Revistă lunară pentru electronişti
Electronica de plăcere
Electronica de plăcere, denumită şi
electronică de hobby sau electronică de amatori
(deşi de multe ori este practicată de adevăraţi
profesionişti), a cucerit o masă mare de oameni
care găsesc în ea nu numai un simplu amuzament,
dar si multe satisfacţii din punctul de vedere al
reuşitelor tehnice.
Privită uneori de cei care se consideră
“profesionişti'’ cu o oarecare superioritate,
electronica de plăcere are, cred eu, un mare
avantaj. Acesta constă chiar în diferenţa dintre
"profesionişti” şi “amatori" care este reprezentată
de faptul că dacă în primul caz electronica
reprezintă doar o profesie, în cel de-al doilea
reprezintă cu mult mai mult decât atât şi anume o
pasiune.
Acest domeniu al electronicii de plăcere,
care este denumit de englezi “The DYI Electronics"
(iniţialele DYI provenind de la Do J.t Yourself,
însemnând un montaj ce poate fi executat
personal) reprezintă şi domeniul de activitate ai
revistei TEHNIUM.
Situată în slujba electronicii de hobby sau
de plăcere, revista TEHNIUM oferă cititorilor săi
în fiecare lună scheme noi foarte interesante
(sperăm noi) ale unor montaje practice care se
pot construi cu mijloace de amatori (home made,
cum se mai spune cu un termen preluat tot din
engleză).
Dar efortul nostru ar fi inutil dacă el nu ar fi
susţinut de suportul material al respectivelor
execuţii de montaje, adică de componentele şi
materialele necesare în practica. De aceea, ne face
plăcere să semnalăm din nou meritele
excepţionale ale firmei VITACOM ELECTRONICS
(patron dl. Vasile Vita) în sprijinirea pasiunii noastre
pentru construcţiile electronice.
înfiinţată în anul 1991 firma are ca obiect
de activitate importul şi comercializarea de
componente electronice. Având sediul central în
Cluj-Napoca (str. Pasteur, nr.73) firma VITACOM
ELECTRONICS are în Bucureşti două elegante şi
bine aprovizionate magazine (str. Popa Nan, nr.9,
sect. 2 şi B-dul N. Titulescu, nr.62-64, sect. 1), o
adevărată "mină de aur" pentru constructorii
electronişti, în afara clienţilor deserviţi de
magazinele din cele două oraşe amintite,
VITACOM ELECTRONICS are clienţi pe întreg
teritoriul ţării. între aceştia se numără (pe lângă
magazinele de desfacere cu amănuntul
prezentate) şi unităţi de producţie şi de reparaţie.
Firma poate onora orice solicitare într-un timp
extrem de scurt, de cel mult 24 ore din stocul
propriu, sau de circa două săptămâni pentru
piesele care nu se află pe stoc şi trebuie importate.
Mecanismul a fost testat şi de noi şi funcţionează
foarte bine, seriozitatea si promptitudinea firmei
VITACOM ELECTRONICS fiind ia înălţime.
Dintre produsele din domeniul electronicii
care se pot procura de la VITACOM
ELECTRONICS amintesc: circuite integrate într-o
gamă largă, semiconductoare, diverse
echipamente şi accesorii, componente şi piese de
schimb audio-video-tv, precum şi cataloage. Firma
este, unic distribuitor de transformatoare de linii
HR DIEMEN şi telecomenzi HQ.
Un alt domeniu de eficienţă şi de
modernitate al firmei îl constituie excepţionala bază
de date pusă la dispoziţia clienţilor pe CD-ROM,
conţinând produsele comercializate ia zi.
Alături de revista TEHNIUM, firma
VITACOM ELECTRONICS reprezintă partenerul
dvs. ideal în electronică, firma clujeană fiind încă
de la înfiinţarea sa un statornic prieten al revistei
noastre, cât şi al cititorilor săi.
Şi pentru că suntem în luna sfintelor
Sărbători ale Crăciunului să dorim cititorilor noştri,
precum şi tuturor celor care ajută electronica, multă
sănătate, cât mai multe montaje electronice reuşite
(evident, din TEHNIUM), fericire şi prosperitate!
Serban Naicu
i
Redactor şef: ing. SERBAN NAICU
Abonamentele la revista TEHNIUM se pot contracta la toate oficiile poştale din ţară şi prin
filialele RODIPET SA, revista figurând la poziţia 4385 din Catalogul Presei Interne.
Periodicitate : apariţie lunară.
Preţ abonament: 9000 lei/număr de revistă.
■
• Materialele în vederea publicării se trimit recomandat pe adresa: Bucureşti, OP 42, CP 88.
Le aşteptăm cu deosebit interes. Eventual, menţionaţi şi un număr de telefon la care puteţi fi contactaţi.
♦ Articolele nepublicate nu se restituie.
AUDIO ...
CIRCUITE INTEGRATE RFT AMPLIFICATOARE DE
AUDIOFRECVENŢĂ (II)
ing. Aurelian Mateescu
-urmam din numărul trecut-
Grupul RFT a livrat circuite
integrate audio de putere destinate
aparaturii de larg consum în gama 1 W
la 16W. Trebuie să amintim că unele
din aceste circuite integrate sunt
echivalente cu produsele altor firme,
prezentată o aplicaţie prin care se
obţine mărirea puterii de ieşire la circa
5W pentru o tensiune de alimentare de
12V. Se utilizează o pereche de
tranzistoare complementare de tip
BD441, 442 sau chiar din seria 200,
montate pe un radiator adecvat.
în figura 21 este prezentată o
schemă de utilizare pentru circuitul
A210K, prevăzută cu reglaj de ton
pentru frecvenţe joase şi înalte, Trebuie
precizat că majoritatea aplicaţiilor
pentru CI TBA810 pot fi executate cu
CIA210K.
A211D
Ptot-t(Rs) f=l KHz
THD-10% Uo=parametru
A211D
Plot T(Ua) f=1 KHz
THD=1Q% Rs - parametru
cunoscute şi constructorilor amatori din
ţara noastră. Tabelul 1 cuprinde
principalele caracteristici electrice ale
acestor circuite integrate ca şi
echivalentele apropiate sau directe (pin i o
cu pin). Unele din aceste circuite sunt 9
utilizate şi în aparatura de consum
produsă în ţară:
A 210 K echipează modulul sunet al
TV -color Telecolor şi Cromatic, A2Q3G
este utilizat în modulul de baleiaj
vertical al aceloraşi televizoare.
Pentru a se putea alege corect
regimul de funcţionare al circuitelor
■ stabi lirea unor performanţe,
iri ngunie a+18 sunt prezentate câteva
diagrame de funcţionare ale circuitelor
integrate prezentate.
Schemă electrică de utilizare
a circuitul A211D este prezentată în
figura 19, Iar în figura 20 este
PtotfWl
A21QK
Piot=f(Ua) f IKHz
THD 10% Rs parametru
T
8 10 12 14
Figura 10
A210K MD=f{Frecv) Rs=4QUa-1SV Pouî^ parametru
THDpt)
-
3 6 102 2 3 6 103 2 3 6 104 2 3 6 105
Figura 11 D og rme de deperAer^î : £> r de puterea do tesîre livrata de CI A21 OK.
o
n
n?
A2030H.V
to
co
+
CD
3,5
Ci
g;
CD
t—
O
r-
100
o
80
70
TDA2030
SGSATES
SPRAGUF
|
TO-220-5
5 pini
E
>
>
LD
O
O
CM
<
00
x—
■1-
3,5
[ 6.4/4Q
LO
co
120
co
o
3
TDA2005
SGS ATES
SPRAGUF
TO-220-11
11 pini
A2000V,Vm 1
00
X—
in
oi
a
68
100
0,28
\83
f
TDA2005
SGS ATES
SPRAGUE
TO-220-11
11 pini
a
V*
X—
3!
in
oo
m
CM
1450
co
co
x—
117
i
TBA790,UL1481
fPRS. UNITRA
M-
_J
O
A210E.K
O
CM
■[■
LZ5
a
5
co
iri
500
0.16
37
1
t
TBA810AS.TCA150
SGSATES. IPRS
DiP -12
Notaţia
>
Cu
X
<
-
E
K
_z
i
t
£L
X
a
—
ori
THD|%1 |
AuldBl
n
~o
3
I
Capsula
Parametrul
; Tensiunea de alimentare
Curentul maxim la ieşire
Putere de ieşire(THD<10%)
! Frecvenţă max de lucru
; Impedanţă de intrare
E
o
LO
If
i
:
■:
CL
C
13
£2
o
00
—
O
■O
£
a
ta
LL
:
N
X
II
jS
a
■2=3
*co
O
î
ri
o
IO
IJ
t
l
CL
Z N*
CT
? °
+ <M
ca +
w N
1°
Echivalentul direct (pin cu pin)
CI apropiat
Nr.
CM
CO
in
CD
00
o
T—
TEHNIUM • Nr. 12/1998
1
A20OOV
A2O0OV
A2005V
= AUDIO
A2QG5V
THD=f(FieCv) Rs=40
Uc= I4.4V Gain=40aB
1 HD[%)
Pout-f(Ua] Rs-4Q
* = i KHz Gdr 4QdB
THD^ffFrecv] R$=4Q
Uq= 1 4 f 4V Gaîn=40dB
PoufoV]
-î-i-l-bt-t-l-
Pout 50mW
Pout=50mWj
io 1 io 2 io 4 tcp
Figura 15
A2030H/V
POUt-f[Ua) Î-IKHZ
*=1G% Rs^pafamefrj
U 4 5 e id 12 14 14 ia io' r ic 2 : :
Figura 12 Rgura 13
Circuitele integrate A2Q00V,
Vm şi A2005V, Vm sunt amplificatoare
de putere duate destinate utilizăm In si-
special în aparatura de larg consum
montată pe automobile:
- circuitul A2QG5V poate lucra pe
sarcini de ^mpedanţâ mică l:vrând
2x1 OW pe o sarcină de 20 pe canal la
Ua=14,4V i spedai centru aule
- nota: - . ~ nd că selectarea : -
drcuftuhi perttu toir aurra
(monotoniei.
Mineri ri i^^mwrrrli i
de COl¥!por«e - se e
-c"cu r e ceseca z^osscăe termică
2 = 10 12 14 16 ÎS
Figura 14
Figura 16
Figura 1 7
-
• /
/ -
. L
30
20
_ 1 L / _ _
r
Rs-4 a /
Rs=4a / i /
-
10
-i- ~ —
f /! jXj_
\/J\ r <S = SQ
V / Rs=8îl
1 ! i
Ua(V) Q
< i 1 l
5 (0Î53
5 10 15 20
la su: "a ~ i r "â s s: _ r; r jit pe
sardnâ;
- cele două dmute oot li utilizate si
sarcina, de filtraj şi de decuplare a
sursei se vor monta cât mai aproape
în figurile 22 şi 23 sunt
prezentate schemele electrice de
utilizarea celor două circuite integrate
la alimentarea mc-toareior de curent de pinii CI,
cont:nu- :Dntro1a:e cl semnale
analog ce. sau interfaţate
cc<espunzător f controlate cu informaţie
codificată digital.
La proiectarea cablajelor
mprimate se vor avea Tn vedere
câteva reguli de altfel universal
valabile pentru toate circuitele integrate
de putere:
- se vor evita buclele de masă.
- conexiunile de ieşire şi de
alimentare vor avea o rezistenţă
proprie cât mai mică, deci vor avea
trasee cu lăţimi de minim 3mm;
- condensatoarele de cuplaj cu
as
0,4
0.4
0.2
A203DH/V;THD"fţFrecv):Ua^ + UV;R$“4W;Pou1-pcfarr,eîfU.
IO 1
1 1 -MMI
1 t \ 1 \ 1 | M
i i i n i i i i
i i mmm*
i 1 i l |1 | l |
1 1 | i | 1 i 1
E 1 1 1 { 1 | (
i i i h 1 M
t 1 1 Itl 1 1
- 1 —rm—
\ IMU
1 f M 1 i
l i * i i i
i i 11 j i i
H-
; pot
i_
f-1-1 1 l l/l
I ■ J M/i
4—O/l w ; / j
i > \fy a *
- 1 r mrrTr
i i i i i i i i t
""viiTrrri ’—
—t “r r rrr
- TTrjriT
1 t H 1 i
i
i
: / Pout
i t 111111 ţ
i f i i i li i ]
l i f t i 1 i 1
i 1 t li 1 i,;l
l 1 M < l
i i i i i i
j
i
i/vf/i i <
i “i t r j r i i j
1 1 ll f | | | 1
■ i i . . i i
t
// 1 /i i i
1 i | l i v i i t
i i i i i i i
1 ■ i I 1 L E 1
I lt tl 1 |l
l 1 ■ 1 ■ 1
1 I 1 i 1
t
t
i
/ r L/ |i 1 | 1
f/\ / \ 1
A i ..
t > 1 I t J 1 t 1
1 | | | | | | ]
1 ( 1 ! 1 i
i
i
â /.* u «j-
$ t | I | • t fi
1 1 1 ) 1 1 1 1 1
1 1 I 1 I li 1
i i i i i i m
1 1 £ I 1
1 /
/ Pout=5W
„_1- _ 1 lil^LUU
-L_Z,
1
■ * «-A-i ± ± * *
i f i l * i i i
i ■ i i i i i i
-____ i
e MIM
E M Ml
î i i i i
[//
j/
1
f «MM
f MIM
1 1MM
1 ^ >
f m
VCP
io 4
IIP
Figura ‘ 5
■egrar A2C l D“. * ■ tSogr o ~tg 7HD—f {- ■
2 TEHNIUM • Nr. 12/1998
AUDIO
+Uo o
pentru prezentare următoarele:
Figura 24 prezintă o variantă
care dispune de corecţie de ton cu
ajutorul unui circuit Baxendal. Pentru
adaptarea impedantelor se utilizează
— J IiV un repetor pe emitor la primul etaj al
montajului.
