Tehnium/1999/9906

Revistă lunară pentru electronişti 












































PREMIUL NOBEL PENTRU ELECTRONICĂ 


Electronica nu figurează printre cele cinci 
domenii iniţiale pentru care s-a hotărât să se acorde 
premiul Nobel (la care s-a adăugat ulterior şi cel de¬ 
al şaselea domeniu, cel al ştiinţelor economice). Era 
şi imposibil de altfel, întrucât în perioada vieţii lui Alfred 
Bernhard Nobel (1833-1896) electronica se afla într- 
un stadiu extrem de incipient şi nu anunţa dezvoltarea 
“explozivă” de mai târziu. 

Cu toate acestea, întrucât unul dintre 
principalele “izvoare” ale electronicii îl constituie fizica, 
de câteva ori savantul premiat pentru o mare 
descoperire sau invenţie în fizică a acţionat de fapt în 
domeniul ... electronicii. 

Printr-o clauză expresă, premiul Nobel se 
acordă numai laureaţilor în viaţă (sau care se aflau în 
viaţă la anunţarea premiului, chiar dacă au decedat 
până la decernarea acestuia). Din acest motiv o serie 
de savanţi, morţi prematur, nu au intrat în posesia 
premiului. Au existat şi cazuri de refuz al premiului 
Nobel, ca în cazul savantului Nikoia Tesla, propus în 
1915 să împartă premiul cu Thomas Alva Edison, dar, 
din cauza disensiunilor avute cu acesta, a refuzat. 
De altfel, începând primul război mondial în anul 
următor, premiul nici nu s-a mai acordat. 

Primul premiu Nobel acordat în domeniul 
electronicii (al radiocomunicaţiilor) a fost obtinut de 
GUGLIELMO MARCONI (Italia) şi KARL FERDINAND 
BRAUN (Germania), ca o recunoaştere a contribuţiei 
lor la dezvoltarea telegrafiei fără fir (în 1909). Cel de¬ 
al doilea savant este şi inventatorul oscilografului 
(osciloscopului) catodic în 1897 şi al detectorului cu 
cristal de galenă, în 1901. 

în anul 1947 primeşte premiul Nobel fizicianul 
englez EDWARD VICTOR APPLETON, pentru 
cercetările sale în domeniul fizicii atmosferei 
superioare. încă din 1926 acesta descoperise stratul 
din atmosferă numit de atunci “stratul Appleton”, care 
reflectă undele scurte, permiţând realizarea 
radiocomunicaţiilor la mare distanţă. 

în 1956 savanţii americani WILLIAM 
SHOCKLEY, JOHN BARDEEN şi WALTER HOUSER 
BRATTAIN primesc împreună premiul Nobel pentru 
cercetările lor asupra semiconductorilor şi pentru 
descoperirea efectului de tranzistor, care a condus la 
naşterea dispozitivului cu acelaşi nume, care a 


schimbat evoluţia lumii. 

De altfel, savantul din SUA J. BARDEEN este 
singurul care a primit premiul Nobel pentru fizică de 
două ori, a doua oară în 1972 împreună cu conaţionalii 
săi L.N. Cooper şi J.R. Schrieffer, pentru teoria 
supraconductibilităţii. 

Cercetările privind modul în care electronii 
traversează barierele fizice, conform fenomenului 
numit “efect tunel", pentru care BRIAN DAVID 
JOSEPHSON (Anglia), LEO ESAKI (Japonia) şi IVAR 
GIAEVER (SUA) au primit în 1973 premiul Nobel, au 
stat ia baza funcţionării diodelor cu acelaşi nume 
(diode Esaki sau diode tunel). 

în 1974 englezii MARTIN RYLE şi ANTONY 
HEWISH primesc premiul Nobel pentru cercetările lor 
în domeniul astrofizicii. Cei doi au activat într-un 
domeniu nou, radioastronomia, ramură a 
comunicaţiilor apărută ca urmare a progreselor din 
radiotehnică. 

HANS GEORG DEHMELT (SUA), 
WOLFGANG PAUL (Germania) şi NORMAN 
FOSTER RAMSEY (SUA) primesc în anul 1989 
premiul Nobel pentru contribuţii la dezvoltarea amplă 
a spectroscopiei atomice de precizie, cercetările lor 
având aplicaţii în special în domeniul comunicaţiilor 
spaţiale. 

Există şi alte nume de mari fizicieni laureaţi 
ai premiului Nobel ale căror realizări pot fi considerate 
mai degrabă ca aparţinând domeniului electronicii. 

Cu toate că numeroasele premii Nobel 
acordate au răsplătit pe cei mai merituoşi savanţi ai 
timpului, au fost totuşi şi cazuri regretabile de omisiuni 
importante. Astfel, de pe lista laureaţilor lipsesc nume 
prestigioase ca cel al lui G. GAMOW (1904-1968) 
autorul teoriei efectului tunel, ca şi cel al lui V.K. 
ZWORYKIN (1889-1982) inventatorul iconoscopului 
(primul tip de cameră de televiziune) ş.a. 

Prin cele prezentate se poate remarca faptul 
că, prin intermediul fizicii, şi o mică parte dintre autorii 
importantelor descoperiri şi invenţii din domeniul 
electronicii au fost răsplătiţi cu premiul Nobel. 

Iar dacă fizica este considerată, pe drept 
cuvânt, “locomotiva” ştiinţei secolului XX, atunci 
electronica este, fără nici o îndoială, “racheta” ei. 

Serban Naicu 

J 


Redactor şef: ing. SERBAN NAICU 


Abonamentele la revista TEHNIUM se pot contracta la toate oficiile poştale din ţară şi prin 
filialele RODIPET SA, revista figurând la poziţia 4385 din Catalogul Presei Interne. 

Periodicitate : apariţie lunară. 

Preţ abonament : 9000 lei/număr de revistă. 

• Materialele în vederea publicării se trimit recomandat pe adresa: Bucureşti, OP 42, CP 88. 
Le aşteptăm cu deosebit interes. Eventual, menţionaţi şi un număr de telefon la care puteţi fi contactaţi. 

• Articolele nepublicate nu se restituie. 

















AUDIO :.., 

AMPLIFICATOR “QUAD-405” 


Dorka Alexă Paul 


în figura 1 se prezintă schema 
unui amplificator audio executat de 
mine (în mai multe exemplare) şi care, 
dacă se respectă precizările oferite mai 
jos, dă satisfacţie deplină, având o 
funcţionare ireproşabilă şi foarte 
stabilă. 

Este vorba de “QUAD-405", 
adaptat la componente Est Europene 
şi autohtone. Faţă de structura 
originală au survenit câteva modificări 
din motive administrative (piese greu 
de procurat, cu calităţi exacte după 
catalog) şi spre ajutorul amatorilor 
dornici de o realizare care nu este la 
îndemâna oricui. Mi-a parvenit, mai de 
mult, o colecţie a revistei 
Radiotechnika pe care am folosit-o 
drept bibliografie, cu anumite adaosuri 
din proprie experienţă. Am completat- 
o cu un etaj preamplificator şi corectare 
de ton, filtru taie-medii, protecţie pentru 


difuzoare la pornire. Toate acestea se 
găsesc în colecţia Tehnim 1983-1985, 
sau 1996-1997. 

Acest amplificator conţine la 
intrare un AO de tip LM301A, în 
schema iniţială. Este evident faptul că 
această piesă nu este la îndemâna 
oricui. (Eu am avut şansa de a o 
procura dintr-un PC demontat). Dar se 
poate înlocui cu succes cu un j.iA709, 
ROB709, (3M301 A, sortate în vederea 
zgomotului de fond.Atenţie la 
compensarea în frecvenţă! 

Pentru LM301A, (3M301A 
aceasta se efectuează între pinii 1-8, 
cu un condensator ceramic de 33pF. 
în cazul folosirii pA709, ROB709, 
compensarea se face conform 
schemei. 

De-a lungul timpului s-a 
constata faptul că nu fiecare exemplar 
construit se comportă la fel şi anume: 


în cazul folosirii unei sarcini de 
impedanţă mică (4-5Q), apar 
distorsiuni neliniare. Pe de altă parte, 
multe exemplare prezintă oscilaţii de 
mică amplitudine (câţiva MHz). 

Primul neajuns se elimină prin 
alegerea tranzistoarelor finale, în aşa 
fel încât să aibă factorul de amplificare: 
h21>8(M00. Cel de-al doilea “cusur” 
se rezolvă mai simplu: se montează 
direct pe terminalele B-C ale 
tranzistorului TI 0 un mic condensator 
ceramic de 1-4,7 nF, în funcţie de 
necesitate. 

