.Pag. 17
• Convertor de măsură capacitate-tensiune - Constantin Croif Valentin.Pag. 18
CATALOG
• Aplicaţii cu convertorul de tensiune 7660 - ing. Şerban Naicu.Pag.20
Poşta redacţiei.Pag.24
CLUJ-*
bbs: 064-438230 (după or
e-mail: office@vitacom
BUCUREŞTI, str. Popa Nan nr.9. sectorul II. tel: 01-
b-dul Nicolae Titulescu nr.62-64, sectorul!, tel: 01
[email protected] |
DISTRIBUITOR PENTRU ROMÂNIA:
* - TRANSFORMATOARE LINII H
-.TELECOMENZI TIP HQ
CELMA -.RE DISTRI BUITOR DE COMPOl
DIN ROMANIA:
MEMORII,
Bdul. Unirii nr. 59, bloc F2, scara 3,
etaj III, ap. 67, Bucureşti
tel./fax: 320 00 56
mobile: 092 34 34 33 / 092 34 34 34
Asigură service şi garanţie pentru
echipamente şi terminale GSM
Asigură consultanţă şi constatări
defecte în mod gratuit pentru clienţii
fideli
11 000 lei
ISSN 1223-7000
Revistă editată de S.C. TRANSVAAL ELECTRONICS SRL
Tiparul executat la TIPORED; tel: 315 82 07/147