Figura 25 cuprinde o schemă
de extindere a puterii maxime livrate
sarcinii prin utilizarea unei perechi de
tranzistoare complementare de tip
2N3055/2N2955 sau echivalente.
Tensiunea de comandă se obţine pe
‘ " —«-■—O+Ud
prezentate, în montaj monotonie, în
punte şi în montaj stereo.
Ultimul circuit integrat
prezentat este A2030V/H, echivalent
cu TDA2Q30 produs de firma italiană
SGS-ATES. în varianta RFT acest
circuit integrat oferă: um
- puterea de ieşire P^-IBW
pentru Ua=±18V, f^lkHz, THD<10% (
Rs=4£2 şi R olt = 11W pentru aceleaşi
condiţii şi Rs=8£2;
- pentru o bună disipaţie
termică circuitul este prevăzut cu o
capsulă TO220 cu 5 pini:
- circuitul este prevăzut cu
toată gama de protecţii.
Deoarece în literatura de
specialitate au fost publicate multe
aolicaţii ale acestui circuit, am ales
11 -2N2955;
T2—2N3055.
Figura 24
rezistenţele de 0,68£2 montate pe pinii
o+ua de alimentare ai circuitului.
Rezistenţele vor fi bobinate, cu
toleranţa redusă (1% maxim) şi
puterea disipată de 5W.
Se vor lua toate precauţiile ce
se impun pentru a se evita apariţia
autooscilaţîilor, în special se vor reduce
la minim conexiunile.
Figura 26 prezintă un
amplificator de putere audio pentru
incinte active cu două căi, având
frecvenţa de separare a filtrelor de îa
intrare de 2,5kHz.
TEHNIUM • \r. 12/1998
AUDIO
AUDIO
220K
'1N40C1
-O ’rUa
REL1
;iN4om
REL2
JOQuF
J 40V
r .=
220nF
Figura 28
In ceea ce priveşte incintele
acustice active trebuie să facem
următoarele precizări, ele fiind mai
puţin răspândite în ţara noastră:
- folosind Titre de separare ce
lucrează la niveluri mici ale semnalului
util se reduc problemele create de
reţelele de separare clasice montate
între difuzoarele specializate ale unei
incinte acustice;
- progresul tehnologic a
permis obţinerea componentelor
electronice de tipul CI audio de putere
la un preţ de cost aflat mult sub preţul
de cost al unei reţele de separare
pentru difuzoare de bună calitate, ceea
ce a condus la abordarea acestor
soluţii;
- din punct de vedere
constructiv, o incintă acustică activă
are o construcţie mult mai simplă şi mai
ieftină: nu se pune problema
dimensiunilor decât pentru incinta
difuzorului de joasă, funcţie de soluţia
aleasă (incintă închisă, bassrefiex, cu
radiator pasiv etc.). Difuzorul pentru
frecvenţe medii şi înalte se poale
monta într-o incintă separată, mult mai
simplă constructiv.
în figura 27 este prezentat un
amplificator audio pentru incintă activă
cu trei căi. Se remarcă utilizarea unui
etaj cu putere mărită pentru difuzorul
de reproducere a frecvenţelor joase
(woofer). Pentru egalizarea presiunilor
sonore pe cele trei căi, impedanţa
difuzoarelor utilizate este diferită.
în figura 28 CI A203Q este
utilizat într-un dispozitiv de reglare a
temperaturii cu punct de minim şi de
maxim. Rezistenţa termostatului este
cuprinsă între 1k£2 şi 100k£2. Valoarea
rezistenţei R se stabileşte prin tatonări
de ia o valoare egală cu cea a
termostatului la temperatura de 20 C C.
Figura 29 prezintă schema
electrică a unui releu automat pentru
conectarea luminii. Comanda este dată
de un fototranzistor care sesizează
nivelul de iluminare. Pragul de
comandă a! nivelului poate fi reglat din
potenţiometrul de 1 M£2.
Bibliografie
- RFT - CI pentru bunuri electronice de
larg consum, ediţia 1990.
-or Ha
220nF
Figura 29
NOUTĂTf EDITORIALE
î
în buna sa tradiţie de a oferi
împătimiţilor de calculatoare iu cran de
referinţă, editura ALL EDUCAŢIONAL îşi
confirmă poziţia sa de lider în ceea ce
priveşte calitatea lucrărilor de informatica
oferite publicului. Lucrarea “ANTI-
HACKER. Ghidul securităţii reţelelor de
calculatoare” de Lars Klander, apărută în
ceîebra colecţie SOFTWARE/
HARDWARE este un ultim exemplu în
acest sens.
Lucrare monumentală, cu CD-ROM
inclus (preţ 149,000 lei), aceasta se
adresează cu predilecţie adminîstartorîlor
de reţea, profesioniştilor în managementul
sistemelor informatice, programatorilor,
dar şi utilizatorilor obişnuiţi.
Se prezintă modurile de examinare
a vulnerabilităţii unei reţele, modul în care
hackerii le exploatează, precum şi
metodele de prevenire a acestor atacuri.
Se prezintă noţiuni despre criptare şi
semnături digitale, despre protecţia
asigurată resurselor unei reţele prin
□arafocuri, despre cele mai recente
programe virus, precum şi multe altele. _
TEHNIUM • Nr. 12/1998 5
1001 Sugestii pentru programatorii
VISUAL BASIC
Autori: KrisJamsa
Lars Klander
Colecţia SOFTWARE/HARDWARE
Preţ: 199.000 îei
Data apariţiei: octombrie 1998
Lucrarea se adresează atât programatorilor începători, cât şi
experţilor în Visual Basic, pe care îî ajută să examineze toate aspectele
Visual Basic 5.0 şi să înţeleagă problemele referitoare la proiectarea
interfeţelor de tip Windows.
Sunt prezentate noţiuni legate de gestionarea operaţiilor cu baze
de date utilizând standardele DAO şi ODBC.
S-a acordat atenţie programării orientată pe obiecte, prin utilizarea
claselor de obiecte din Visual Basic şi gestionării controalelor ACTIVE X r
documentelor bibliotecilor şi serverelor.
Lucrarea include CD-ROM,
EDITURA ALL
Grupul Editorial ALL-Scrviciul “Cartea prin poştă’
Sunaţi si comandaţi!
te!:01M13.11.58:01/413.43.21:01/413.18.50:01/413.16.12;
fax:01/413.05.40 - fax Dislribuţie:01/413.03.29
sau scrieţi Ia:
bd Timişoara nr.58, sector 6, 76548 - Bucureşti CP 12-107
NOI VĂ ADUCEM CĂRŢILE ACASĂI
= CATALOG
APLICAŢII ALE CIRCUITULUI INTEGRAT |3E565(II)
Aurelian Lăzăroiu
ing. Cătălin Lăzăroiu
100K
Figura 5
-urmare din numărul trecut-
în schema din figura 5,
semnalul a cărui frecvenţă urmează a
fi măsurată este aplicat la intrarea
inversoare a comparatorului realizat cu
Cil de tip LM311 (se poate folosi
ROB311 în capsula TO-116 sau MP-
48; dacă se foloseşte ROB311 în
capsulă TO-99, se impune
renumerotarea terminalelor în
schemă). Comparatorul transformă
semnalul de intrare într-un semnal
dreptunghiular care se aplică la
intrarea circuitului PLL de tip CMOS
4046 (CI2). Semnalul de la ieşirea OCT
(terminalul 4-IC2) se aplică la intrarea
unui frecvenţmetru digital obişnuit.
Frecvenţa de ieşire f 0 este de 100 ori
mai mare decât frecvenţa f de la
intrarea comparatorului. Ieşirea OCT
atacă simultan şi divizorul format din
cele două numărătoare CI3 şi CI4, de
tip CMOS 4018 (de exemplu,
MMC4018), care divizează semnalul
cu 100. Ieşirea din CI4 este aplicată
comparatorului de fază din PLL. în
acest fel se forţează calarea OCT pe
o frecvenţă de 100 ori mai mare decât
cea aplicată la intrare.
în cazul multiplicatorului realizat
cu (3E565, care este recomandat
pentru măsurarea frecvenţei reţelei
electrice a cărei variaţie este redusă
(circa 1%), nu se pune problema ca
bucla să nu se caleze şi să nu
urmărească variaţiile acesteia, dacă
frecventa liberă este fixată la valoarea
50Hz.
Pentru multiplicatorul realizat cu
PLL CMOS, care este proiectat pentru
un domeniu larg al variaţiei frecvenţei
de intrare (3-5-100Hz), este utilă o
indicaţie a funcţionării corecte a
circuitului PLL. în acest scop, s-a
introdus în schemă un LED alimentat
prin intermediul tranzistorului T1, care
va semnaliza momentul calării buclei
PLL.
Punerea în funcţiune a celor
două multiplicatoare nu presupune
reglaje, ele funcţionând de la prima
încercare, cu condiţia respectării
întocmai a schemelor.
în final, precizăm că ambele
multiplicatoare pot fi folosite pentru
măsurarea frecvenţei reţelelor electrice
de c.a.. Monitorizarea stabilităţii acestei
frecvenţe prezintă importanţă majoră
în evaluarea funcţionării corecte a unor
aparate incluse în sisteme profesionale
sau aflate în dotarea amatorilor.
Pe lângă posibilitatea măsurării
rapide şi precise a frecvenţelor foarte
joase, multiplicatoarele îşi pot găsi şi
alte aplicaţii interesante. Aşa de
exemplu, variaţiile în frecvenţă ale
semnalelor infrasonore (sub 16Hz), pot
deveni audibile prin multiplicare.
Această translaţie de frecvenţă face
posibilă şi înregistrarea pe bandă de
magnetofon a acestor semnale
infrasonore. în cazul multiplicatorului
realizat cu CI [3E565, semnalul
multiplicat poate fi uşor convertit în
semnal sinusoidal, dată fiind existenţa
semnalului triunghiular pe terminalul 9.
Detector de metale Pentru
localizarea obiectelor metalice se
apelează la detectoare speciale, care
pot fi realizate în conformitate cu
diverse metode. în funcţie de metoda
adoptată depind performanţele
detectorului, dar si g'adul de
complexitate al acestuia
Detectorul descris mai ,os
constituie un montaj accesibil celor mai
mulţi amatori. Detectorul funcţionează
pe principiul deviaţiei de frecventă a
unui oscilator care se aprocie de un
obiect metalic, în raport cu u~ alt
oscilator de referinţă. în consecinţă,
când bobina oscilatorului de măsură se
apropie de un obiect feros sau neferos,
frecvenţa acestuia creşte sau
descreşte. în acest fel, odată cu
detectarea metalului, se determină si
natura acestuia.
Schema detectorului de metale
realizat cu CI f$E565 este prezentată
în figura 6. Oscilatorul de măsură este
realizat în jurul tranzistorului din
structura circuitului PLL (3E565.
Comparatorul de fază măsoară în
permanenţă diferenţa de fază (sau aici,
de frecvenţă), dintre oscilatorul de
măsură şi OCT din (3E565. Tensiunea
livrată de comparator este disponibilă
la terminalul 7 şi se foloseşte pentru
comanda tranzistorului T4. Acesta,
împreună cu tranzistorul T5 formează
un amplificator diferenţial.
Galvanometrul cu zero central,
conectat între colectoarele
tranzistoarelor din amplificatorul
diferenţial, va indica o deviaţie într-un
sens sau altul, în funcţie de natura
metalului detectat. Prin intermediul
celor două potenţiometre asociate
amplificatorului diferenţial se reglează
sensibilitatea detectorului şi poziţia
zero a indicatorului.
Bobina de detecţie LI se
realizează prin bobinarea a 30 spire
CuEm 1 mm pe un cilindru de material
zolant. cu diametrul de 21 cm. Bobina
se poate fixa de acest cilindru sau se
poate menţine în formă cu coliere de
material plastic. Bobina se conectează
la montaj prin intermediul unui cablu
ecranat. Firul cald al acestuia se leagă
la colectorul tranzistorului TI, iar
ecranul la plusul sursei de alimentare.
Detectorul se alimentează de
TEHNIUM • Nr. 12/1998
CATALOG
•O CM
EMITATOR
(modulator
de frecventa)
i i
i i
' i
i i
la două surse de tensiune
simetrice formate fiecare din şase
baterii de 1,5V (R6), sau două
baterii de 4,5V.
Reglajele detectorului sunt
simple, dârele trebuie efectuate cu
atenţie. Se racordează bobina de
detecţie la montaj, printr-un cablu
a cărui lungime nu va mai fi ulterior
modificată. Se plasează bobina la
distanţă de oticeVrbiect metalic şi
se poziţionează cursorul
potenţiometrului PI la jumătatea
cursei, iar cel al potenţiometrului
P2 se roteşte în poziţia
corespunzătoare rezistenţei
maxime.
După alimentarea
montajului, se acţionează lent
semireglabilul SR1 pentru a se
obţine o deviaţie minimă a
indicatorului. Pe măsură ce ne
apropiem de deviaţia minimă, se
măreşte progresiv sensibilitatea,
prin acţionarea potenţiometrului
P2, în sensul micşorării rezistenţei,
în timpul efectuării acestui reglaj se
poate acţiona lent şi asupra
potenţiometrului PI, deoarece
poziţia mediană a acestuia ar
putea să nu fie perfectă, ceea ce
face ca deviaţia să se facă
întotdeauna într-un singur sens.
Când se atinge deviaţia minimă, se
poate considera terminat reglajul.
Cursorul semireglabilului SR1 se
fixează cu vopsea în poziţia
optimă, determinată prin reglajele
anterioare.
Pentru verificarea
funcţionării este suficient să se
apropie de bobina detectoare un
metal feros, apoi unul neferos.
Indicatorul galvanometrului va fi
deviat într-un sens, apoi în celălalt.
Pentru verificarea stării
bateriilor se trece comutatorul SI
în poziţia TEST, situaţie în care
indicatorul galvanometrului trebuie
să atingă un punct prestabilit,
plasat la aproximativ 2/3 din cursa
indicatorului. Pentru ca indicatorul
să atingă acest punct (când
tensiunea bateriilor este încă
suficientă i se impune reglarea
SR2 şi eventual tatonarea valorii
rezistorului marcat cu asterisc.