Acest amplificator se poate 
alimenta şi la o tensiune de ±30V, caz 
în care puterea debitată scade de la 
100W la circa 40W (sinus). în acest 
caz intervin anumite schimbări în 
montaj. Rezistenţele R7-R8 se 
micşorează la valoarea de 1,8kQ; 
rezistenţele R27-R29 se scad de la 


10nF 


































































































AUDIO 


9,1 kQ, la fel şi rezistenţele “de travaliu” 
R30-R31, de la 560:Q la 360 sau 3300/ 
1W. 

Tot în această situaţie, finalii 
se înlocuiesc cu 2N3055/H, W, iar 
tranzistoarele T7 şi T8 cu BD442 cu (3 
foarte apropiate (circa 100). Observaţi 
în cadrul schemei câteva bobine care 
au inductanţe foarte precise, necesare 
eliminării unor oscilaţii parazite la 
frecvenţe înalte (în timpul funcţionării). 
Nu vă speriaţi, sunt foarte simplu de 
realizat: pe un suport de <l> 10 (burghiu) 
se bobinează pentru L2 un număr de 
31 spire (spiră lângă spiră), din 
conductor CuEm 1, iar pentru L3 şi 
LI, un număr de 22, plus 18 spire în 
două straturi (18 peste 22, foarte 
strâns). Se interzice lăcuirea bobinelor! 
Ele nu au miez de nici un fel, sunt 
bobine în aer. 

Protecţia la scurtcircuit este 
asigurată de perechea T5-T6. 
Semnalul de intrare trebuie să aibă 
200-500mV. 

în cazul alimentării montajului 
la ±50V, mai există o particularitate: cu 
rezistenţa R11 montată se limitează 
puterea la jumătate, iar cu ea 
demontată se debitează 100W. Se 
cositoresc două cose de metal (capete 
de tub de pastă) în cablaj, la fel şi pe 


suportul rezistenţei, pentru a uşura 
manevra de scoatere şi cuplare. Toate 
acestea se efectuează cu 
amplificatorul oprit. 

integratul LM301A conţine o 
protecţie la supracurent (limita 25mA). 
La montarea rezistorului în montaj intră 
în limitare protecţia care, la rândul ei, 
scade puterea debitată la ieşirea IC 
spre etajele următoare. Rezultatul este 
scăderea puterii în ansamblu. Cu 
rezistorul montat, tensiunea pe sarcină 
de 8Q este de circa 20V, deci 40W, iar 
demontată circa 32V, deci 100W. 
Aceste manevre sunt valabile numai 
în cazul utilizării IC LM301A. 

în varianta cu IC709, rezistorul 
R9=0 (se montează în locul lui un ştrap 
dintr-un conductor subţire), iar 
rezistenţa R11 se elimină. De 
asemenea, pentru IC301A, 
R10=1,8k£2. 

Si acum câteva recomandări 

t 

constructive. Condensatoarele C7 şi 
Cil sunt ceramice tubulare, iarC8 cu 
izolaţie de mică, recuperate din 
aparate de radio vechi pe tuburi (au 
formă dreptunghiulară cu un ghemuleţ 
în mijloc unde se vede folia de mică), 
în lipsă, se înlocuieşte cu tubulatură 
prin tatonare, toleranţă 2-3%. în 
variantele construite de mine am folosit 


următoarele componente active: T9- 
T10=2N3442, 2N3773, BD249C, 
DT9209; T7-T8=BD242C, BD442; 
T1 =T3=T4=T5=T6=BC177B, BC256; 
T2=BC107B, BC174; D3+D6=1N4148; 
D1=D2=PL15Z. 

IC LM301 A, cu terminalele în 
formă circulară, capsulă metalică sau 
ROB709, pA709. 

Notă Rezistenţele R35-R36 
sunt confecţionate din nichelină cu 4> 
Imm şi lungime de 2cm, cu cose de 
metal neferos la capete, pentru a fi uşor 
de lipit în montaj la Icm distanţă faţă 
de cablaj. Opţional se poate monta o 
diodă LED în serie cu o rezistenţă de 
2k7/0,5W pe ramura de + şi masă. 
Montajul în variantă stereo nu necesită 
alimentarea separată pentru fiecare 
canal. 

Se recomandă un filtraj de 
minim 10000pF/63V pe ramură şi 
punte redresoare 10PM 2-4 pe şasiu. 

Tranzistorul T7 precum şi 
rezistoarele R30-R31 se încălzesc, dar 
acest lucru este normal. 

Cablajul montajului şi schema 
de amplasare a componentelor sunt 
prezentate în figura 2. 

Bibliografie 

Colecţia revistei Radiotechnika 
(Ungaria). 


100 3K3 270 

o oo- l h o o- l l -o o-CZ 


75 

1-0 o- f—K x 


X 


/'olE /"o|e 
B(o II fi(o T3 

6 V£J C 

22K 1K2 

Q- i H O O H 1 -0 

O H-1- 0220 R9 n - - 12a 2L 


/'o> /oTe 

B (o 5)0 15 

.^ojc^ojc 

? <h^=b> 

*"o—[ 


0 091 °- ■ 

SUIT* 


'J33 


T7 


o o o- l T -Q 1 K 8 mi 

l^oEZIhO'K , 

jlŢ 0 4-I -Q47PF 

CO3 20pF 




1 

8 


i i 

i 

i 

y 


O-l 560/1W 

t 


Ji 

6 


O- 560 / 1 W -O IO B o 


G o\ 

O- l \ -Q O- l 23k l -o |_o/ B 

680nF,_. __, 

d b oSJo o o 1 

mo r J -i rh 


—J2 O- 47uF 




O- j 2$0K 1 -0 


D2 


"3R3 - 


O- 1K/2W 


§ 8 


O- 1K/2W 



{—0| - O H 22 h -O 

■_ Ş 

1 G 

O Masa 


Figura 2 


2 


TEHNIUM • Nr. 6/1999 
























































































































AUDIO 


MICROFON SI CHITARĂ ... FĂRĂ FIR 

Ing. Sergiu Cheregi 


Folosirea următorului circuit 
face inutilă folosireacablului de 
microfon sau chitară. în gama FM 
semnalul audio al microfonului sau al 
chitării modulează în frecvenţă 
oscilatorul. Emiţătorul se construieşte 
în corpul microfonului sau al chitării. 
Receptorul poate fi orice radioreceptor 
în gama OIRT-FM care are circuit de 
control automat al frecvenţei. în cazul 
unui radioreceptor cu performanţe 
medii şi al microfonului situat pe o 
scenă, recepţia este excelentă, chiar 
într-o sală mai mare. Pentru realizarea 
circuitului sunt necesare cunoştinţe în 
radiofrecvenţă şi îndemânare practică, 
iar pentru reglare un voltmetru DC şi 


condensatorul C7. Condensatoarele 
C7 şi C9 formează un divizor capacitiv. 
De raportul lor depinde coeficientul 
reacţiei pozitive, sau amplitudinea şi 
forma oscilaţiilor. Modulaţia de 
frecvenţă se face prin dioda varicap 
D2. Dioda varicap, de tipul BB105, se 
leagă la punctul “cald” al circuitului 
oscilant prin condensatorul ceramic 
C4. 

Pe catodul diodei varicap, 
potenţialul se stabileşte cu ajutorul 
potenţiometrului PI. 

Limitele tensiunii la capetele 
potenţiometrului sunt 2V, respectiv 5V. 
Condensatorul Cil este un scurtcircuit 
în radiofrecvenţă. Desigur, 



Schema bloc este prezentată 
în figura 1 , iar cea de principiu în 

figura 2. 

La închiderea comutatorului K, 
tensiunea de 9V ajunge prin R1 la 
oscilator. Dioda Zener Dl are rol de 
stabilizare. Condensatorul ceramicei 
micşorează impedanţa în 
radiofrecvenţă a diodei Dl. Frecvenţa 
purtătoare este generată de 
tranzistorul T, în montaj bază comună. 
Punctul de funcţionare al tranzistorului 
este stabilit de divizorul R2-R8. 
Decuplarea în radiofrecvenţă a 
divizorului o face condensatorul C8. 
Circuitul rezonant se află în colectorul 
tranzistorului T. Rezistenţa mică de 
ieşire a tranzistorului nu şuntează 
semnificativ circuitul acordat L-C10. 


purtătoare. în figura 3 este prezentată 
caracteristica tensiune-capacitate a 
diodei varicap BB105B. De pe grafic 
se poate citi că dioda are o capacitate 
de 13pF la o tensiune de 2V si de 8,5pF 
la 5V. 