Dacă tensiunea bateriilor
Figura 7
scade sub valoarea tensiunii de
stabilizare a diodelor Zener,
indicatorul nu va mai atinge punctul
corespunzător funcţionării corecte.
înainte de utilizare, departe
de orice obiect metalic, se roteşte
P2 în poziţia mediană şi se reglează
PI pentru obţinerea poziţiei zero pe
galvanometru. în cazul apropierii
bobinei detectoare de un obiect
metalic oarecare, indicatorul se
deplasează într-un sens sau altul,
în funcţie de natura metalului. Pentru
determinarea mărimii şi/sau a
adâncimii la care se află obiectul
metalic, se acţionează asupra
sensibilităţii prin intermediul
potenţiometrului P2.
Potenţiometrul PI, care se
foloseşte pentru reglajul de zero,
poate fi utilizat şi pentru
compensarea efectului de sol, care
se manifestă în anumite situaţii.
Acest efect se materializează printr-
o deviaţie permanentă a
indicatorului, într-un sens sau altlii,
chiar în absenţa unui obiect metalic
în apropiere.
Sistem de transmisie FM
pe reţeaua electrică
Pentru transmisia semnalelor
de audiofrecvenţă între două puncte
situate la distanţă mică (zeci de
metri), se folosesc sisteme radio de
emisie/recepţie de putere redusă,
sau mai simplu, două conductoare.
O metodă mai elegantă constă în
folosirea conductoarelor reţelei
electrice de curent alternativ pentru
transmisia unei purtătoare de înaltă
frecvenţă, modulată conform uneia
dintre tehnicile uzuale. Un
asemenea sistem de transmisie
asigură realizarea unor legături
sigure la distanţe de zeci sau chiar
sute de metri, cu condiţia ca
emiţătorul şi receptorul să fie folosite
în cadrul aceluiaşi sistem electric,
delimitat de contor. Precizarea se
impune pentru a explica de ce nu
se pot face legături prin intermediul
acestui sistem de transmisie, între
două apartamente vecine. Deşi
distanţa între apartamente este de
numai câţiva metri, purtătoarea de
înaltă frecvenţă este blocată de
bobinajele (inductanţele) existente
în contoarele instalate la fiecare
0 RECEPTOR
(demodulator
de frecventa)
—!>■ AF
TEHNIUM • Nr. 12/1998
7
CATALOG
apartament. în această situaţie,
creşterea puterii emiţătorului nu
rezolvă problema, iar depăşirea valorii
de 50mW, nu face altceva decât să
producă eventuale interferenţe în
radioreceptoarele din apropiere. în
general, puterea emiţătorului se
limitează la 25-30mW, valoarea
considerată optimă pentru această
aplicaţie.
în diverse materiale publicate în
literatura de specialitate au fost
prezentate sisteme de emisie/recepţie
care folosesc conductoarele reţelei
electrice de curent alternativ. Aceste
sisteme apelează la modulaţia de
amplitudine şi sunt folosite de obicei,
pentru realizarea interfoanelor.
în cele ce urmează prezentăm
un sistem cu modulaţie de frecvenţă,
folosit pentru transmisia unidirecţională
a semnalelor de audiofrecvenţă în
condiţii de maximă calitate. Ca o
posibilă aplicaţie a acestui sistem
menţionăm transmiterea programelor
muzicale de la “centrul audio" dintr-un
apartament, în oricare dintre camerele
acestuia, fără a deplasa componentele
sistemului audio (tuner, magnetofon/
casetofon, pick-up). Aplicaţia devine
mai interesantă şi mai eficientă în
cadrul locuinţelor cu arie desfăşurată
mai largă, ca de exemplu vile sau
gospodării din mediul rural, în care
anexele (bucătărie, atelier de lucru,
garaj etc.), sunt situate în afara clădirii
principale.
în sistemul conceput şi
experimentat de noi, am apelat la
tehnica modulaţiei de frecvenţă
deoarece acest tip de modulaţie
asigură o calitate foarte bună a
transmisiei şi prezintă imunitate sporită
la perturbaţiile puternice, existente pe
reţelei electrice de curent alternativ.
în finalul acestei scurte
introduceri precizăm că, în
concordanţă cu reglementările în
vigoare, frecvenţa purtătoarei utilizată
pentru transmisii pe reţeaua electrică
este cuprinsă între 10 şi 150kHz. De
asemenea, se recomandă ca valoarea
câmpului radiat să nu depăşească
15p.V/m.
înainte de a trece la descrierea
aparatelor (emiţător şi receptor) care
intră în componenţa sistemului,
considerăm utile câteva precizări.
Conform schemei din figura 7,
sistemul de transmisie este format
dintr-un emiţător cu modulaţie de
frecvenţă şi un receptor de tipul
demodulatorului de frecvenţă. Atât
emiţătorul cât si receptorul se cuplează
8
la reţeaua electrică prin intermediul
unor transformatoare de înaltă
frecvenţă. Pentru blocarea
componentei de frecvenţă joasă
(50Hz), se înseriază cu cele două
transformatoare câte un condensator
a cărui reactanţă este foarte mare
pentru frecvenţa de 50Hz, dar
neglijabilă pentru purtătoarea de înaltă
frecventă a emiţătorului.
(circa 0,2%), se recomandă ca deviaţia
de frecvenţă să nu depăşească ±10%
din valoarea purtătoarei. în acest scop,
tensiunea de audiofrecvenţă aplicată
la intrarea emiţătorului trebuie să fie de
aproximativ lOOmVrms (valoarea
compatibilă cu ieşirile de linie ale celor
mai multe aparate). Dacă semnalul
modulator provine de la aparate cu
nivel de ieşire mai mare, se introduce
Emiţătorul şi receptorul au ca
principală componentă circuitul integrat
(3E565, considerat a fi ideal pentru
realizarea modulatoarelor şi
demodulatoarelor cu frecvenţa
purtătoare de până la 500kHz. In
emiţător, circuitul integrat pE565 este
folosit parţial, spre deosebire de
receptor unde se foloseşte la întreaga
capacitate. Precizăm că în emiţător se
pot folosi circuite PE565 la care
comparatorul de fază este defect; la
receptor însă, acesta trebuie să fie în
perfectă stare de funcţionare, conform
specificaţiilor din foaia de catalog
în schema emiţătorulu
prezentată în figura 8, se poate
observa că aici se foloseşte numai
oscilatorul controlat în tensiune. Acesta
permite realizarea unui modulator de
frecvenţă cu o foarte bună liniaritate.
Semnalul de audiofrecvenţă se
aplică oscilatorului controlat în tensiune
prin intermediul tranzistorului T1, folosit
ca injector de curent în circuitul
terminalului 8. în acest fel, purtătoarea
este modulată în frecvenţă de către
semnalul de audiofrecvenţă. Pentru ca
distorsiunile armonice să fie reduse
un divizor calculat în aşa fel încât
valoarea maximă a tensiunii la intrarea
modulatorului să nu depăşească
150mVrms.
Regimul de funcţionare a
modulatorului de frecvenţă este mult
îmbunătăţit prin introducerea unui LED
pe bara de alimentare a circuitului
integrat PE565. în plus, LED-ul
semnalizează vizual funcţionarea
emiţătorului.
Cuplajul între modulatorul de
frecvenţă şi reţeaua electrică se
realizează prin intermediul
tranzistorului T2, care are ca sarcină
un transformator acordat pe frecvenţa
purtătoarei. Precizăm că frecvenţa
purtătoare (în lipsa modulaţiei), este
determinată de valoarea
condensatorului conectat la terminalul
9 şi de curentul injectat de tranzistorul
TI în circuitul terminalului 8.
După cum se poate observa în
schema din figura 9, în receptor se
foloseşte tot un [3E565, dar de această
dată se utilizează toate blocurile
funcţionale din structura circuitului
integrat.
Semnalul de înaltă frecvenţă
TEHNIUM • Nr. 12/1998
CATALOG
recepţionat prin reţeaua electrică este
aplicat prin intermediul trans¬
formatorului Tr2, direct la intrarea
comparatorului de faza din PLL.
Frecvenţa liberă a oscilatorului
controlat în tensiune este determinată
de valoarea componentelor RC
conectate la terminalele 8 şi 9.
Menţionăm că, spre deosebire de alte
sisteme de transmisii, cele realizate cu
circuite PLL nu reclamă o stabilitate
deosebită a frecvenţei purtătoare şi nu
necesită acordul receptorului pe
această frecvenţă. Receptorul se va
acorda automat pe frecvenţa
emiţătonjlui, urmărindu-i şi deviaţiile de
frecvenţă determinate de semnalul
modulator. Acest acord automat şi
continuu pe frecvenţa emiţătorului se
datorează benzii de captură şi de
urmărire, parametri specifici circuitelor
PLL. Altfel spus, circuitul PLL din
receptor se calează pe frecvenţa
purtătoare a emiţătorului.
Semnalul demodulat apare la
ieşirea amplificatorului diferenţial din
(3E565, după care este aplicat la
intrarea unui amplificator de putere
realizat cu TBA790T, TBA810 sau
oricare altul, în funcţie de puterea
necesară. Sensibilitatea ampli¬
ficatorului de putere se stabileşte la
valoarea de lOOmVrms, deoarece
amplitudinea semnalului audio la
ieşirea demodulatorului din receptor
este aproximativ egală cu cea aplicată
modulatorului.
Semnalul de audiofrecvenţă
demodulat este disponibil pe terminalul
7 al circuitului integrat (3E565.
Componentele conectate la acest
terminal (interne şi externe), formează
două filtre RC trece-jos înseriate. Dată
fiind constanta de timp a acestor
circuite RC(10ps), ele limitează banda
semnalului audio la circa 16kHz. După
această frecvenţă de tăiere, panta
însumată este de -12dB/octavă,
asigurând o atenuare puternică a
reziduurilor purtătoarei de înaltă
frecvenţă.
Principalele componente ce
urmează a fi realizate în vederea
construirii sistemului de transmisie,
sunt cele două transformatoare de
cuplaj cu reţeaua electrică. Acestora,
precum si condensatoarelor serie
trebuie să ii se acorde o deosebită
atentie pentru evitarea oricăror
posibilităţi de electrocutare, având în
vedere că acestea se află conectate
direct la 22QV!
Ambele transformatoare vor fi
realizate pe carcasele de ferită
recuperate de la transformatoarele de
frecvenţă intermediară (455kHz), din
radioreceptoarele tranzistorizate
româneşti (dimensiunile carcasei
metalice 12x14mm). înfăşurarea LI a
ambelor transformatoare va avea
25+95 spire CuEm 0,1 mm, iar L2 va
avea 15 spire CuEm 0,15mm. Trebuie
să se acorde o atenţie deosebită bunei
izolări a celor două înfăşurări pentru a
evita unele neplăceri în situaţia în care
condensatoarele de cuplaj cu reţeaua
se defectează. De asemenea, capetele
bobinelor L2 se fixează cu lac în
canalele suportului de material plastic,
pentru a evita eventualele atingeri
accidentale cu carcasa metalică a
transformatorului. Pentru cei care nu
au certitudinea realizării unei bune
izolaţii între înfăşurări sau între acestea
şi carcasa metalică a
transformatorului, recomandăm
realizarea celor două transformatoare
pe bare de ferită de tipul celor folosite
ca antenă în radioreceptoare. în
această situaţie, numărul spirelor
trebuie recalculat. De asemenea, este
necesară şi tatonarea valorii
rezistoareior de amortizare.
Menţionăm că datele
constructive indicate mai sus pentru
cele două transformatoare corespund
unei frecvente de lucru de circa
130+140kHz. '
După cum se poate obsen/a în
schemele emiţătorului şi receptorului,
ambele circuite acordate sunt puternic
amortizate, pentru a prezenta o lăţime
de bandă suficientă, adaptată gradului
de modulaţie admis. în caz contrar,
depăşirea gradului de modulaţie face
ca purtătoarea să iasă din banda de
trecere a filtrelor, conducând inevitabil
la apariţia unor distorsiuni armonice
importante.
Insistăm asupra stării
condensatoarelor de cuplaj cu reţeaua.
Se impune verificarea prealabilă, în
afara montajului. Menţionăm că
valoarea capacităţii nu este critică
(22+1 OOnF), în schimb tensiunea de
lucru trebuie să fie minimum 400Vc.c.
sau 250Vc.a.
Tranzistorul TI din emiţător de
tip BC177B, BC253B, BCY79, iar T2
este de tip BD137. Toate diodele sunt
de tip 1N4148.
Receptorul va fi realizat sub
formă portabilă pentru a putea fi cât
mai uşor de transportat dintr-un loc în
altul. Receptorul se montează într-o
boxă mică cu difuzor de 8Q/3W. într-o
variantă mai modestă, receptorui în
care este inclus şi amplificatorul de
putere cu TBA790T, poate fi montat în
caseta unui difuzor de radioficare,
rezultând o construcţie compactă.
Referitor la cele două
transformatoare de reţea folosite în
acest sistem de transmisie, facem
câteva precizări. Transformatorul din
emiţător are o putere redusă, de circa
1+2VA. înfăşurarea secundară a
acestuia se bobinează cu conductor
TEHNIUM • Nr. 12/1998
Figura 9
9
□ —
CuEm 0,35mm.
Puterea transformatorului din
receptor depinde de circuitul integrat
folosit în amplificatorul audio asociat
demodulatorului. Dacă se foloseşte
TBA810AS, transformatorul trebuie să
aibă o putere de 10; 15VA. înfăşurarea
secundară se bobinează cu conductor
CuEm 0,7+0,8mm. Alimentarea
circuitului integrat TBA810AS se face
direct de la ieşirea redresorului, unde
tensiunea trebuie să aibă valoarea de
circa 16V.
Dacă se utilizează un circuit
integrat TBA790T, acesta se
alimentează prin stabilizatorul 7812; în
această situaţie stabilizatorul trebuie
montat pe un radiator corespunzător,
iar impedanţa difuzorului folosit va fi de
8Q.
Este binecunoscut că
performanţele oricărui montaj
electronic depind esenţial de calitatea
componentelor folosite, dar şi de
corectitudinea operaţiilor de reglaj.
Presupunând că în cele două montaje
au fost folosite componente
corespunzătoare specificaţiilor de
catalog, se poate trece la reglarea
sistemului de transmisie FM.
După multe experimente şi
măsurători am ajuns Ia o procedură de
reglaj simplă, rapidă şi eficientă.
Datorită faptului că reglajul se face
global, considerând cele două
componente (emiţător+receptor) un
sistem unitar, se asigură o funcţionare
stabilă, în condiţii de maximă calitate.
Pentru efectuarea operaţiilor de
reglaj sunt necesare un osciloscop şi
un frecvenţmetru digital. Mai întâi, se
poziţionează cursoarele poten-
ţiometrelor semiregiabile SR1, SR2 şi
miezurile de ferită ale
transformatoarelor Trl şi Tr2, la
mijlocul cursei. Se introduc emiţătorul
şi receptorul în priză. Se conectează
osciloscopul şi frecvenţmetruI digital la
capătul liber al circuitului oscilant din
receptor. Pe ecranul osciloscopului se
vizualizează un semnai
cvasisinusoidal, care la atingerea
intrării AF din emiţător se modulează
în frecvenţă (sinusoida vibrează
puternic în dreapta ecranului şi din ce
în ce mai puţin spre stânga).
Se reglează SR1 din emiţător
până când frecvenţmetrul digital indică
135+lkHz. Se reglează miezul
transformatorului Trl din emiţător şi
apoi miezul transformatorului Tr2 din
receptor, până când se obţine un
semnal sinusoidal cu valoare maximă
(circa 3Vvv). _
10
Se scoate emiţătorul din priză
şi se conectează frecvenţmetrul digital
pe terminalul 4 al circuitului integrat
0E565 din receptor. Se reglează SR2
până când se realizează egalitatea cu
frecvenţa emiţătorului măsurată
anterior.
în final, se aplică semnal audio
cu amplitudine de lOOmVrms (max.
150mVrms), la intrarea AF din emiţător.
Cu emiţătorul şi receptorul în priză,
transmisia audio trebuie să fie foarte
bună, lipsită de zgomote şi distorsiuni,
atât în cazul când sunt alimentate de
la aceeaşi priză, ca şi atunci când se
alimentează de la prize aflate în
camere diferite ale unui apartament.
Eficacitatea modulaţiei de
frecvenţă din punct de vedere ai
imunităţii la perturbaţiile puternice
existente pe reţea, poate fi pusă în
evidenţă printr-o probă limită, aşa cum
se arată in continuare. Se introduc în
aceeaşi priză receptorul şi un aspirator
(considerat a fi cea mai puternică sursă
de perturbaţii dintre aparatele
electrocasnice). în difuzorul
receptorului se vor auzi zgomote foarte
puternice. La introducerea emiţătorului
în priză, zgomotele dispar complet,
ceea ce demonstrează că receptorul
s-a calat şi este sensibil numai la
semnalul modulat în frecvenţă.
în cadrul procedurii de reglaj
prezentată anterior, am indicat şi
operaţia de egalizare a frecvenţelor de
lucru din emiţător şi receptor. Dacă
— CATALOG
această egalizare nu se face cu
precizia indicată, receptorul se calează
oricum pe frecvenţa emiţătorului,
deoarece acordul automat pe această
frecvenţă se face într-o bandă mai
largă, numită bandă de captură. De
asemenea, frecvenţa purtătoare a
emiţătorului variază între 120 şi
150kHz. Odată calat circuitul PLL din
receptor, el va urmări această variaţie
în interiorul unei benzi de urmărire,
care este mai largă decât banda de
captură.
în sistemul prezentat în acest
material, banda de captură este de
circa 40kHz, iar cea de urmărire de
aproximativ 50kHz. Precizăm că
aceste valori ale benzilor de captură
şt de urmărire sunt asigurante şi prin
amortizarea puternică a circuitelor
oscilante LC.
Dacă distanţa între emiţător şi
receptor este prea mare şi circuitul PlL
nu se mai calează, se tatonează
valoarea rezistorului de amortizare
aferent transformatorului Tr2, sau se
introduce un etaj amplificator între
circuitul oscilant al receptorului şi
intrarea comparatorului de fază din
PLL.
Precizăm că, atunci când
circuitele integrate (3E565 folosite în
emiţător şi receptor corespund
specificaţiilor din foaia de catalog,
sistemul funcţionează ireproşabil, iar
reglajele nu sunt critice.
- continuare in numărul viitor-
TEHNIUM • Nn 12/1998
*urmare din pagina 11-
Scala digitală a fost aleasă
pentru simplitatea ei şi consumul
foarte, foarte redus de curent. Tot
pentru acest motiv am utilizat un afişor
cu cristale lichide (LCD) r dar la care
având disponibili doar 3 digiţi se
afişează numai unităţile, zecile şi sutele
de kHz, suficient pentru aplicaţia dată.
Baza de timp este obţinută de
la un oscilator ieftin, realizat cu un
rezonator ceramic pe 500kHz si poarta
A a CI2.
Prin şirul de divizoare CI3-CÎ5
se divide frecvenţa iniţială la 500Hz,
CI 6 asigură baza de timp de 50Hz
pentru numărare, ia fel şi impulsurile
de ştergere şi de transfer. CI2-D este
un amplificator pentru semnalul de
intrare (dinspre VFO), după care, prin
CI2-C ajunge şi semnalul de numărare
de la CI6, trecând pe primul divizorCI-
8 .
Valoarea acestui numărător nu
este afişată, ea reprezentând de fapt
sutele de hertzi cu această bazâ de
timp. Oricum, baza de timp fiind prea
mare ar rezulta o pâlpâire a acestui
segment, oricum nedisponîbit pe LCD.
După această divizare urmează
divizări succesive pe kHz, zeci şi sute
de kHz.
Fiecare numărător are pinii de
programare liberi, pentru a putea fi
programată orice frecvenţă dorită de
Ia care să înceapă lanţul de numărare.
în cazul nostru, pentru a face
diferenţa între frecvenţa oscilatorului şl
frecvenţa intermediară (oscilatorul
având frecvenţa mai mare),
numărătorul este programat sub
valoarea frecvenţei intermediare. Deci,
fără semnal de ia VFQ, frecvenţmetru!
va afişa valoarea 312. în consecinţă,
frecvenţmetrul va începe numărarea
de la această valoare, afişând
totdeauna o valoare mai mică decât
valoarea frecvenţei intermediare, deci
exact frecventa de lucru,
Prin C17 - poarta B este realizat
un oscilator de mică frecvenţă necesar
pentru alimentarea afişorului tip LCD,
CQ-YO ' '
TRANSCEIVERUL MONOBANDĂ “CRINA”-QRP
Gâspâr Ârpâd/Y05CYG
Adi Munteanu/YOSOBL
Ideea care a stat la baza
acestei realizări a fost obţinerea unui
aparat cât mai economic din toate
punctele de vedere, cât mai
performant, capabil să opereze Tn
modurile BLU şi CW T pentru lucrul din
portabil. Extinzând oscilatorul şi
adăugând un comutator adecvat,
transceiverul poate deveni multiband,
lucrând foarte bine până la frecvenţa
de 3GMHz, Aparatul foloseşte o
schemă mai puţin populară Ia noi, însă
simplificată, îmbunătăţită şi
modernizată şi care foloseşte acelaşi
sens al semnalului prin etajul de
f re c ve n ţă i nte rmed i ară, atât I a re ce pţi e,
cât şi fa emisie.
Funcţionare
Primul mixer lucrează ca mixer
de recepţie, iar la emisie este
modulator Al doilea mixer la recepţie
este detector de produs, iar la emisie
mixer de emisie.
Pentru a putea realiza aceste
funcţii alternativ, semnalele de la VFO
şi BFO sunt comutate prin releul
multicontact R1. Ca mixere s-au folosit
tipuri ie dublu echilibrate cu câte patru
diode cu siliciu, acestea fiind mixere
cu calităţi net superioare comparativ
cu mixerele active, prezentând şi o
sensibilitate de IpV.
însă, pentru păstrarea dinamicii,
a calităţii acestui tip de mixer în
general, nu am găsit necesară
introducerea vreunui etaj
preamplîficator ia recepţie.
La recepţie, semnalul captat de
antenă trece prin FTJ folosit şi la
emisie, pătrunde prin următorul filtru de
bandă de tip Butterworth, ajungând la
primul mixer care, In această situaţie
primeşte semnal şi de la VFO, acesta
fiind de tip ECO cu tranzistor FET (TI),
tranzistoarele T2-T3 realizând
separarea oscilatorului de celelalte
etaje. Din emitorul lui T3, prin trimerul
Ptl se extrage semnalul reglabil la
nivel optim pentru mixare, pe când din
colectorul aceluiaşi tranzistor este
preluat semnalul pentru scala digitală.
VFO-ul funcţionează Intre
frecvenţele de 11,187^11,487 MHz,
rezultând frecvenţa Intermediară de
7687 kHz, Această valoare s-a ales
având disponibile un număr de 7
asemenea cristale.
Acest tip de mixer, pentru a
funcţiona în parametrii optimi, este
TEHNIUM • Nr. 12/1998
pretenţios la adaptarea impedanţei
porţii de ieşire care trebuie să fie de
SOQîntr-un larg domeniu de frecvenţe,
în acest scop am introdus, ca sarcină
a mixerului, un atenuator reziştiv de
3dB, urmat de un amplificator (T5+T6),
cu impedanţa de intrare tot de 50Q.
Curentul prin acest amplificator cu
două FET-uri s-a stabilit !a 25mA,
pentru a forţa o dinamică cât bună.
Sarcina acestui etaj o constituie
rezistenţa paralelă cu bobina toroîdală
care realizează şi optimizarea
impedanţei pentru intrarea în filtrul
scara (400Q), La fel, la ieşirea din filtrul
scară se află un transformator identic,
acesta adaptând impedanţa filtrului la
impedanţa mare a primului amplificator
de frecventă intermediară de tip MOS-
FET,
Amplificatorul de F! are două
etaje identice realizate cu
tranzistoarele T7-T8 Semnalul
amplificat ajunge la al doilea mixer
echilibrat care pe timpul recepţiei
primeşte semnal şi de Sa BFO, acesta
fiind un oscilator realizat cu cristalul de
cuarţ Q1 t tranzistorul T14 şi
amplificatorul TI5.
Audiofrecvenţa astfel obţinută
pătrunde în preamplifieatoru! de AF
realizat cu tranzistoarele T9-T1G. Se
obţine astfel semnatul de atac al AAF,
reglabil ca nivel din Pt2, care, trecând
mai departe prin circuitul integrat
LM386 ajunge amplificat la difuzor.
O parte din acest semnal deAF
este preluat prlntr-o rezistenţă şi
introdus în lanţul de RAA, funcţia
specifică revenind tranzîstoarelorTI 2-
TI 3.
Pe tranzistorul TI 3 găsim
semnal de audiofrecvenţa recresat,
potenţiometre! MGC făcând posibilă
reglarea manuală a nivelului general
al amplificării, la recepţie.
Din colectorul TI 3 se culege
semnalul de RAA care ajunge !a porţile
2 ale tranzîstoarelor AF1, prin dioda Dl.
în emltoreste conectat S-metrul. Dioda
D2 efectuează separarea curentului
continuu preluat prin Pt3 pe timpul
emisiei
Pe scurt, peste nivel ui reglat eu
potenţiometre! MGC se suprapune
RAA-ul care va lucra proporţional cu
semnalul recepţionat,
Tranzistorul T11 are rolul de a
bloca recepţia în timpul emisiei.
Funcţionarea ia emisie
La emisie, semnalul preluat de
microfon, pe poziţia Tx-SSB, este
amplificat de TI 6 şi TI 7 ajungând pe
TI 8 care primeşte alimentare numai pe
poziţia Tx-SSB pentru a bloca
semnalul de microfon spre primul
mixer în poziţia VOX.
Din emitorul lui TI 8 semnalul de
AF - microfon ajunge pe mixerul 1 care,
pe timpul emisiei, primeşte de această
dată semnal de la BFO - funcţionând
ca mixer echilibrat. Semnalul de tip
DSB obţinut trece prin T5, T6 şi filtru,
la poarta Iul T7 având astfel semnal
de tip SSB. Mai departe acesta este
amplificat de T7 si T8, aici amplificarea
fiind controlabilă din exterior prin
potenţîometrulTx-GAlN (şi dioda D3)>
După amplificare, radiofrecvenţa
ajunge la al doilea mixer, care în acest
caz primeşte semnal de la VFO, ia
ieşirea sa obţinăndu-se semnat de RF
de 3,5MHz. Prin atenuatorul reziştiv şt
filtrul trece-bandă semnalul ajunge la
amplificatorul de emisie cu trei etaje
realizate cu tranzistoarele T22, T23,
T24, care se prezintă într-o configuraţie
clasică.
Tranzistorul T21 manipulează
primul etaj, pentru a reduce la minim
scurgerea semnalului pe poziţia de
telegrafie spre final, iar în poziţia SSB
acest tranzistor este permanent
deschis prin dioda D4.
La emisie telegrafie, prin
apăsarea manipulatorului, simultan
sunt comandate mai multe etaje. Prin
04 se deschide tranzistorul 721, prin
dioda D5 se comandă trecerea staţiei
pe emisie, iar din D6 se deschide T26.
Ca urmare oscilatorul de AF - ton T25
primeşte alimentare şi furnizează
semnalului de autoton. Nivelul acestui
semnal se reglează la optim prin Pt3,
de unde întră In AAF (Cl-1).