Tensiunea modulatoare de 
audiofrecvenţă ajunge prin rezistenţa 
R5 pe anodul diodei varicap. Gradul 
de modulaţie se reglează cu 
semireglabilul P3. Modulatorul este pe 
circuitul integrat TL018, care are intrare 
pe tranzistoare jFET şi este construit 
pentru alimentare diferenţială. 
Folosirea unei alimentări unipolare a 
impus realizarea unui divizor cu R4 şi 
R12. Condensatorul CI 3 realizează 
decuplarea frecvenţelor audio. Sursa 
de semnal (microfon, chitară) trece prin 


semireglabilul P2. Limitele amplificării 
sunt 1+15,5. Aceasta este suficientă 
pentru un microfon dinamic. 

Figura 4 prezintă cablajul 
imprimat al emiţătorului fără fir şi 
amplasarea pieselor. 

Toate condensatoarele sunt 
cu dielectrici ceramici. Datele bobinei 
L: 5 spire, 4>0,8mm CuEm; O interior 
7mm; 1,5mm pas între spire; prizele 
la 1 respectiv 2 spire de capătul “rece”. 
Modelul experimental lucrează în 
banda OIRT-FM. Aici numărul de 
posturi este mai mic şi pot fi găsite mai 
uşor goluri unde poate fi acordat micul 
emiţător. Antena emiţătorului este un 
fir lung de 15cm. Dacă folosim un fir 
mai lung, oscilatorul pe tranzistorul T 
se poate opri şi, în plus, este interzisă 
emisia pe o distanţă mai mare. 
Tensiunea pe condensatorul CI va fi 
6,2±0,1V. Aceasta este tensiunea de 
alimentare a oscilatorului. Tensiunea 
măsurată pe R9 va fi de 1±0,1V 
datorită curentului de colector de 
aproximativ 2mA prin tranzistor. 

Dacă această valoare (IV) 
diferă substanţial, se va modifica 
valoarea rezistenţei R2 pentru reglaj. 

Acordarea oscilatorului se 
face cu semireglabilul PI. Dacă 
aceasta nu este suficientă, se vor 
strânge sau depărta spirele bobinei L, 
pentru creşterea respectiv micşorarea 
frecvenţei. Pentru acordul purtătoarei 
se va folosi un radioreceptor în gama 
OIRT-FM, într-o zonă în care nu există 
posturi. încercăm întâi un acord cu 
semireglabilul PI. Dacă nu există 
semnal modulator, zgomotul va 
dispare. Radioreceptorul nu trebuie să 
aibă regimul muting şi va fi plasat la 
aproximativ 3m de emiţător. Reglarea 
modulatorului se va face în felul 
următor: măsurăm 4,5±0,1V pe 






























































o 


. AUDIO 

UN AMPLIFICATOR DE 10 (ORI) ! 


ing. Florin Gruia 


La majoritatea covârşitoare de 
casetofoane, duble sau simple, 
radiocasetofoane, combine audio, se 
constată o supărătoare absenţă a 
mufelor de ieşire “de linie”. Singura 
posibilitate de a scoate semnal din 
aceste "device-uri” este prin mufa de 
cască stereo, cu dezavantajele care 
decurg din asta: este omniprezent 
zgomotul etajului final, eventual însoţit 
şi de o proastă filtrare a tensiunii de 
alimentare, nivelul depinde de poziţia 
butonului de VOLUM, timbrul 
semnalului depinde de corecţiile de ton 
care sunt activate voluntar sau 
automat (vezi LOUDNESS). în plus, 


prin introducerea în mufa de cască a 
jack-ului cordonului de cuplare se 
deconectează difuzoarele proprii, 
lipsindu-ne de monitorizarea 
semnalului. Semnalul pe care l-am 
putea utiliza de la borna “caldă” a 
potenţiometrului de volum are nivelul 
scăzut (1CM-1 OOmV), fiind insuficient ca 
nivel “de linie”. De aceea, recomandăm 
un amplificator simplu de construit, cu 
un câştig cunoscut (20dB=10 ori), care 
să meargă bine chiar la tensiuni mici 
de alimentare (vezi 
radiocasetofoanele care se 
alimentează cu 6V). 

Prezentăm în figura 1 


doar un canal în schemă, celălalt fiind 
perfect identic. Mufele de ieşire pot fi 
de tipul jack RCA, sau DIN cu 5 
contacte, în funcţie de soluţia 
constructivă adoptată de fabricantul 
aparatului, sau de inspiraţia dvs. 

Se recomandă filtrarea severă 
a tensiunii de alimentare 
(100pF-^470|LiF), precum şi montarea 
pe mufele de ieşire a rezistenţelor 
anticlick (lOOkQ). Circuitul imprimat 
prezintă faţa cu piese (figura 2). 


0+5..12V 



Lp-f 

GND ■ 

Ro4: 


Figura 1 



Figura 2 


i-ptW 






/vx>£ 



. itn.. 

Figura 3 

măsoară pe ieşirea circuitului integrat 
TL081 (pinul 6). Conectăm o sursă de 
semnal audio la intrarea modulatorului. 
Cu un generator audio parametrii 
semnalului audio vor fi: f=400Hz; 
Uieşire=4mV pentru microfon, sau 


Uieşire=5CM00mV pentru chitară. 
Reglăm semireglabilul P2 la 3/4 spre 
condensatorul C5, astfel încât pe 
cursor să avem o amplitudine de 
50mV. în lipsa aparatelor de măsură 
reglajul deviaţiei de frecvenţă se va 
face după ureche. Dacă avem o sursă 
de semnal audio (muzică) se reglează 
semireglabilul P3 până când audiţia va 
fi nedistorsionată. Echivalentul diodei 
varicap BB105 este BB125. în interiorul 
bobinei vom trage o bucăţică de 
burete. Pe acesta vom picura ceară, 
imobilizând astfel spirele bobinei, 
reducând dezacordul sau microfonia. 
Ceara va modifica puţin acordul, care 
se va regla înapoi prin semireglabilul 
PI. Aşa cum am mai spus, lungimea 
firului de antenă va fi de 1CM5cm, 
dintr-un material rezistent (rigid, gros). 


Se poate folosi şi o antenă telescopică 
de la un aparat miniatură. (Cu toate 
precauţiile privind mărimea antenei şi 
a puterii emise, asemenea emiţătoare 
au nevoie de autorizare de funcţionare 
pentru a nu perturba transmisiunile în 
UUS.) 

Consumul este de aproximativ 
7mA. Autonomia unei baterii de 9V este 
de 2-3 ore. Drept receptor se poate 
folosi orice radioreceptor pe UUS- 
OIRT care are încorporat un circuit de 
control automat al frecvenţei. Sursa de 
semnal audio se va lega la modulator 
printr-un cablu coaxial. Modelul 
experimental al emiţătorului este 
construit pentru microfoane şi chitări 
care furnizează 50^-1 OOmV. 
(Prelucrare după RADIOTECHNIKA 
Ungaria - nr. 10/1997) 



O 0- 1 1 -0 

A Rl 

R3 

D2 T ^5 

1 CH-hO 


R8 


— % c ,J ii 

A <3 t a T 

lajsir i 


9 o 

1R4 i| 


T ii T 


•Cil 

m 




LsjLci3 

Rl 2 O 

mmm 

: iii i i 


Figura 4 


TEHNIUM • Nr. 6/1999 
























































































CQ-YO 

FILTRU A.F. PENTRU RECEPŢIA EMISIUNILOR AIA 

5 


ing. Dinu Costin Zamfirescu/Y03EM 


Filtrele trece-bandă AF se 
folosesc pentru îmbunătăţirea 
selectivităţii receptoarelor, atunci când 
se recepţionează emisiuni telegrafice 
de tip AIA şi când selectivitatea 
receptorului nu este suficientă pentru 
a elimina o emisiune perturbatoare 
“prea aproape” de frecvenţa 
recepţionată (receptorul are o bandă 
de trecere de circa 2+3kHz, fiind 
“gândit” de fapt pentru modul de lucru 
SSB în principal, iar traficul AIA este 
posibil doar dacă interferenţa nu este 
prea mare). în condiţii de “aglomeraţie” 
mare (concursuri, DX-uri rare) recepţia 
AIA este deficitară. Fireşte, un 
operator antrenat poate folosi 
“proprietăţile selective ale urechii” şi 
“scoate” din QRM staţia dorită; de 
asemenea, se poate acţiona acordul 
receptorului pentru a pune pe “zero- 
beat” emisiunea perturbatoare, 
eventual comutând recepţia pe cealaltă 
bandă laterală, dacă este posibil (se 
comută modul de lucru BLI în BLS, sau 
invers). 