Funcţionarea In regim VOX este
foarte eficientă în ciuda simplităţii sale
constructive. Semnatul de AF
amplificat prin colectorul tranzistorului
T17 deschide tranzistorul T19 care
pune la masă baza lui T20 r de tip pnp,
si care la rândul său comandă releul
RxTx,
Dacă se doreşte lucrul cu
funcţia PTT, comutatorul VOX/PTT se
mută pe poziţia PTT(K1) şi, prin simpla
punere la masă a diodei, se deschide
tranzistorul T20. _
ii
beTia electrica a transceiverului monobanda "CRINA"-QRP
= LABORATOR
CONSTRUITI-VĂ UN OSCILOSCOP !
î
îng. Şerban Naicu
ing. Gheorghe Codârlă
introducere
Probabil că realizarea prin
mijloace proprii a unui osciloscop
catodic reprezintă visul oricărui
electronist. Vis pe care, probabil, foarte
puţini dintre aceştia îi realizează.
Construirea unui osciloscop nu
este deloc o treabă simplă, ba chiar
dimpotrivă De aceea, fără să dorim să
descurajăm pe nimeni, atragem atenţia
asupra dificultăţilor de realizare ale
unui astfei de aparat.
V/c£v
Dacă nu am reuşit încă să vă
speriem îndeajuns ea să renunţaţi,
atunci să trecem la treabăî
Osciloscopul catodic
reprezintă un aparat electronic de
măsurat cu ajutorul căruia poate fi
vizualizată valoarea instantanee a unui
semnal electric funcţie de timp. Faptul
că vizualizarea formei semnalului se
face pe ecranul unui tub catodic (cu
deflexie electrostatică) determină
denumirea de osciloscop catodic.
PozV
Evident că, în prezent, se pot
procura tuburi catodice rectangulare,
de mari dimensiuni, având o "pădure”
de electrozi, care permit realizarea
unor osciloscoape cu dublu spot,
extrem de performante, dar care
necesită o construcţie internă foarte
complexă şi o mare experienţă din
partea constructorului.
Autorii fac menţiunea câ
prezentul osciloscop nu reprezintă
preluarea schemei electronice a
acolo
Recomandăm o astfel de
încercare, căci în fond asta şi este,
doar electronistelor cu experienţă şi
cunoştinţe în domeniu.
Dificultăţile realizării
osciloscopului constau în numărul
relativ mare al plăcilor şi
subansamblelor care trebuie realizate
(şi care necesită o mare atenţie în
execuţie), în calitatea şi precizia
deosebite cu care acestea trebuie
executate şi reglate, în numărul mare
(şi preţul ridicat) al componentelor
folosite, ca să nu mai vorbim de ...
partea mecanică (inclusiv carcasa).
Gradul mare de dificultate al
unei asemenea curajoase întreprinderi
este reflectat, de exemplu, şî de
numărul extrem de mic (doar 5
construcţii practice) de astfel de
aparate propuse spre realizare în
revista şi almanahul TEHNIUM în cei
aproape 30 de ani de apariţie
neîntreruptă (şi pe care le indicăm la
bibliografie).
14
Osciloscopul este un aparat
absolut indispensabil în laboratorul
oricărui electronist, datorită faptului că
permite efectuarea unor tipuri diverse
de măsurări cantitative şi calitative.
înainte de a prezenta partea
efectivă de construcţie a
osciloscopului, este necesară
prezentarea, pe scurt, a noţiunilor de
bază privind structura şi funcţionarea
unui osciloscop catodic modern.
Osciloscopul a cărui construcţie
este propusă cititorilor noştri este unul
de clasă medie, de uz general,
monospot, cu frecvenţa de 10MHz,
fiind accesibil realizării în condiţii de
amator.
Tubul catodic de la care s-a
pornit, este un tub obişnuit (rotund),
având un diametru de 7,6cm, de
fabricaţie Toshiba, de tip 3KP,(F).
Tubul este relativ scurt (circa 30cm)
permiţând realizarea unei construcţii
compacte, uşor de transportat în cazul
unor intervenţii “pe teren”,
vreunui tip deja existent, ci este o
construcţie (şi o proiectare) proprie,
evident pornind de la nişte aparaie
similare, din care s-au inspirat.
Prezentare generală
Cap. I Schema bloc a
osciloscopului catodic
Deoarece scopul principal at
osciloscopului este acela de a permite
vizualizarea dependenţei de timp a
unui semnal electric, rezultă schema
bloc din figura 1.
Semnalul de vizualizat se aplică
bornei de intrare Y (mufă BNC). Acest
semnal se aplică ATENUATORULUI ÎN
TREPTE, care se reglează (de la
comutatorul Volţi/diviziune) cu scopul
de a menţine amplitudinea valorii
Cuîsa Cursa
dtetfa irweraa
TEHNIUM *Nr. 12/1998
LABORATOR
dtecpTQ
Vr©f
c).
A vx
_
T
Vref
A
t- i
n
i
Figura 3
semnalului în cadru! ecranului tubului
catodic. Urmează AMPLIFICATORUL
Y (pe verticală) care amplifică în mod
liniar semnalul până la valoarea
necesară comandării plăcilor Y ale
tubului catodic (plăci de deviaţie
verticală). Poziţia pe verticală a trăsei
osciloscopului (respectiv a imaginii) se
stabileşte prin dezechilibrarea
amplificatorului Y (de curent continuu),
controlată cu potenţiometrul “Poziţie Y"
de pe panoul frontal.
Pentru a se putea asigura
deviaţia pe orizontală a spotului este
necesar să se aplice pe plăcile de
deflexie orizontale (plăcile X)
un semnal proporţional cu
timpul t, având o formă liniar
variabilă (tensiune în dinţi de
fierăstrău), pe ecranul
tubului cinescop apărând
astfel dependenţa y(t), unde
y reprezintă semnalul de
vizualizat.
Acest semnal propor¬
ţional cu timpul, având forma
prezentată în figura 2, se
numeşte baza de timp şi este
produs de generatorul
BAZEI DE TIMP, fiind apoi
amplificat la nivelul necesar
de către AMPLIFICATORUL
X (pe orizontală) şi aplicat
plăcilor X (de deviaţie pe
orizontală) ale tubului
catodic. Amplificatorul X are
rolul de a amplifica semnalui
în dinte de fierăstrău furnizat
de baza de timp, până la
valoarea necesară obţinerii
unei deviaţii totale a spotului
pe orizontală, astfel încât
lungimea trăsei să fie egală
(sau puţin mai mare) cu
diametrul tubului catodic.
Se observă pe forma
semnalului din figura 2
porţiunea crescătoare, care
reprezintă cursa directă, în
care spotul parcurge ecranul
de la stânga la dreapta şi porţiunea
descrescătoare (mult mai scurtă în
timp), cursa inversă, în care spotul
descrie o mişcare inversă, de la
extremitatea dreaptă la extremitatea
stângă a ecranului. Vizualizarea
semnalului (a dependenţei y(t) se
realizează în timpul cursei directe, in
timpul cursei inverse, prin intermeciul
unui circuit de stingere comandat de
generatorul bazei de timp, spotul este
stins.
Facem remarca importantă că
dependenţa tensiune-timp pentru
cursa directă trebuie să fie cât mai
d).
liniară, în timp ce pentru cursa inversă
neiiniarităţile dependenţei tensiune-
timp sunt neesenţiale, singurul lucru
esenţial pentru cursa inversă (de
stingere a spotului) fiind durată ei cât
mai redusă.
Pe ecranul osciloscopului
imaginea va fi stabilă numai în situaţia
în care perioada T a bazei de timp este
egală (sau este un multiplu) cu
perioada semnalului vizualizat. Dacă
există abateri mici de la această
egalitate, imaginea se deplasează lent
spre stânga sau spre dreapta, în
funcţie de sensul abaterii, iar pentru
abateri mai mari imaginea devine
incoerentă. Pentru a se obţine această
condiţie de egalitate se va acţiona
asupra frecvenţei bazei de timp (timp/
diviziune), prin intermediul unui buton
de pe panoul frontal, până în momentul
în care se obţine o imagine stabilă.
Structura do osciloscop
prezentată în figura 1 permite şi
vizualizarea dependenţei a două
semnale y şi x (respectiv y{x)), prin
trecerea comutatorului corespunzător
de pe panoul frontal pe poziţia X-EXT,
semnalul x fiind aplicat la borna EXT-
X.
Blocul ALIMENTARE REŢEA
asigură tensiunile continue necesare
funcţionării etajelor funcţionale
(modulelor) din osciloscop, iar blocul
ALIMENTARE TUB CATODIC asigură
tensiunile necesare tubului catodic,
conţinând inclusiv blocul de înaltă
tensiune (-2000V). Reglajele
LUMINOZITATE, FOCALIZARE şi
ASTIGMATISM acţionează asupra
valorilor tensiunilor aplicate grilelor
tubului catodic, determinând
strălucirea şi focalizarea trăsei
osciloscopului (respectiv a curbei
semnalului vizualizat).
Referitor la funcţionarea unui
asemenea tip de osciloscop catodic
facem observaţia că între fiecare punct
a! imaginii de pe ecranul tubului şi
fiecare valoare a semnalului vizualizat
EXT*
MonostqbH
Figura 4
Declanşator
automat
TEHNIUM • Nr. 12/1998
15
LABORATOR
există o dependenţă
biunivocă, motiv pentru
care acest tip de
osciloscop se numeşte şi
osciloscop In timp real.
Cap. II Baza de timp
Baza de timp
reprezintă etajul funcţional
cel mai important în ceea
ce priveşte caracteristicile
funcţionale ale unul
osciloscop catodic,
principalele sale atuuri fiind
o bună liniaritate şi o
decianşare stabilă. Buna
liniaritate a bazei de timp
elimină apariţia
distorsiunilor formei de
undă vizualizate pe axa
orizontală (X), iar o
declanşare stabilă
determină o imagine pe
ecran fără tremurâturi.
Reamintim faptul că
semnalul generat de baza
de timp constă într-o
tensiune liniar-variabilă
(dinte de fierăstrău) care
se aplică plăcilor X ale
tubului catodic şi care
antrenează trasa
orizontală pe lungimea
ecranului, intr-un mod
liniar. Când trasa a parcurs
toată lungimea ecranului,
tensiunea liniar variabilă
descreşte rapid la 0 şi
fasciculul de electroni
(care generează trasa) se
întoarce la punctul de
plecare. Pentru a evita
apariţia pe ecran a cursei
inverse (de întoarcere a
spotului la punctul iniţiat)
se va bloca curentul de
fascicul ai tubului catodic
în această perioadă.
Această stingere a tubului
catodic în afara cursei utile
a bazei de timp se face prin
scăderea potenţialului
grilei I (de comandă) faţă
de potenţialul catoduluL
în figura 3 este
Ilustrat principiul unei baze
de timp declanşate. Ce
înseamnă acest lucru?
în cursul baleiajului
său trasa suferă o defîexie
în direcţia verticală
determinată de semnalul
16
TEHNIUM • Nr. 12/1998
LABORATOR
aolicat la plăcile Y, făcând să apară pe
ecran forma de undă aplicată la
intrarea osciloscopului. Daca baza de
timp este lăsată să lucreze liber (fără
intrare de comandă) sunt şanse foarte
BM339(ROB339)
Capsula ro-'iâ
[vedere de sus)
Figura 6
mari ca baleiajul să nu pornească de
fiecare dată din aceîaşi punct al
semnalului de intrare. Porţiunea de
formă de undă vizualizată In cursul
fiecăruia dintre baleiaje va fi, prin
urmare, diferită şi trasa va crea
impresia că are forme diferite de la un
moment la altul, pe ecranul
osciloscopului. Acest iucru se poate
vedea în figura 3a.
Pentru obţinerea unei trase
stabile, baza de timp nu trebuie să
funcţioneze liber, ci să pornească în
acelaşi punct al semnalului la fiecare
baleiaj, cum se observă în figura 3b,
Circuitul de declanşare
detectează amplitudinea semnalului (a
formei de undă) şi, de asemenea,
sensul de variaţie al acestuia (pozitiv
sau negativ).
Dacă perioadele succesive ale
unui semnai au aceeaşi amplitudine,
nivelul de declanşare nu are decât o
importanţă redusă şi de obicei se
declanşează trasa la trecerea prin 0 a
semnalului, astfel încât punctul de
declanşare nu variază dacă
amplitudinea variază (figura 3c)
Dacă mai multe perioade
succesive ale aceluiaşi semnal nu au
aceeaşi amplitudine şi dacă se face
declanşarea la punctul 0, acest lucru
va determina ca ciclurile succesive de
amplitudine diferite să apară pe ecran
în acelaşi timp, într-un astfel de caz
este necesar ca baza de timp să fie
declanşată pe perioada de amplitudine
cea mai mare a semnalului, după cum
se vede în figura 3d.
Circuitul de declanşare va fi
prevăzut cu un reglaj al nivelului de
declanşare care asigură o declanşare
precisă pe orice formă de undă
repetitivă,
O schemă bloc a circuitului
bazei de timp şl a celui de
declanşare este prezentată în
figura 4, Ca sursă de declanşare
poate fi aleasă, cu ajutorui
comutatorului K1 t fie ieşirea
preampiificatorulu! Y, fie un
semnal extern. Semnalul de
declanşare este comparai cu o
tensiune de referinţă care poate
varia în mod continuu, reglajul
nivelului de declanşare făcându-
se cu potenţiometrul P.
Atunci când nivelul semnalului
depăşeşte nivelul de declanşare,
ieşirea comparatorului trece la
nivelul SUS, iar când nivelul
semnalului scade sub nivelul de
declanşare, ieşirea comparatorului
trece la nivelul JOS
Selectorul de polaritate +■/* va
determina dacă baza de timp va
declanşa pe frontul pozitiv sau pe cel
negativ de ia ieşirea comparatorului.
Frontul ales va declanşa un
monostabil care va livra un impuls scurt
(de durată determinată), care va
declanşa, la rândul sau, generatorul de
baleiaj.
în sfârşit, la ieşirea generatorului
de baleiaj se găseşte un amplificator
tampon, care joacă rolul de amplificator
de ieşire şi care ataca amplificatorul
X, Cu baza de timp în modul "automat 31 ,
acesta va funcţiona liber în absenţa
semnalului de declanşare. Acest lucru
este cu adevărat util atunci când se
vizualizează tensiuni continue care nu
furnizează semnal de declanşare
Nivelul semnatului de ia intrare
(comutatorul K1) necesar pentru
sincronizare sigură este de SOmVeff
(sinusoidal), respectiv lOOmVvv
(dreptunghiular).
în figura 5 este prezentată
schema electrică completă a circuitului
de declanşare şi a bazei de timp. Acest
modul funcţional conţine cinci circuite
integrate ((3E555, 2 bucăţi CDB4121,
PM339 şi CDB400) şi şapte
tranzîstoare cu siliciu.
Semnalul de sincronizare (de la
amplificatorul Y sau de la o sursă
externă) se aplică prin intermediul
condensatorului Ct în baza
tranzistorului TI. Acest tranzistor
prezintă o impedanţâ ridicată de intrare
şi are un câştig de 4,7. Semnalul de
ieşire, de Ja colectorul tranzistorului, se
aplică prin rezistorul R9 la intrarea
inversoare (-) a comparatorului (3M339 t
în timp ce la intrarea neînversoare (+)
a acestuia se aplică, prin intermediul
rezistorului R10 r tensiunea de pe
cursorul potenţiometrului PI, cu
ajutorul căruia se reglează nivelul de
referinţă de declanşare.
A "
In figura 6 este prezentată
capsula cu semnificaţia pinilor
circuitului integrat Cil, de tip PM339
(de fabricaţie IPRS - Băneasa), similar
cu ROB339 (de fabricaţie ICCE
Băneasa). Acesta reprezintă un
comparator cuadruplu, de precizie, In
schema de faţă fiind utilizat doar 1/4
din acest integrat, respectiv doar primul
comparator (având la pinul 4 intrarea
inversoare. la pinul 5 intrarea
neînversoare şi la pinul 2 ieşirea).
Alimentarea cu tensiune a circuitului
(3M339 se face ia pinul 3 (+15V) şi ia
pinul 12 (GND). De remarcat că, dat
fiind faptul că ieşirea (pinul 2) este cu
\mm\
IEŞIRI
IA\
7A2
Q
/Q
D
X
1
0
1
X
D
1
0
1
X
X
0
0
1
1
t i
X
0
1
1 (
1
JL
u
1
7
1
1
JL
ir
\
7
1
JL
ir
0
X
f
JL
u
X
: 0
JL
u
TEHNIUM • Nr. 12/1998
17
LABORATOR
'"colectorul în goV\ aceasta se
conectează fa sursa de +5V prin
intermediul rezistorului R11 (2,2k il).
Prin intermediul rezistorului
R12(1M£2) se asigură o slabă reacţie
pozitivă de fa ieşirea comparatorului la
intrarea sa neinversoare, ceea ce are
ca efect evitarea declanşărilor
instabile, în situaţia apariţiei semnalelor
cu zgomote electrice.
Declanşarea bazei de timp este
asigurată de circuitul basculant
monostabil !C3, de tip GDB4121.
Acesta are capsula (de tip TO-116) cu
semnificaţia pinilor şi tabela de adevăr
(de funcţionare) prezentate în figura
7.
Semnul i semnifică tranziţia de
la 1 logic (HIGH) la 0 logic (LOW) s iar
semnul î de la 0 logic ta 1 logic.
Simbolul X semnifică starea indiferentă
(0 sau 1).
La pinii 9, 10 şi 11 ai
monostabilului se conectează grupul
R-G de temporizare (în schema
noastră pinul 9 nu este utilizat).
Pinii 3 şi 4 (care reprezintă
intrările /Al şi /A2) sunt conectaţi
împreună şi legaţi la masă.
Monostabilul C13, ca şi CI4 de
altfel, declanşează la primirea unui
impuls pozitiv primit la intrarea B (pinul
5), livrând un scurt impuls negativ Ia
ieşirea /Q (pinul 1, circuitul integrat C13)
care va comanda baza de timp.
Se va arăta în cele ce urmează
modul în care selectorul de polaritate
K1(+A) determină baza de timp să
declanşeze pe frontul pozitiv sau pe
cel negativ al impulsului de la ieşirea
comparatorului (3M339 (pinul 2).
Atunci când nivelul semnalului
de fa intrarea de sincronizare (provenit
de la amplificatorul Y) depăşeşte
nivelul de declanşare care se reglează
cu ajutorul potenţiometrului PI (deci,
când potenţialul de la intrarea
inversoare a comparatorului
depăşeşte potenţialul de la intrarea
neinversoare), ieşirea comparatorului
(pinul 2 al lui (3M339) trece la niveful
SUS.
Cu alte cuvinte, impulsul de la
ieşirea comparatorului se va afla pe
frontul pozitiv. Să urmărim ce se
întâmplă în această situaţie când
comutatorul K1 se află pe poziţia
P0Z3T1V(+) si respectiv pe poziţia
NEGATIV(-).
Cu K1 pe poziţia {+), Ia pinul 5
al circuitului CI2 (de tip CDB400) se
18
aplică 0 logic (este pus la masă). La
ieşirea comparatorului (pinul 2, (iM339)
avem 1 logic, care este inversat de
poarta NI, obţinând 0 logic la ieşirea
acesteia, care se aplică 1a cealaltă
intrare a porţii N2 (pinul 4, CDB400).
Poarta M2 (având 0 logic la ambele
intrări) va livra 1 logic la ieşire.
Semnalul 1 logic de la ieşirea
comparatorului ajunge şi la pinul 13 al
CI2 (poarta N4), la cealaltă intrare a
porţii N4, (pinul 12) aplicându-se tot 1
logic, la ieşirea acestei porţi (pinul 11,
CDB400) rezultă 0 logic. Deci, poarta
N3 va primi la intrări semnalul de 1 logic
(pinul 9) şi 0 logic (pinul 10), livrând la
ieşire 1 logic, adică un scurt impuls
pozitiv care va declanşa monostabilul.
Dacă se trece comutatorul K1
pe poziţia (-) se va vedea că
monostabilul nu poate fi declanşat pe
frontul pozitiv al semnalului de la
ieşirea comparatorului, ci doar pe
frontul negativ (descrescător) al
acestui semnal, adică, atunci când la
pinul 2 al lui (3M339 (ieşirea
comparatorului) există 0 logic. Acest
semnal este inversat de poarta NI care
scoate la ieşirea sa 1 logic, pe care îl
aptică Ja pinul 4 al lui CDB400 (poarta
N2). La cealaltă intrare a porţii N2 se
aplică tot 1 logic, deci la ieşirea
acesteia (pinul 9, CDB400) rezultă 0
logic.
Semnalul 0 logic de la ieşirea
comparatorului ajunge la pinul 13 al lui
CDB400 (poarta N3), la pinul 12 al
aceleiaşi porţi având tot 0 logic (prin
comutatorul K1 pe poziţia negativ).
Deci, la ieşirea porţii N4 rezultă 1 Jogic
care se aplică ia intrarea porţii N3 (pinul
10, CDB400). Această ultimă poartă
(N3) primeşte la cealaltă intrare (pinul
9) un 0 logic, după cum s-a arătat,
rezultând la ieşirea acesteia (pinul 8)
un semnal pozitiv care va declanşa
monostabilul.
- continuare în numărul viitor -
Your Internet Business Solution
I ’aR
lExplorer
I
nternet
/
1
m
E-mail Netscape
Numai prin noi aveţi acces la
Internet din toată tara , cu viteză
maximă si costuri minime!
WebTalk RealAudio
Telnet/FTP
Tel: 01-323 8255 Fax: 01-3239191
Email: [email protected]
http://www.starnets.ro
HOT JAVA
TEHNIUM • Nr. 12/1998
LABORATOR
RECEPTOR CU AMPLIFICARE DIRECTĂ
ing. Ştefan lanciu
Un receptor cu ampiificare
directă (RAD) trebuie să aibă o
sensibilitate suficient de înaltă şi o bună
selectivitate. Aceste cerinţe sunt întru
totul îndeplinite de RAD cu două
circuite acordate. Cu toate că nu
depăşeşte receptorul superheterodină
în ceea ce priveşte sensibilitatea şi
selectivitatea, prezintă, în aceiaşi timp,
şi avantaje evidente: lipsa frecvenţelor
combinaţionale - a căror existenţă se
ma nifestă în gama audio sub forma de
fluierături-, simplitatea construcţiei şi
reglajului şi, mai ales. costul mic al
componentelor.
Prezintă următoarele carac¬
teristici tehnice:
- gama lungimilor de undă
recepţionate: UL şi UM (300-1300m);
-sensibilitatea: 2,5mV/m;
- puterea de ieşire: 3;5mW;
-tensiunea de alimentare: 3,7V;
- rezistenţa căştii telefonice nu mat
mică de: 32Q;
- limitele tensiunii între care
funcţionarea este normală: 2.5-5V;
- curentul "consumat”: maxim 8mA.
Schema de principiu este dată
în desen. Semnalul de RF se obţine
pe circuitul oscilant (CO) serie LI.
C1.1, C2 şi prin C3 şi C4, se aplica la
emitorul tranzistoarelor TI şi T2 care
formează ARF în conexiune BC.
Avantajul acestei scheme BC, constă
în aceea că permite conectarea
tranzistoarelor ARF, la circuitul de
intrare, fără a fi nevoie de transformator
coborâtor. Sarcina ARF este cel de-al
doilea CO L2, CI.2. C9 conectat, prin
intermediul C8, la circuitele de colector
ale tranzistoarelor TI şi T2. Semnalul
de RF obţinut pe acest circuit se aplică
prin L3 şi CIO. la intrarea ARF cu trei
etaje (pinul 5) şi. mai departe, la
intrarea detectorului, cu două etaje, cu
tranzistoare ale CI DAI, Semnalul
detectat obţinut la pinul 9 se aplică la
filtrul CI 7, R9, C19. Sarcina
detectorului este potenţiometrul R10 -
“volum”. De la acesta, semnalul de AF
se aplică la pinul 2 al CI DAI. ARF - cu
amplificare reglabilă - al acestui CI
joacă roiul de preampiificator de AF.
Ieşirea 14 a CI este legată la baza T3
aÂAF. Polarizarea lui T3 se aplică chiar
de la Ci. Sarcina (casca telefonică D)
este conectată în circuitul de coiector
al lui T3. R11, din circuitul de emitoral
tranzistorului T3, realizează o mică
reacţie negativă ce îmbunătăţeşte
audiţia.
Ca antenă magnetică se
utilizează o tijă din ferită 400NN cu
diametrul de lOmm. Bobina LI
conţinând 140 spire se bobinează pe
o carcasă standard cu 8 secţiuni,
montată pe tija de ferită. Pentru
bobi na re se foloseşte un mănunchi din
trei conductoare de cupru emailat o
0,12. L2 şi L3 se bobinează pe un inel
K8x4x2,5 din ferită 400NN. L2 conţine
80 de spire din liţă de 1F cu şapte fire
emailate, izolată cu un strat de mătase
(LEŞO 0,05) iar L3, bobinată peste L2.
4 spire conductor o 0,18 emailat, izolat
cu un strat de mătase. TI (KT361G,
R3‘ fîS
analog cu BCW57, BCW62A.
BCW63A, BC157, BSW20,2SA555) si
T2 (KT315G analog cu BC107 1 ,
BFP722, 2SC634, 2SC641, 2N929)
trebuie să aibă coeficienţii de
amplificare în curent h 71ir apropiaţi.
Pentru evitarea unei reacţii nedorite
intre antena magnetică şi CI DAI,
acesta se dispune într-un ecran-folie,
legat la masa receptorului. Reglajul
receptorului începe cu verificarea
regimului TI şi T2. Este important ca
tensiunile EC ale ambelor tranzistoare
să fie identice şi se stabilesc cu ajutorul
lui R1. Ajustând R3 şi R4 se stabilesc
curenţii prin TI şi T2 în limitele
0,8-12mA. jn cazul unui montaj corect
nu este necesar reglajul etajelor
realizate cu CI DAI şi tranzistorul T3.
Calitatea recepţiei, se ştie, că depinde
de preacordarea corectă a CO. Acesta
se realizează în ordinea următoare:
acordând receptorul, cu ajutorul CI. pe
un post cu audiţie clară de la începutul
scalei, cu ajutorul C2, se stabileşte
limita începutului recepţiei. Apoi, cu
ajutorul lui C9, se acordează cel de-al
doilea CO, după audiţia optimă a
aceluiaşi post, şi se marchează acest
punct pe scală. Acordul corect, pe
postul ales, la capătul scalei, se
efectuează prin deplasarea LI de-a
lungul tijei antenei magnetice. După
aceasta, din nou, acordându-se, cu
ajutorul condensatorului variabil pe
staţia de la începutul scalei, cu C2 se
precizează acest acord.
(Prelucrare după RADIO 2/1995 - CSI)
R3
Comparatoarele sunt circuite
electronice care semnalează prin
intermediul mărimii de ieşire dacă una
dintre mărimile de intrare este mai
mare sau mai mică decât mărimea
celeilalte intrări, considerată referinţă.
Deşi au un rof extrem de
important în realizarea structurii
schemelor electronice, compa¬
ratoarele sunt foarte puţin cunoscute,
fiind de regulă confundate cu
amplificatoarele operaţionale (in buclă
deschisă).
Confuzia este generată de
faptul că simbolul comparatorului de
tensiune este acelaşi cu al
amplificatorului operaţional, fiind
prezentat în figura 1.
Caracteristica de transfer a
circuitului (curba trasată cu linie
continuă -1- corespunde unei tensiuni
nule de decalaj la intrare, iar curba cu
linie întreruptă -2- unei tensiuni de
decalaj U D ) este dată în figura 2. Celor
două valori limită, U 0L şi respectiv U C|r
ale tensiunii de ieşire li se asociază
valorile logice "0” şi J rt ?1 proprii
circuitelor digitale (numerice). Acest
lucru atribuie comparatoarelor
caracteristica de 'Interfaţă” - semnal
analogic la intrare - semnal logic la
ieşire, ceea ce le face indispensabile
în acele montaje unde este necesară
intermedierea între partea analogică şi
partea logică a unui ansamblu.