Dar toate aceste “trucuri” nu 
pot rezolva problema întotdeauna. 
Soluţia radicală este de a mări 
selectivitatea în AFI, deci de a folosi 
un filtru suplimentar doar pentru modul 
de lucru Al A, având frecvenţa centrală 
egală cu frecvenţa intermediară a 
receptorului şi o bandă de trecere 
îngustă, de 200+500Hz. 

Vechile receptoare de trafic 
general utilizau opţional un filtru 
prevăzut cu un singur cristal de cuarţ. 
Transceiverele moderne utilizează un 
filtru cu selectivitate concentrată (cu 
mai multe cuarţuri, sau de tip 
electromecanic), dar acesta costă la 
fel, sau chiar mai mult decât filtrul SSB, 
pe care-l folosim şi la recepţie şi la 
emisie. Prezenţa unui filtru scump 
folositor numai la recepţia AIA şi nu 
tot timpul, deoarece unii operatori 
acuză oboseală în trafic îndelungat din 
cauza filtrului de telegrafie, pare a fi 
un lux inutil şi costisitor pentru SSB- 
istul care devine telegrafist “de ocazie”. 
Fireşte, operatorii serioşi nu concep 
receptor fără filtru CW şi AFI (eventual 
două, cu benzi de trecere diferite) şi 
filtru rejector reglabil. 

în aceste condiţii, utilizarea 

TEHNIUM • Nr. 6/1999 


unui filtru AF poate fi o soluţie 
acceptabilă, de compromis, deoarece 
selectivitatea realizată în AF este 
echivalentă cu cea din AFI doar dacă 
se consideră receptorul ideal. în 
realitate, lanţul AFI şi mai cu seamă 
detectorul de produs, pot produce 
intermodulaţii, care nu se mai pot 
elimina ulterior în AF. Cu toate aceste 



Figura 1 

neajunsuri, datorită simplităţii, costului 
redus şi mai cu seamă datorită faptului 
că se pot ataşa oricărui receptor în 
lanţul de AF (chiar la ieşire, la nevoie) 
fără a se interveni în partea “gingaşă” 
de AFI a transceiverului, folosită şi la 
emisie, filtrele AF au cunoscut de 
timpuriu (şi se bucură încă) de o largă 
popularitate în rândurile 
radioamatorilor. Revistele abundă de 
tot felul de scheme cu elemente LC, 
filtre active RC, filtre cu reacţie etc. 

Astfel, când autorul acestor 
rânduri era în primii ani de activitate 
de radioamator, era la modă un montaj 
clasic denumit “SELECT-O-JET” 
(vezi[ 11). După ce am realizat multe 
asemenea filtre audio CW, mai simple 
sau mai complicate, gândite de alţii sau 
de mine, am tras concluzia din 
activitatea de trafic (confirmată de 
măsurătorile făcute) că majoritatea 
acestor filtre suferă de două 
dezavantaje majore: 


1) majoritatea filtrelor sunt 
echivalente doar cu un singur circuit 
acordat LC (sau cu cel mult două). De 
aceea, atenuarea nu este suficient de 
mare, panta caracteristicii de frecvenţă 
fiind doar de 6dB/octavă (eventual 
12dB/octavă la filtrul dublu). Pentru a 
obţine o atenuare acceptabilă, autorii 
au mărit factorul de calitate echivalent 
Q la valori mari (5+10), astfel că banda 
la 3dB s-a redus la 50+1 OOFIz. în 
aceste condiţii, acordul este dificil, iar 
semnalele telegrafice devin 
neinteligibile, mai ales la viteze mari 
de transmis (“cozile" se lungesc). în 
figura 1 este prezentată curba unui 
asemenea filtru (a) şi efectul asupra 
semnalului CW (b), Mult mai bine ar fi 
fost de utilizat un filtru cu mai multe 
celule (3 sau 4), dar cu factor de 
calitate mai redus (Q=2 sau Q=3). în 
aceste condiţii factorul de formă al 
filtrului ar fi fost mai mic şi curba ceva 
mai apropiată de cea ideală, 
dreptunghiulară (curba punctată). 

Fireşte, cu circuite decalate 
acordate (cu filtre RC active 
echivalente) se pot realiza forme ale 
curbei de selectivitate AF încă şi mai 
convenabile. în fond, discuţia aceasta 
este similară celei privitoare la 
selectivitatea receptorului super- 
heterodină şi căile de realizare, 
frecvenţa de 800Hz a semnalului CW 
putând fi considerată similară ultimei 
frecvenţe intermediare. 

2) majoritatea filtrelor AF sunt trece 
bandă şi curba de selectivitate 
(indiferent de numărul circuitelor) 
prezintă o simetrie geometrică faţă de 
frecvenţa centrală (de “acord"). 
Aceasta înseamnă că flancul 
corespunzător frecvenţelor înalte 
scade mai lent decât flancul 
corespunzător frecvenţelor joase. 



5 






















CQ-YO 


Acest fenomen este comun şi filtrelor 
AFI, dar aici factorii de calitate sunt 
mari (100 sau mult mai mult la filtrele 
cu cuarţ) şi simetria pare a fi perfectă, 
cel puţin până la atenuări rezonabile. 
La filtrele AF, deoarece Q este mic, 
simetria geometrică apare evidentă, 
chiar la atenuări mici. Dacă f 0 =600Hz, 
ar fi de dorit ca la un dezacord de 
300Flz (deci la 300 şi 900Hz) atenuările 
să fie egale. în realitate, atenuarea la 
900Hz este mai mică decât atenuarea 
la 300Flz, sau, altfel spus, abia la 
1200Hz se obţine aceeaşi atenuare ca 
la 300Hz. Dacă se notează: f 0 =600Hz; 


frecvenţele mai mari de 2kHz să fie 
atenuate suficient. O emisiune 
distanţată la 1kHz se prezintă sub 
forma unui ton de 1,6kHz, care nu este 
atenuată suficient de filtre, care are o 
curbă nesimetrică (cu “simetrie 
geometrică”). 

încercarea de a mări 
atenuarea prin mărirea Q-ului reduce 
inteligibilitatea (figura 1b) şi la unele 
filtre active duce şi la creşterea 
zgomotului propriu. 

Raportul între tensiunea la 
ieşirea filtrului şi tensiunea de intrare, 
pentru un filtru de ordinul întâi (un 




aceeaşi atenuare la frecvenţele f-i şi f 2 
“centrate geometric” pe f 0 (denumirea 
vine de la faptul că f 1t f 0 şi f 2 sunt în 
progresie geometrică). Ideal ar fi ca: 
f 0 =(fi+f 2 )/2=600Hz, adică frecvenţele f-, 
şi f 2 de egale atenuări să fie “centrate 
aritmetric” pe f 0 (fi, f 0 şi f 2 ar fi în 
progresie asimetrică). în figura 2 sunt 
date exemple de curbe de acest fel. 
Dacă nu ne îndepărtăm prea mult de 
frecvenţa de rezonanţă (dacă Q este 
mare) cele două curbe practic coincid 
(mediile geometrică, respectiv 
aritmetică a frecvenţelor f-, şi f 2 sunt 
practic la fel). 

Filtrul SSB elimină complet 
semnalele care în AF au frecvenţe sub 
300Hz, iar filtrul AF atenuează 
satisfăcător frecvenţele cuprinse între 
300Hz şi 500Hz (depinde de ordinul 
filtrului, adică de numărul de circuite 
acordate echivalente). în schimb, 
frecvenţele înalte (începând cu 700Hz 
sunt atenuate insuficient. Poate doar 


Cu scopul de a se realiza o 
curbă cât de cât simetrică se propune 
realizarea unui filtru AF compus din 
două filtre (FTJ şi FTS) conectate în 
cascadă. Această idee a fost folosită 
şi pentru a se realiza un filtru SSB în 
audio cu bandă de trecere variabilă [2]. 
Conectând în cascadă o celulă de 
ordinul 2 de filtru activ RC trece-jos şi 
o celulă de ordinul 2 de filtru activ RC 
trece-sus, având aceeaşi frecvenţă de 
normare se obţine un filtru rezultant 
care este de tipul trece-bandă şi are 
ordinul 2. în figurile 3a şi 3b sunt date 
schemele simplificate ale filtrelor, iar în 
figura 3c a filtrului rezultant. 

FTJ2 are: 

U 7 1 


H = ^~- 


+ 4 a~x 


1 


cu x=f/f 0 şi 

S-a notat: a ~ 

FTS2 are: 

Un V 

H = ^ = 

C/i 


2 2 


cu x—f/fn si 


ir 7 ? 

/o =• 


, 1 1 
+ Aci“x~ 


2nRj~R l -R 2 

Aici s-a notat: a = / R i 

Dacă filtrele din figurile 3a şi 
3b au aceeaşi f 0 şi acelaşi parametru 
a, atunci pentru figura 3c rezultă: 


hA 

t/, 




+ 4 ax 


2 2 


unde: x=f/f 0 . 

Dacă x=1 (la rezonanţă) 
obţinem: 

IVU^Aq. 

Deci, A 0 =este amplificarea 
maximă la rezonanţă. 

Dacă se ia f 0 =600Hz, Q=3 şi 
Ao=1 se poate calcula H în dB, adică 
mărimea 20logH. 

Astfel, la dezacorduri egale, 
de ±300Hz, adică la frecvenţele de 
300Hz şi 900Hz se obţin -13,3dB, 
respectiv -7,8dB. La alte dezacorduri 
situaţia este similară. 


(a- 2 -i)- + 4«V 

Se observă uşor că aceasta 
echivalează cu două filtre FTS identice 
legate în cascadă (factorii de transfer 
se înmulţesc, de aceea apare puterea 
a doua, de la două circuite). Mai mult, 
se identifică aceeaşi frecvenţă de 
rezonanţă f 0 şi Q=1/2a. 

De pildă, dacă se doreşte Q=3 
se ia a=1/6=0,167. 

Schema din figura 3c nu 
realizează nimic în plus faţă de schema 



U2 


6 


TEHNIUM • Nr. 6/1999 






















































































CQ-YO 


a 


clasică cu două FTB identice în 
cascadă (f 0 =600Hz şi Q=3). 

Curba de selectivitate, deşi 
are panta de 12dB/octavă, atât spre 
frecvenţe înalte, cât şi spre frecvenţe 
joase, continuă să prezinte simetrie 
geometrică, neatenuând suficient 
frecvenţele înalte. 

în figura 4 se prezintă schema 
clasică cu două FTJ, care are acelaşi 
număr de elemente active şi pasive 
(altele decât în figura 3). 


alimentează la sursă dublă (±9V). 
Montajul conferă şi o amplificare la 
rezonantă, care are valoarea de circa 
28,6dB.' 

în schema din figura 5 s-a 
introdus un atenuator rezistiv (un 


divizor), astfel încât amplificarea să 
rămână egală cu unitatea (OdB). în 
plus, impedanţa de ieşire a divizorului 
este mică, astfel că montajul este 
atacat corect de generatorul de 
tensiune. De multe ori performanţele 


Tabelul TI (f n =600Hz, Q=3) 


f(Hz) 

300 

375 

480 

600 

750 

960 

1200 

X 

0,5 

0,625 

0,8 

1 

1,25 

1,6 

~T~ 

al(dB) 

26,54 

19,6 

9,01 

0 

9,01 

19,6 

26,54 

a2(dB) 

33,79 

25,32 

11,58 

0 

15,45 

33,48 

45,83 



fo=- 


Aici se obţine: 


2V R 


2 R, 


27tCj~R^R 2 

(în modul) 

Comportarea este identică cu a 
montajului din figura 3c. 

Următoarea etapă este să 
îmbunătăţim comportarea la frecvenţe 
înalte, adăugând o celulă FTJ 
suplimentară fie filtrului din figura 3, 
fie filtrului din figura 4. 

în tabelul T1 se dau atenuările 
conferite de filtrul din figura 3c (sau 
figura 4) faţă de nivelul de la 600Hz 
(al), precum şi atenuările a2 conferite 
de filtrul propus (figura 5) faţă de 
nivelul de la 600Hz. 

Se observă că al respectă 
regula simetriei geometrice (atenuările 
sunt aceleaşi pentru frecvente la care 
fif 2 =f 0 2 . 

Graficul din figura 6 arată 
doar că s-a obţinut o curbă care este 
aproape simetrică, atenuarea la 
frecvenţe mari mărindu-se considerabil 
(se vede şi din tabel). 

Factorul de formă este : 

F=B 40dB /B 3dB =7 - mai mare 

decât la filtrele AFI scumpe (cu cât F 
este mai mic, cu atât filtrul este mai 
complicat). 

Modificând a, banda se 
modifică, dar F rămâne acelaşi. F se 
poate micşora doar folosind două filtre 
în cascadă de tipul din figura 5, dar 
cu Q=2. Pentru f =600Hz şi Q=3 (adică 
a=0,167) datefe elementelor sunt: 
R=44k£2, CI =36nF, C2=1nF; 

R1=11kQ; R2=65k£2; C=10nF. 

Amplificatoarele operaţionale 
sunt de tipul [3A741 şi montajul se 


Figura 5 

filtrelor active sunt degradate din cauza 
utilizării unui generator cu impedanţă 
internă mare. 

Bibliografie 40 

[1] Liviu Macoveanu, “Aparate de 
recepţie şi emisie de unde scurte şi 
ultrasunete”, Editura Tehnică, 20 
Bucureşti, 1958; 

|2j Dinu Costin Zamfirescu “Filtru AF 
cu banda de trecere variabilă” revista 
Radio nr.5/1995, Editura Teora. 


Atenuarea (dB) 


b a - flttnjl din fig3c sau 4 
b - filtrul din fig5 



600Hz 

Figura 6 


MHz) 



Your Internet Business Solution 


-M. 


Netscape 




D IExplorer 

nternet 


E-mail 






WebTalk RealAudio 


Numai prin noi aveţi acces la 
Internet din toată tara , cu viteză 
maximă si costuri minime! 



\nterComp Telnet/FTP 

Tel: 01-323 8255 Fax: 01-3239191 


Email: [email protected] 
http://www.starnets.ro 


HOT JAVA 


TEHNIUM • Nr. 6/1999 





























































- urmare din numărul trecut - 

Din acest motiv s-a prevăzut 
să se separe condensatorul variabil de 
circuitul de alimentare, fie prin 
condensatoare fixe, fie printr-un 
transformator. Uneori, pentru 
simplificarea construcţiei receptorului, 
se utilizează drept sarcină a 
amplificatorului de RF elemente care 
nu se reglează la modificarea 
frecvenţei semnalului util (circuit de 
bandă largă). în toate amplificatoarele 
de RF o preocupare deosebită este 
introducerea unor circuite rejectoare 
ale semnalelor perturbatoare. 
Schemele şi modul de calcul al 
acestora nu diferă de cele stabilite la 
circuitul de intrare. Mai este posibil să 
se utilizeze un circuit rejectorîn catodul 
tubului electronic, respectiv în emitorul 
tranzistorului folosit ca element 
amplificator (fig. 2.3.). Atenuarea 
semnalului perturbator este egală cu 
factorul de reacţie negativă obtinut: 

F = 1+SQ r L r o) (2.2) 

în afara distorsiunilor neliniare, 
datorate circuitelor acordate, a căror 
funcţie de transfer are un maxim la o 
frecvenţă diferită de frecvenţa 
semnalului, mai apar următoarele 
semnale modulatoare suplimentare 
datorate neliniarităţii elementelor active 
folosite în amplificatoarele de RF: 

- distorsiuni ale înfăşurătoarei de 
modulaţie; 

- distorsiuni de trecere a modulaţiei 
de pe un semnal parazitar în semnalul 
util (intermodulaţie); 

- semnalele perturbatoare având 
frecvenţa reţelei sau a armonicelor ei 
(brum); 

- semnale datorită vibraţiilor 
mecanice ale pieselor montajului (efect 
microfonic). 