întrucât sarcina pe care o
comandă de obicei comparatorul este
un circuit logic, trebuie ca punctul
median al caracteristicii de transfer să
corespundă tensiunii de prag (U p ) a
circuitului logic respectiv (de exemplu,
1,4V la circuitele logice de tip TTL).
Deci, pentru o tensiune de intrare
diferenţială nulă, tensiunea de ieşire
trebuie să aibă valoarea tensiunii de
prag (U }. în acest mod punctul
corespunzător tensiunii de intrare nule
(de pe caracteristica de transfer) este
.= ABC
COMPARATOARE DE TENSIUNE
Ing. Şerban Narcu
Jr echidistant” faţă de cele două stări
logice ale ieşirii (“0" şi "1").
Principalii parametri carac¬
teristici ai comparatoarelor sunt
următorii:
- rezoluţia , reprezintă valoarea
tensiunii de intrare diferenţială (U R )
necesară pentru a se determina o
decizie logică la ieşire. Aceasta
depinde de amplificarea în tensiune a
comparatorului (A u ), conform relaţiei:
UR = (M oe -U p )/A u =(U p -U OL )/Aj
- tensiunea de decalai ,
reprezintă tensiunea diferenţială (LL)
care trebuie aplicată la intrări pentru
ca la ieşire să se atingă nivelul tensiunii
de prag (U p ). Prezenţa acestei tensiuni
de decalaj determină deplasarea
caracteristicii reale de transfer (curba
trasată punctat) cu valoarea U [D , faţă
de caracteristica ideală de transfer
(curba trasată cu linie continuă);
- curentul de polarizare ,
reprezintă media aritmetică a celor doi
curenţi de intrare pentru o tensiune de
ieşire egală cu tensiunea de prag (U p );
- curentul de decalai la intrare ,
reprezintă valoarea absolută a
diferenţei celor doi curenţi de intrare
pentru o tensiune de ieşire egală cu
tensiunea de prag (U p );
- timpul de răspuns, reprezintă
intervalul de timp dintre momentul
aplicării la intrare a unui semnal treaptă
de tensiune şi momentul în care
tensiunea la ieşirea comparatorului
ajunge la valoarea de prag (U );
- softanta . (Fan Out-ul)
reprezintă numărul de intrări logice
care pot fi comandate din ieşirea unui
comparator.
Un comparator prezintă două
intrări, una neinversoare (+) şi una
inversoare (-), o ieşire şi două
conexiuni de alimentare (+V şi -V). De
fapt, putem vorbi chiar de trei conexiuni
de alimentare, celor două adăugând şi
masa (GND). Uneori mat există încă o
conexiune, numită STROBE, care
oferă posibilitatea autorizării sau
inhibării funcţionării comparatorului.
Astfel, dacă dispune de această
facilitate, comparatorul “răspunde”
numai când este autorizat
în numeroase tipuri de
comparatoare integrate etajul de ieşire
este reprezentat de un tranzistor (de
tip npn) cu colectorul în gol, ca în figura
3. Este necesar să se conecteze
această ieşire la plusul tensiunii de
alimentare (+V) prin intermediu! unui
rezistor (R), denumit “de tragere”.
Numai în acest mod comparatorul
poate funcţiona, altfel funcţionarea
acestuia fiind imposibilă. Emitorul
tranzistorului de ieşire este conectat fa
masă (GND). în acest caz,
funcţionarea comparatorului este
următoarea: ieşirea sa se va găsi în
"0” logic când tensiunea de la intrarea
neinversoare (+) este mai mare decât
cea de la intrarea inversoare {-) şi
respectiv în situaţia opusă (U IN7 >U !N1 )
ieşirea comparatorului se va afla In “1 ”
+V OUTl
Figura 4
TEHNIUM • Nr. 12/1998
ABC
logic {potenţial apropiat de +V).
La alte tipuri de comparatoare
şl emitorul tranzistorului de ieşire (mai
cine zis al ansamblului complex de
tranzistoare Integrate echivalent cu un
tranzistor de tip npn) este conectat la
un pin al circuitului integrat, ca în figura
4, Avem în acest caz două ieşiri OUT1
şi respectiv OUT2, prima fiind
considerată ieşirea normală, iar cea
de-a doua conectându-se, de regulă,
ta masă.
Dacă se doreşte utilizarea ieşirii
0UT2 (emitorul tranzistorului final) se
procedează ca în figura 5: se
conectează ieşirea OUT1 {colectorul
tranzistorului) la +U aproape direct,
prin intermediul unei rezistenţe de
valoare foarte mică (15CK2-22QQ) cu
rol de protecţie a tranzistorului în caz
de scurtcircuit pe ieşire.
Dacă se utilizează această
configuraţie (cu ieşirea din emitorul
tranzistorului, funcţionarea compa¬
ratorului se inversează {ca şi cum
intrările (+) şi {-) ar fi inversate între
ele). Acest lucru se datorează faptului
că r în acest caz, dispare rolul de
inversor al tranzistorului final).
Astfel, vom avea: nivel J T logic
la ieşire dacă: U + >U şi nivel logic "0"
la ieşire dacă U_<U .
Dar, cel mai utilizat montaj
rămâne ce! din figura 3 a cărui
funcţionare o reamintim pe scurt. Când
U + >U tranzistorul final este blocat şi la
ieşire (colectorul său) avem "1" logic
(potenţial apropiat de valoarea +U) ,
iar când U^<U tranzistorul este saturat
şi la Ieşire avem "O” logic (potenţial
apropiat de cet al masei).
Tensiunea de ieşire a unui
comparator este comandată de
diferenţa dintre tensiunile e 1 şi e 2 , din
figura 6. Dar ce se întâmplă când
aceste intrări sunt la acelaşi potenţial?
Trecerea ieşirii comparatorului de la un
nivel de tensiune la altul (din starea
JOS în starea SUS, sau invers) nu are
TEHNIUM • Nr. 12/1998
loc, în general, în urma unui proces
cumulativ, ci vor exista stări
intermediare, când potenţialele celor
două intrări (+ şi -) sunt suficient de
apropiate ca valoare. Acest lucru
înseamnă o diferenţă de potenţial
foarte mică, mai mică de 5mV, între
cele două intrări, câştigul global
(amplificarea) al unui comparator fiind
aproape la feî de mare ca Get al unui
amplificator operaţional în buclă
deschisă.
Ca şi la amplificatorul
operaţional, şi în cazul comparatorului
de tensiune, diferenţa de potenţial între
cele două intrări (e 1 şi e 2 ) este cea care
se măsoară, cu condiţia ca valorile
acestora să fie într-o plajă permisă
(dată, de obicei, de raportul valorilor
tensiunilor de alimentare (+V şi -V).
Când această diferenţă de potenţial
este suficient de mică, tranzistorul de
ieşire (din comparator) este parţial
deschis şi tensiunea de ieşire (V 0UT )
poate fi cuprinsă între OV şi +LL
Menţionăm că acesta este un
regim care poate provoca adesea
intrarea în oscilaţie a comparatorului.
+v '
O primă diferenţă între
comparatoare şi amplificatoarele
operaţionale (AO) constă în aceea că,
în timp ce primele nu sunt deranjate
de regimul de saturaţie, AO nu se
utilizează decât foarte rar în regim
saturat, ele funcţionând normal în
regim liniar datorită buclei de reacţie
negativă (dintre ieşire şi intrarea
inversoare), dec. tensiunea lor de Ieşire
rămânând în limitele funcţionării liniare.
în figura 7 este prezentat un AO
în buclă deschisă ataca: Sa intrarea
inversoare (-) de o tensiune fixă de
referinţă (u), ar la intrarea
neinversoare de tensiunea furnizată de
un generator de semnal de joasă
frecvenţă (G) Acest montaj reliefează
faptul că amplificatorului operaţional
"nu-i place” funcţionarea în regim de
saturaţie. Este suficientă o valoare
extrem de mică a tensiunii continue (u),
pozitivă sau negativă, de doar câţiva
milivolţi, pentru a aduce AO ia saturaţie
(ieşirea sa fiind în starea SUS, sau
JOS). Cel mai adesea se poate
conecta intrarea inversoare (-) a AO
chiar la masă, tensiunea de offset a
acestuia fiind suficientă pentru a-l
aduce la saturaţie. Se atacă apoi
intrarea neinversoare (+) cu semnalul
provenit de la generatorul G. Tensiunea
de ieşire a AO (V oul ) va reacţiona
atunci când tensiunea furnizată de
generatorul G va depăşi o anumită
valoare (foarte mică). într-o plajă de
frecvenţă de circa 10-50kHza tensiunii
furnizată de generatorul G, în
tensiunea de ieşire (V QUT ) va apărea □
componentă alternativă. Amplificatorul
operaţional (saturat la început) are un
timp de desaturare destui de mare,
deci el nu reacţionează rapid la
tensiunea furnizată de generatorul G
(mai ales dacă aceasta nu are o
valoare ridicată, sau frecvenţă foarte
scăzută).
Dacă se repetă experienţa
folosind în locul AO un comparator, se
va obţine mult mai rapid o reacţie a
tensiunii de ieşire (V 0UT ) 1 întrucât
acesta are un timp de desaturare foarte
scurt. Fiind proiectat să lucreze într-
un regim "totul sau nimicT
comparatorul a fost proiectat pentru o
desaturare rapidă, nefiind necesar un
timp (de ordinul microsecundelor) ca
la AO.
Este deci clar că utilizat în unele
aplicaţii în locul comparatorului de
tensiune, amplificatorul operaţional va
da rezultate dezamăgitoare.
Există situaţii în care timpul de
desaturare nu este important (fiind
oricât de lung) sau este vorba despre
o tensiune de ieşire de valoare relativ
mare. centru aplicarea la intrarea unui
v- " Figura 8
2l
CI logic, de exemplu, în care
comparatoarele pot fi suplinite foarte
bine de către AO.
în generai, banda de trecere a
unui comparator esle mai mare ca cea
a unui AO. Meftind conceput cu această
destinaţie, amplificatorul operaţional se
comportă de o manieră
necorespunzătoare dacă este folosit
drept comparator.
Ca şi în cazul amplificatoarelor
operaţionale, şi în cazul
comparatoarelor, este foarte dificil ca
în procesul de fabricaţie să se evite o
mică desimetrie între ceîe două
tranzistoare de la intrare. Acest lucru
face ca ieşirea să basculeze (de la 0
volţi la +U) nu la e,=e 3 , cum ar fi
normal, ei când diferenţa e,-e z are o
valoare foarte mică (de ordinul
milivolţilor), dar nu zero. Această foarte
mică tensiune se numeşte offset . Ea
poate fi pur şi simplu neglijată, dar
există tipuri de comparatoare care
permit corectarea acesteia. Acestea
conţin suplimentar încă doi pini, notaţi
cu C şi CL în figura 8, care se
conectează la capetele unui
potenţiometre P. Cursorul acestuia se
leagă la plusul sursei de alimentare
(+V) şi prin reglarea acestuia se obţine
o minimizare a tensiunii de offset.
Trebuie avut în vedere câ această
compensare este valabilă doar Ia
tensiunile de alimentare date şi la o
anumită temperatură.
La un comparator de tip LM311
unul dintre aceşti pini pentru corecţia
de offset serveşte şi pentru comanda
de STROBE. Aplicaţii cu comparatorul
LIVI311 au fost prezentate pe larg în
revista TEHNIUM 7/96. Comanda de
STROBE {de tipul "totul sau nimic")
permite aducerea Ia zero a ieşirii
comparatorului.
Comanda de STROBE (în
engleză, respectiv echantillonage, în
franceză) oferă posibilitatea autorizării
sau inhibării funcţionării comparatorului
printr-o comandă exterioară. în acest
mod comparatorul poate fi scos din
funcţiune pentru perioada dorită. De
22
exemplu, dacă se utilizează
comparatorul pentru comanda unui
semnal de alarma, se poate utiliza
comanda STROBE pentru a introduce
o temporizare. în timp ce comanda
STROBE este aplicată, comparatorul
Figura 11
nu poate comanda alarma, urmând ca
după anularea acesteia, fa un interval
de timp dat, alarma să fie activată.
Deci, prin comanda STROBE
un comparator răspunde numai când
este autorizat.
O altă recomandare pe care o
facem se referă la ceea ce am putea
numi "nervozitatea' 1 comparatoarelor
Astfel, dacă în schema prezentată în
figura 7 se înlocuieşte AO cu un
comparator, atacat la intrarea
neinversoare de generatorul G cu un
semnal sinusoidal de frecvenţă
scăzută, la ieşirea acestuia se obţine
un semnal cu forma de undă
prezentată în figura 9.
Se poate observa o intrare în
oscilaţie a comparatorului la fiecare
tranziţie, întrucât având un câştig
ABC
foarte mare, ca şi o largă bandă de
trecere, este necesară doar o foarte
slabă reacţie între ieşire şi intrare, sau
între ieşire şi una dintre intrările de
corecţie ale offsetufui, pentru
declanşarea intrării în oscilaţie.
Riscul intrării în oscilaţie a
comparatorului este cu atât mai mare
cu cât amplitudinea semnalului furnizat
de generatorul G este mai mica şt cu
cât frecvenţa semnalului este mai
redusă.
Neplăcerile generate de apariţia
acestor oscilaţii sunt atât de
supărătoare, încât au determinat pe
mulţi electronişti să renunţe la folosirea
comparatoarelor Dar, evident că nu
aceasta este soluţia, ci luarea unor
măsuri de precauţie împotriva acestor
oscilaţii. Se recomandă, în primul rând,
folosirea unor conexiuni scurte între
intrări şi ieşiri, utilizarea unor surse de
comandă cu impedanţâ mică de ieşire,
precum şi decuplarea surselor de
alimentare de tensiune (pozitivă şi
negativă) prin condensatoare situate
în imediata apropiere a circuitului.