în scopul determinării valorii 
acestor distorsiuni se consideră 
dezvoltarea în serie Taylor în jurul 
punctului static de funcţionare a 
curentului elementului activ (i e ), 
reţinându-se primii patru termeni 
pentru a se putea pune în evidenţă 
armonicele apărute în semnalul 
modulator. Trebuie arătat că în foarte 
rare cazuri, în domeniul frecvenţelor 
mai mici de 30MHz nu este posibilă 
neglijarea reacţiei de la ieşire la intrare, 

“8 


1 CQ-YO 

CIRCUITE Şl AMPLIFICATOARE DE RF(III) 

ing. Claudiu latan/ Y08AKA 


analiza amplificatorului de RF trebuie 
făcută în acest caz pe baza 
cuadripolului admitanţelor (Y) 
echivalente elementelor active utilizate 
în amplificatorul de RF şi despre care 
nu insistăm aici. 

'e =a 0 +a i U c +a 2 U c 2+a 3 U c 3 ( 2 - 3 )' 

unde: 

u c =U c cosco s t(1 +mcosco m t) 
(2.4) este tensiunea de comandă. 

în acest caz rezultă: 

- o modificare a componentei medii 
(a 0 ), datorată tensiunii de excitaţie la 
valoarea: 

l e0 =a 0 + (a 2 U c 2 /2)(1 +m 2 /2); (2.5) 

- modificarea admitanţei statice în 
transfer (al) la valoarea dinamică: 
Y T =a 1 + 3 /4a 3 U c 2 = S d (2.6) prin apariţia 
în expresia sa a termenului %a 3 U c 2 ; 

- modificarea gradului de modulaţie 
la valoarea: 

m’ = m[1+3a 3 U c 2 (1+3m 2 /8)/2S d ] 
(2.7) 

- apariţia armonicei a doua şi a treia 
ale semnalului modulator: 

l e2 =9a 3 m 2 U c 3 /8; (2.8) 

l e3 =3a 3 m 3 U c 3 /16; (2.9) care 
determină coeficienţii de distorsiuni: 

D 2 =l e2 /S d U c = 9a 3 mU c 2/8a i ( 2 ' 10 ) 

D 3 =WS d U c s 3a 3 m 2 U c 2 /16 ai 

( 2 . 11 ) 

- apariţia unor componente ale 
curentului elementului activ având 
frecvenţa 2co s şi 3co s corespunzător 
cărora tensiunile rezultate sunt 
atenuate, neproducând semnale la 
ieşire datorită proprietăţilor selective 
ale radioreceptorului. 

Din cele arătate se constată 
că apar distorsiuni numai dacă există 
termeni egali sau mai mari decât gradul 
III în dezvoltarea în serie a curentului 
de ieşire al elementului activ. Pentru a 
obţine distorsiuni minime este indicat 
să se aleagă un punct de funcţionare 
în care raportul a 3 /a 1 să fie minim. 
Situaţia cea mai critică are loc la 
semnal puternic pentru elementele 
active comandate de RAA, deoarece 
în acest caz apare o mărire a valorii 
distorsiunilor D 2 şi D 3 (vezi relaţiile 2.10 
şi 2.11), datorită valorii ridicate a 
tensiunii de comandă (U c 2 ) şi a valorii 
mici a pantei elementului activ (a.,). 
Dacă termenul a 3 are un maxim în 
domeniul de influenţă a RAA, atunci se 


alege punctul de funcţionare în lipsa 
semnalului după acest maxim, în 
domeniul polarizărilor crescătoare. 

Astfel, la creşterea tensiunii 
Uc (care determină şi o creştere a 
polarizării), se obţine o micşorare a 
raportului a.,/a 3 şi deci, o valoare 
aproximativ constantă a coeficienţilor 
de distorsiuni neliniare. 

O soluţie foarte bună pentru 
micşorarea distorsiunilor neliniare este 
utilizarea tranzistoarelor MOS în 
amplificatoarele de RF. Acestea, având 
o caracteristică pătratică a curentului 
în funcţie de tensiunea de comandă, 
teoretic anulează distorsiunile, iar 
practic permit obţinerea unor valori 
mult mai reduse ale distorsiunilor decât 
în cazul utilizării altor tipuri de elemente 
active (ca de exemplu tranzistoare cu 
efect de câmp). 

Un alt efect supărător al 
neliniarităţii elementelor active din 
amplificatoarele de RF este trecerea 
modulaţiei de pe un semnal perturbator 
pe semnalul util, dacă semnalul 
perturbator nu este atenuat suficient de 
circuitul de intrare. 

Astfel, dacă se consideră că 
tensiunea de comandă este de forma: 
u c =U c cosco s t+U p (1+m p cospt)coso) p t; 

( 2 . 12 ) 

Up(1+ m p cos pt) co sto p t fiind semnalul 
perturbator, mărimea componentei 
medii va fi egală cu: 
l e0 =a 0+ a 2 U c 2 /2+a 2 U p 2 /2(1+m 2 p/2); 

(2.13) 

Semnalul util va fi modulat cu 
frecvenţa parazită p cu un grad de 
modulaţie: D j =m p 3a 3 U p 2 /a 1 (2.14) 

Comparând relaţia (2.14) cu 
valoarea distorsiunilor rezultate din 
relaţia (2.10) se obţine: 

D i =(8m p /3m)(U p /U c ) 2 D 2 , (2.15) 
adică valoarea distorsiunilor de 
intermodulaţie poate ajunge, datorită 
valorii mari a raportului U p /U 0 în cazul 
unui semnal parazitar generat de un 
post puternic, la o valoare mult mai 
mare decât distorsionarea propriei 
anvelope de modulaţie. Mai mult, spre 
deosebire de distorsiunile neliniare, 
care modifică timbrul, distorsiunile de 
intermodulaţie introduc disonanţe, sunt 
mult mai supărătoare. Aceasta 
determină uneori ca în receptoarele 


TEHNIUM • Nr. 6/1999 















CQ-YO 


a 


MA sursa principală a zgomotului 
etajelor de RF să fie intermodulaţia, 
fapt ce determină ca micşorarea sa să 
fie unul din criteriile principale de 
alegere a punctului static de 
funcţionare. Pentru aceasta trebuie 
luate măsuri ca tensiunea 
perturbatoare pe electrodul de 
comandă al elementului activ să fie 
redusă, chiar dacă câmpul perturbator 
la recepţie este slab. Aceasta se 
realizează cu circuite de intrare care 
au o selectivitate ridicată, şi în special 
folosind circuite cuplate. 

Din acest punct de vedere se 
arată, uneori, mai avantajoasă, în cazul 
unui condensator variabil cu trei 
secţiuni, utilizarea a două dintre ele 
pentru realizarea unor circuite acordate 
la intrare, amplificatorul de RF debitând 
pe o sarcină aperiodică. Dacă în locul 
unei tensiuni perturbatoare de RF 
simultan cu semnalul util apare o 
tensiune din banda audio utilă a 
receptorului, datorită neliniarităţii 
elementului activ şi aceasta poate 
determina apariţia unei modulaţii 
parazite. 

De obicei, această tensiune 
este datorată, la tuburile electronice, 
încălzirii filamentului în curent alternativ 
sau alimentării elementelor active cu 
tensiune redresată, imperfect filtrată. 

Datorită filtrajului insuficient, 
apar în tensiunea de polarizare şi 
alimentare componente de semnal 
dependente de tensiunea reţelei, care 
se suprapun pe cele determinate de 
filament, dacă acesta există. Se poate 
determina astfel tensiunea echivalentă 
totală aplicată pe electrodul de 
comandă Ub, rezultând un semnal de 
forma: u c = U c cosoo s t+ U b cosco b t (2.16) 
Aceasta determină o 
modificare a componentei medii a 
curentului de ieşire şi a pantei 
elementului activ la valorile: 

l e0 =a 0+ ( 32 /2)(U c 2 +lV) (2.17) 
S d =a 1+ 3a 3 U c 2 /4 (2.18) 
şi apariţia unei modulaţii parazitare, cu 
brum, cu frecvenţa tensiunii parazitare 
şi gradul de modulaţie: 

m b =2a 2 U b /s (2.19) 

De asemenea, mai apare şi o 
modulaţie parazitară cu frecvenţa 
dublă frecvenţei tensiunii modulatoare 
si cu un grad de modulaţie: 

m 2b =(1,5a 3 /s)U b 2 (2.20) 

Este de remarcat că modulaţia 
cu brum, spre deosebire de 
distorsiunile neliniare şi cele de 

TEHNIUM • Nr. 6/1999 


intermodulaţie (care erau nule dacă a 3 
era nul), apare chiar dacă curentul de 
ieşire are o variaţie pătratică. Pentru 
micşorarea modulaţiei cu brum este 
indicată realizarea unor amplitudini 
reduse ale tensiunii echivalente pe 
grilă, ceea ce este posibil dacă 
impedanţa de intrare pe electrodul de 
comandă este redusă. 

Uneori, pentru reducerea 
brumului se introduce pe elementul de 
comandă o tensiune cu frecvenţa f b în 
antifază cu tensiunea parazitară 
existentă sau, dacă filamentul este 
sursa principală de brum, montajul se 
echilibrează faţă de masă astfel încât 
tensiunile induse pe impedanţa de 
intrare a electrodului de comandă, 
datorate celor două capete ale lui, să 
fie egale şi în antifază. 

De asemenea, există 
posibilitatea ca semnalul util de la 
ieşirea radioreceptorului să determine 
apariţia unui semnal pe rezistenţa 
internă a sursei. Acesta, aplicându-se 
pe linia de alimentare la 
amplificatoarele de RF, poate 
determina o reacţie care produce fie o 
scădere a gradului de modulaţie, dacă 
este în antifază cu semnalul incident, 
fie o mărire a gradului de modulaţie sau 
chiar apariţia oscilaţiilor pe întregul 
receptor, sub influenţa semnalului, 
dacă reacţia este pozitivă. 

O altă cale de influenţă pe 
întregul receptor este transmiterea 
semnalului modulator prin intermediul 
unei oscilaţii mecanice generate de 
difuzor şi care modifică proprietăţile 
electrice ale amplificatorului. Acest 
efect este denumit microfonie. Se 
deosebesc două tipuri de efecte 
microfonice, şi anume: 

- acţiunea mecanică are loc asupra 
pieselor pasive din circuit - şi în special 
asupra elementului de acord 
(inductanţa sau condensatorul 
variabil), determinând o modificare a 
frecvenţei de rezonanţă a circuitelor de 
acord şi deci şi a factorului de transfer 
al acestora; 

- acţiunea mecanică se exercită 
asupra elementelor active din montaj, 
modificându-se admitanţa de transfer 
în ritmul modulaţiei. Expresia analitică 
a curentului de ieşire este: 

i e =U c cosco s t[ 1 +(rn m +rn)cosco m t+ 

(m m m/2)(1 +co S 2(o m t)] (2.21) 

Din relaţia (2.21) rezultă că 
apare o modificare a gradului de 
intermodulaţie cu valoarea rn m , care, 


dacă este negativă, duce la o 
demodulare a semnalului, iar dacă este 
pozitivă, determină mărirea adâncimii 
de modulaţie sau chiar intrarea în 
oscilaţie. 

Totodată, se constată că 
această microfonie mai determină şi 
apariţia unor distorsiuni neliniare de 
microfonie: 

D 2m =(m m m)/(2(m+mJ) (2.22) 
Deoarece gradul de modulaţie 
micronic rn m este independent de locul 
unde apare microfonia, fiind în funcţie 
numai de factorul de reacţie mecanic 
de la ieşire la elementul respectiv, 
amplitudinea tensiunii modulatoare 
este independentă de poziţia 
elementului activ în lanţul de 
amplificare, depinzând numai de 
amplificarea globală a întregului lanţ. 
Rezultă, deci, că singura soluţie de 
micşorare a efectului microfonie este 
micşorarea factorului de reacţie 
mecanic şi nicidecum a amplificării 
unei porţiuni din lanţul de amplificare, 
întrucât are importanţă amplificarea 
globală a acestuia. Ţinând seama de 
faptul că RAA-ul asigură un semnal de 
ieşire practic constant, influenţa 
maximă a microfoniei nu are loc la 
semnale puternice, ci la semnale slab 
modulate, pentru care reglajul de 
volum fiind maxim, apare şi o 
amplificare globală maximă (aceasta 
este şi condiţia de verificare a efectului 
microfonie). 

Un caz particular deosebit de 
interesant de analizat, din punctul de 
vedere al distorsionării semnalului de 
către elementele active ale 
amplificatoarelor de RF, este cel în care 
legea de variaţie a curentului faţă de 
valoarea sa iniţială l e este: 

i e =l e fexp.a(U c -bi 0 )-1]+l ei (2.23) 
în cazul tuburilor electronice 
cu pantă variabilă această variaţie se 
obţine ştiind că: 

' b=0; l e =a 0 (2.24) 
iar pentru tranzistoare: 

l e =l e0 a c /(1-a c a e )(2.25) 
'er'co/î 1 -^) (2.26) unde: 
l e0 - curentul de saturaţie al joncţiunii 
emitor-bază, dacă colectorul este în 
gol; 

l c0 - curentul de saturaţie al joncţiunii 
-colector-bază, dacă emitorul este în 
gol; 

a c - factorul de amplificare al curentului 
în scurt-circuit pentru montajul BC; 
a e - factorul de amplificare al curentului 
la conectarea inversă a tranzistorului. 


9 










CQ-YO 


a=e/KT=40(1/V); (2.27) 

b=r bb ,/(3 (2.28) 

Se observă că factorul b este 
şi el dependent de curentul de colector 
al tranzistorului, deoarece amplificarea 
de curent în scurt-circuit ((3), pentru 
montajul EC, este dependentă de 
curentul de colector. Totuşi această 
variaţie fiind foarte mică, este 
neglijabilă în raport cu variaţia tensiunii 
de comandă, justificând considerarea 
factorului b ca independent de curentul 
de colector. 

Pentru calculul distorsiunilor, 
tensiunea de comandă se poate 
exprima din relaţia (2.23) sub forma: 

U c =(1/a)kn(i e /l e )+bi e (2.29) 
deoarece, în mod normal: 

exp.a(U c -bi e )»1 (2.30) 
în acest caz, valorile a v a 2 şi 
a 3 din relaţia (2.3) sunt: 

a’=di /dU =1/(dU /di )= 
ai e /(1+abi e ) (2.31) 

a 2 =(1/2)(d\/dU c )= 
(1/2)(a 2 i e /(1+abi e ) 3 ) (2.32) 
a 3 =(1 /6)(d 3 i c /dU 3 c )= 
(1/6)(a 3 i e (1 -2abi e )/(1 +abi e ) 5 ) (2.33) 
Din relaţia (2.33) se obţine un 
rezultat deosebit de interesant, şi 
anume că coeficientul a3 şi deci şi 
distorsiunile sunt nule pentru: 

i ed =1/2ab (2.34) 
ceea ce îi recomndă ca un punct optim 
de funcţionare. 

în raport cu acest punct de 
funcţionare coeficientul de distorsiuni 
neliniare D 2 (vezi relaţia 2.10) se poate 
exprima prin relaţia: 

16 0 

care are un extrem de valoare: 

D 2M =(2m/73)a z U c 2 (2.36) 

pentru i e =2i ed . 

De aceea, utilizarea 
tranzistoarelor la curenţi i e >i ed este 
avantajoasă, introducându-se 
distorsiuni neliniare reduse. Această 
condiţie este în contradicţie cu condiţia 
de zgomot minim, pentru care curentul 
de colector optim este de circa 0,5mA, 
valoare mai mică decât i ed . Din cele 
arătate rezultă că este indicat, ca în 
lipsa semnalului, să se aleagă pentru 
tranzistoare (la tuburi electronice i ed =o °) 
un punct de funcţionare mai mic decât 
2i ed . Pentru tranzistoarele supuse 
acţiunii RAA-ului este indicat să nu se 
determine variaţii prea mari sub 
valoarea i ed , deoarece distorsiunile 
cresc rapid. Pe baza valorii minime a 


D 2 = 


curentului de ieşire se poate determina 
din relaţia (2.35) amplitudinea maximă 
admisibilă a tensiunii de comandă la 
care distorsiunile neliniare nu 
depăşesc valoarea D 2adm . 

( \ 2 


U,„ 


adm 


<1 


16 D 


1 + - 


2 adm \ 


2 i 


ed ) 


3 m 


-;(2.37) 


1- 


l tn 


L ed 


De asemenea, impunându-se şi 
coeficientul de distorsiuni de 
intermodulaţie admisibil din relaţiile 
(2.15) şi (2.37), se obţine valoarea 
maxim admisibilă a tensiunii 
perturbatoare: 

f 

l. 


u 


padm — 




iadrn 


■ V 

| | *gmin 

i. 2 w J 


ma 




1- 


\ 


;(2.38) 


V l ed J 

putându-se deduce şi atenuarea 
necesară (a p ), astfel încât să nu apară 
distorsiuni de intermodulaţie 
inacceptabile. 