Dar, cea mai eficientă metodă
de luptă împotriva acestor oscilaţii
nedorite o constituie sistemul reacţiei
pozitive, care transformă comparatorul
într-un trigger Schmitt. Acest lucru este
prezentat în figura 10 Tensiunea
alternativă (care se va transforma la
ieşire într-un semnal rectangular) este
(+5V)
-iu
TEHNIUM «Nr. 12/1998
ABC
aplicată la intrarea inversoare a
comparatorului iar ieşirea este
conectată la o sursă de tensiune (+U)
prin intermediul unui rezistor R3,
Reacţia pozitivă, asigurată prin
intermediu] rezistorului R2, dintre ieşire
şi Intrarea neinversoare {+) a
STTCGBEl
U*N 1 C
U[N2 C
se petrece atât de rapid încât
comparatorul nu are timpul necesar
pentru a intra In oscilaţie.
Evident câ la scăderea
potenţialului intrării inversoare (-)
acelaşi fenomen cumulativ va avea loc
în sens invers, ceea ce înseamnă că
V+(+12V)
U IN1 C
U|N2 C
STCO 0 E 2 Figura 14
comparatorului {prin intermediul unui
divizor rezistiv de tensiune) transformă
comparatorul de tensiune într-un
trigger Schmitt, ceea ce va împiedica
eventualele oscilaţii să apară.
Comparatorul este alimentat cu
o tensiune diferenţială de ±15V, iar
tensiunea U=+5V. Valoarea tensiunii
de ieşire va fi. în acest caz, de OV sau
+5V. '
Se poate observa din schemă
că intrarea neinversoare (+) este
conectată la o tensiune de circa 50mV,
prin intermediul divizorului rezistiv (R1
şi R2, R3) cu un raport de circa 1/100.
Ieşirea se găseşte, în acest caz, la un
potenţial de +5V.
Dacă valoarea tensiunii de la
intrarea inversoare (-) este negativă,
ieşirea comparatorului este în starea
SUS, iar intrarea neinversoare (+) se
găseşte la +50mV + Crescând progresiv
potenţialul intrării inversoare {-), atunci
când acesta va atinge 50mV tensiunea
de la ieşirea comparatorului va începe
să scadă, rezultând implicit şi o
scădere a potenţialului de la intrarea
neinversoare (+) r de o sută de ori mai
mică în valoare. Câştigul
comparatorului fiind foarte mare (cu
mult mai mare de 100) scăderea
potenţialului de la intrarea
neinversoare(+) va determina o
scădere importantă a potenţialului de
la ieşire, ceea ce va face să scadă şi
mai mult potenţialul de Ia intrarea (+)
etc începe astfel un proces cumulativ
(în avalanşă) foarte rapid, care va
aduce ieşirea la potenţialul zero volţi,
ca şi intrarea neinversoare (+). Totul
OUTPUT2 [
ouipun
30UTPUT3
J0UIPUI4
INPLFT1 - [
IIMRUT1 » [
INPUT2-
INPUI2+ [
JINPUI3-
Figura 15
GUTFm~l[
irMRun- 1 s
INPUI1
QUTPUI2
]lNPLFT2~
]lNPLFT2-t-
Figura 16
tensiunea de ieşire {V QUŢ ) va avea o
variaţie în funcţie de cea de la intrarea
(-), ca în figura 11, Se observă că
atunci când tensiunea de intrare (e)
creşte, atingând pragul de sus,
tensiunea de ieşire {V 0U( ) a triggerufui
trece rapid ia nivelul JOS t iar ia
scăderea tensiunii de intrare (e) T
bascularea se produce la atingerea
pragutui de jos, tensiunea de ieşire
trecând ia nivelul SUS.
Cele două praguri de basculare
sunt situate astfeî: cel de jos aproape
la tensiune nulă, iar cel de sus fiind
determinat de produsul dintre valoarea
tensiunii U (+5V) cu raportul
rezistenţelor R1/R2 (circa 1/100).
Rezultă deci că, modificând valoarea
rezistorului R1 se poate modifica
ecartul dintre aceste două praguri.
Astfel, dacă R1 -5G0£2, acest ecarieste
de 50mV, iar dacă alegem R1=1 : 5k£2
TEHNIUM • Nr. 12/1998
ecartul va fi de 15QmV,
în concluzie, valoarea
rezistorului R1 modifică ecartul dintre
cele două praguri, dar cum se poate
modifica chiar valoarea acestor
praguri?
Acest lucru se observă în figura
12 , constând în adăugarea unui
rezistor (R4) între intrarea
neinversoare {+) şi plusul sursei de
alimentare (+V), sau minusul sursei de
alimentare {-V),
Având R1-5QQ£> şi ecartul
dintre cele două praguri de 50mV,
adică cel de jos la 0V şi ce! de sus la
50mV, să presupunem că dorim să
deplasăm aceste praguri fa -25mV şi
respectiv +25mV, Va trebui să decalăm
în jos potenţialul intrării neinversoare
(+) cu 25mV, Dacă valoarea tensiunii
negative de alimentare f-V) este în
acest caz de -15V, acest decalaj se
poate realiza prin conectarea prin
intermediul unui rezistor (R4) a intrării
(+) la -V, Valoarea acestui rezistor
rezultă de 300k£X
S-ar putea obiecta că prin
Introducerea rezistorului R4 se va
modifica ecartul dintre praguri,
deoarece prezenţa acestuia va scădea
rezistenţa de la intrarea neinversoare
(+) dată până acum doar de R1. Acest
lucru nu este real, deoarece prin
conectarea în parale! cu R1 a lui R4,
datorită valorii mari a acestuia,
rezistenţa de intrare scade cu mai puţin
de 1 Q..
TIPURI DE COMPARATOARE
INTEGRATE
Din punct de vedere cronologic
primul comparator integralii constituie
uA71Q, care va fi primul reprezentant
al unei serii în continuă creştere, La
scurt timp a urmat jiATII, produs şi 12
noi In ţară, la IPRS-Băneasa sub
indicativul CLB2711EC, Acesta este un
comparator dual (dublu) şi are
prezentată capsula împreună cu
semnificaţia pinilor în figura 13.
Circuitul integrat CLB2711 conţine
două comparatoare de tensiune având
intrări diferenţiale separate, o ieşire
comună şi intrări de comandă pentru
funcţia de ST ROBE independente.
Din figura 14, care reprezintă
schema internă logică a
comparatorului dual CLB2711, se
remarcă faptul că ieşirea circuitului
reprezintă Tuncţia logică SAU a ieşirilor
celor două comparatoare aie dublului
comparator integrat. Totodată ieşirile
23
comparatoarelor pot fi inhibate ca
urmare a conectării lor la intrările unor
circuite care realizează funcţia logică
Şi.
Dintre caracteristicile sale mai
importante enumerăm:
-tensiunea maximă pozitivă: +14V;
- tensiunea minimă negativă: -7V;
- tensiunea maximă de intrare
diferenţială: ±5V;
- câştigul în tensiune: minim 700;
Capsula MP-48
(vedere de sus|
INPUT+
3ALANCE
V-
GND
ouTPirr
Capsula TO-99
(vedere de sus)
Figura 17
-timpul de răspuns: 40ns.
Comparatorul dual CLB2711
face parte din prima generaţie de astfel
de circuite, având ca principală
caracteristică favorabilă deosebita sa
versatilitate, determinată de structura
sa internă, iar dintre dezavantaje
menţionând curenţii relativ mari de
polarizare la intrare, precum şi
necesitatea alimentării de la o sursă
de tensiune negativă mai puţin uzuală
(-6V).
Dintre comparatoarele făcând
parte din generaţia a Il-a, enumerăm
pe LM111, iar dintre reprezentantele
generaţiei a ill-a comparatorul
cuadrupiu LM339 (|3M339) şi pe cel
dual [3M393, în ţară se fabrică la IPRS
- Băneasa comparatoarele cuadruple
24
pM339, (ÎM2901 şi 3M3302, având
capsula şi semnificaţia pinilor date în
figura 1 5 şi cele duale de tip PM393N
şi PM2903N, având capsula şi
semnificaţia pinilor prezentate în figura
16.
Aceste tipuri de comparatoare
de tensiune {duale şi cuadruple) au fost
concepute în vederea obţinerii unei
rezoluţii bune, a unor curenţi de
polarizare mici, şi a unei puteri
“consumate" reduse, în detrimentul
timpului de răspuns {de valoare ceva
mai ridicată). Ca particularitate a
acestui tip de comparator remarcăm
ieşirea cu colectorul în gol, ceea ce
măreşte aplicabilitatea circuitului. De
asemenea, se remarcă posibilitatea
alimentării cu o singură tensiune, a
cărei valoare variază într-o plajă foarte
larga (2V^36V).
La ICCE Băneasa se fabrică
alte două tipuri de comparatoare. Este
vorba, în primul rând, despre ROB311,
u
o
o
r-.
pa
g
WC 1 \
“în mc
NC 1 2
~mNc
NC [ 3
12 IV+
►NPUT2 1 A.
INPUT1 l 5 ~
ii louTPun
in 1 CUTPUT2
V^] fi
“ iGND
nc ny
”fl 1 NC
Capsula TO-116
(vecfere de sus]
v-
CapsuSo TO-99
[vedere de sus;
Figura 18
un comparator de tensiune de preazie.
care poate fi livrat în trei tipuri ce
capsule (TO-99, TO-116 şi MP-48
prezentate în figura 17. Acesta este
un comparator de tensiune de precizie
versatil, putând funcţiona cu surse de
alimentare dubie, sau simple, într-o
plajă largă de tensiuni: 5W30V, sau
±15V. Intrările pot fi izolate faţă de
masa sistemului, în timp ce ieşirea
dispozitivului poate comanda tensiuni
până la valoarea de 4GV şî curenţi de
până la 5GmA.
Enumerăm câteva dintre
caracteristicile cele mai importante ale
circuitului ROB311:
- — ■ — — ABC
- curent maxim de polarizare la
intrare: 250nA;
- curent maxim de decalaj la intrare:
50nA;
- permite compensarea tensiunii de
decalaj;
- permite eşantionarea semnalului.
Cel de-al doilea tip de
comparator produs la ICCE-Băneasa
îl constituie ROB760, un comparator
diferenţial de viteză. Se poate alimenta
de la o sursă simetrică de tensiune cu
valorile cuprinse între ±4,5V şi _6,5V.
Poate fi livrat în două tipuri de
capsule (TO-99 şi TO-116) prezentate
în figura 18,
Timpul său de răspuns mic
recomandă circuitul ROB760 la
utilizarea în sisteme de conversie
analog/digitale de viteză şi ca detector
de trecere prin zero în amplificatoarele
de lectură pe disc şi bandă.
Câteva caracteristici importante:
- viteză mare, cu timp de răspuns
maxim:25ns;
- mare stabilitate;
- prezintă ieşiri complementare
compatibile TTL.
Comparatoarele de tensiune pot
fi utilizate într-o multitudine de aplicaţii
practice, scopul articolului de faţă este
de a atrage atenţia asupra lor,
diferenţiindu-le clar de mult mai
cunoscutele amplificatoare
operaţionale.
Bibliografie
- Circuite integrate liniare. Aplicaţii.
M.Ciugudean, V. Tiponuţ ş.a., Editura
Fada, Timişoara, 1986;
- Circuite integrate liniare - A.
Manolescu, L.Turic ş.a., Editura
Didactică şi Pedagogică, Bucureşti
1983;
- Le Haut-Parleur, nr,1823,1824/1994;
- Fuli Jne Condensed Catalog IPRS
Băneasa, 1990;
- Catalog circuite integrate liniare,
ICCE (CCSIT-CE). 1987; _
| ~ — l&'uxze.'z,
TEHNICON
! S7 Srvssft 7; Tei.; îl 1 SS 15: Fac %\ \ 2^ 63
‘Sirene piezoeiectrice
pentru alarme auto
(75,000lei)
■Contacte import pentru
portbagaj, capota
(8-OOOIei)
TEHNIUM • Nr. 12/1998
ni 'w - — tsoet
VITACOM «
CLUJ-NAPOCA, str. Pasleur nr. 73, tel: 064-438401,064-438<?!J2
bbs: 064-438230 (după ora 16:30), fax: 064-438403
e-mail: [email protected]
BUCUREŞTI, str. Popa Nan nr.9, sectorul II, tel/fax: 01-2523606*
b-dul Nicolae Titulescu nr.62-64, sectorul 1, tel: 01-2229911, fix: 01-2234679
c-mail: [email protected]
DISTRIBUITOR PENTRU ROMÂNIA:
- TRANSFORMATOARE UNII HR-DIEMEN
- TELECOMENZI TIP HQ
CEL MAI MARE DISTRIBUITOR DE COMPONENTE SI
MATERIALE ELECTRONICE DIN ROMÂNIA:
)W 'DIODE/ TRAItStoS TOARz]
l CIRCUITE INTEGRATE, MEMORII,
REZISTOARE, CAPACITOARE,
TV-VIDEO, CABLURI Şl CONECTORI...
„ PROMPTĂ DIN STOC !
TEHNIUM • 12/1998
CUPRINS:
AUDIO
Circuite integrate R.F.T. preamplificatoare de audiofrecvenţâ (11)
ing. Aurelian Mateescu.Pag. 1
CATALOG
Aplicaţii ale circuitului integrat |3E565(1I)
Aurelian Lăzăroiu, ing. Cătălin Lăzăroiu..Pag. 6
CQ-YO
Transceiverui monobandă “Crina” - QRP - Gâspâr Ârpâd, Adi Munteanu... Pag.11
LABORATOR
* Construiţi-vă un osciloscop !
ing. Şerban Naicu, ing. Gheorghe Codârlă.Pag. 14
Receptor cu amplificare directă - ing. Ştefan lanciu..Pag. 19
ABC
Comparatoare de tensiune - ing. Şerban Naicu.. Pag.20
ssas
■'
llfe
8000 lei
ISSN 1223-7000
Revistă editată de S.C. TRANSVAAL ELECTRONICS SRL
Tiparul executat la TIPORED; tel: 315 82 07/147