Deoarece situaţia cea mai 
periculoasă este cea în care canalul 
perturbator este adiacent canalului util, 
condiţia (2.38) impune valoarea 
atenuării canalului adiacent pentru 
circuitul de RF. 


Pentru a analiza comportarea 
tranzistorului la frecvenţe ridicate din 
punctul de vedere al distorsiunilor 
neliniare, trebuie ţinut seama că 
valoarea curentului de bază creşte 
odată cu creşterea frecvenţei, ceea ce 
duce la micşorarea tensiunii de 
comandă a joncţiunii bază-emitor. 

Rezultă o mărire a factorului 
b (vezi relaţia 2.28) odată cu creşterea 
frecvenţei şi deci o micşorare a 
distorsiunilor neliniare. Din acest motiv, 
valorile cele mai mari ale atenuării 
semnalelor perturbatoare se impun în 
domeniul frecvenţelor scăzute, pentru 
care receptoarele de calitate folosesc 
de multe ori circuite de RF cuplate. 

Cele expuse până aici nu 
reprezintă totul despre această parte 
foarte importantă a unui radioreceptor. 
Dacă amatorul constructor nu va apela 
la formulele de calcul la realizarea 
receptorului, considerăm că partea 
“vorbită" îi va fi de un real folos. 

în numărul următor vom 
prezenta câteva scheme, extrase din 
radioreceptoarele de trafic pentru 
radioamatori, cu performanţe 
deosebite. 

- continuare în numărul viitor- 


• Vânzări 
video, 


i de componente electronice, accesorii audio- 
electrotehnice, automatizări; 


• Documentaţie, cataloage, cărţi, reviste, CD-ROM-uri 
din domeniul electronicii; 

• Oferim spaţiu în consignaţie pentru produse 
electronice, electrotehnice, calculatoare; 

• Accesorii pentru telefoane mobile GSM. 


= PRETURI MICI (“STUDENTESTI”) = 

5 ' î î 7 


:lw 


S.C. STAR 5 s.r.l 

B-dul luliu Maniu, nr.2, Bucureşti 

(Vis - a - vis de Facultatea de Electronică) 

Staţia de metrou “Politehnica” 

Tel. 018.60.26.25 


3* 


10 


TEHNIUM • Nr. 6/1999 


J 


































CQ-YO 


a 


FRECVENTMETRU CU REZONANTA 

9 9 

ing. Şerban Naicu 
ing. Gheorghe Codârlă 


Frecvenţmetrul electronic 
cu rezonanţă (sau cu absorbţie), mai 
cunoscut sub denumirea germană de 
resonanzmeter sau cea englezească 
de grid dip-metru, este un aparat de 
măsură binecunoscut radioamatorilor, 
dar şi altor categorii de electronişti care 
au preocupări în domeniul 
radiofrecvenţei. Acesta permite 
stabilirea frecvenţei de acord a unui 
circuit oscilant, alimentat sau nu cu 
tensiune, ca şi determinarea frecvenţei 
de funcţionare a unui oscilator, 
verificarea funcţionării unui emiţător 
sau a unui receptor radio, găsirea 
frecventei de acord a unei antene etc. 

M 



Grid dip-metrul 

(frecvenţmetrul cu rezonanţă) 

reprezintă un aparat indispensabil în 
radiofrecvenţă. Acesta nu are precizia 
de măsurare a unui frecvenţmetru 
digital, dar nici nu-şi propune acest 
lucru, fiind un aparat destinat 
măsurătorilor rapide (şi evident, mai 
puţin precise). 

Când aparatul este destinat 
măsurării unor frecvenţe de valori 
foarte mari, se utilizează în locul 
circuitului derivaţie LC cavităţi 
rezonante, iar scala de măsură este 
gradată în lungimi de undă (şi nu în 
frecvenţă, ca în primul caz), de unde 
şi denumirea de undametru cu 
absorbţie (engl. absorbtion 
wavemeter). 


în principiu, un frecvenţmetru 
cu rezonanţă (grid dip-metru) conţine 
un circuit oscilant realizat dintr-o 
bobină fixă L (care se poate înlocui) şi 
un condensator variabil Cv, prevăzut 
cu un cadran, ca în figura 1. 

în paralel cu circuitul oscilant 
LC derivaţie este conectat un 
milivoltmetru electronic VE, care 
măsoară nivelul semnalului. 
Funcţionarea acestuia se bazează pe 
fenomenul de rezonanţă care se 
produce la circuitele oscilante LC 
atunci când frecvenţa aplicată 
circuitului este egală cu frecvenţa de 
rezonanţă a circuitului oscilant. Cu cât 
factorul de calitate (Q) al circuitului 
acordat este mai mare, cu atât maximul 
curbei de rezonanţă este mai pronunţat 
(curba este mai ascuţită), iar 
determinarea frecvenţei de rezonanţă 
este mai precisă. Acest lucru se poate 
observa în figura 2. Frecvenţa de 
rezonanţă a circuitului oscilant 
derivaţie (f 0 ) se determină cu relaţia: 

/o = WZc 

în care L şi C sunt inductanţa şi 
respectiv capacitatea din circuitul 
oscilant. 

Cu f-i şi f 2 s-au notat două 
frecvenţe limită, situate de o parte şi 
de alta a frecvenţei de rezonanţă, între 
care voltmetrul indică aceeaşi valoare 
a tensiunii. Frecvenţa de rezonanţă se 
poate determina cu formula: 
f 0 =(fi+f 2 )/2. 

Frecvenţmetrele cu rezonanţă 
se utilizează pentru măsurări de 
frecvenţă în domeniul 100kHz^-10GHz, 
precizia de măsurare fiind de 0,1 -^1%. 

Dacă frecvenţmetrul cu 
rezonanţă este proiectat pentru 



TEHNIUM • Nr. 6/1999 


măsurarea frecvenţelor foarte mari, 
atunci scala acestuia nu mai este 
gradată în unităţi de frecvenţă (Hz), ci 
în unităţi de lungime (m). Lungimea de 
undă se poate determina cu relaţia: 

X 0 = 2 JlCyl LC 

unde c reprezintă viteza luminii. în 
acest caz aparatul poartă denumirea 
de undametru. 

Schema electronică a grid dip- 
metrului realizat de autori şi propus 
cititorilor este prezentată în figura 3. 

în principiu, schema este 
constituită dintr-un oscilator de tip 
Klapp, realizat cu pentoda 6J5P, care 
lucrează într-o gamă largă de 
frecvenţe, având circuitul oscilant 
derivaţie LC conectat între grila de 
comandă (g 1) şi anod (a), iar între grila 



de comandă (gl) şi catod (K) având 
montat un microampermetru 
(galvanometru) cât mai sensibil. 

Tubul electronic folosit este o 
pentodă amplificatoare de tensiune, cu 
pantă fixă, de producţie rusească, de 
tip 6J5P, utilizat în receptoare TV alb- 
negru de tip Rubin. Acesta prezintă 
următoarele caracteristici electrice: 
Uf=6,3V; lf=0,45A; Ua=300V; 

la=10mA; Ug2=150V; Ug1=-2V; 
S=9mAA/. 

Soclul tubului este prezentat 
în figura 4. 

S-a adoptat acest tub 
electronic, în cadrul schemei de faţă, 
din mai multe motive: are un gabarit 
foarte mic (circa 40mm lungime), este 
mai stabil cu temperatura decât un 
tranzistor şi, mai important decât toate, 
am dispus de el atunci când am realizat 
acest grid dip-metru. Acest lucru nu 
înseamnă că montajul nu poate fi 
adaptat cu uşurinţă şi realizat cu 
tranzistor. 

_ Schema mai conţine un 

~TT 














































CQ-YO 



transformator de reţea (coborâtor de 
tensiune), care furnizează în secundar 
o tensiune alternativă de 6,3V 
necesară alimentării filamentului 
tubului electronic. 

Tensiunea anodică a tubului 
(de circa +250V cc) se obţine direct din 
tensiunea alternativă de reţea prin 
redresare monoalternanţă cu dioda D 
( de tip 1N4007) şi filtrare cu 
condensatorul C3 (22pF/500V). Tot din 
tensiunea redresată monoalternanţă, 
prin intermediul rezistorului R3, se 
polarizează şi grila ecran (g2) a 
pentodei, cu o tensiune pozitivă de 

f 



valoare mare. Grila supresoare (g3) a 
tubului se leagă la catodul (k), adică la 
masa montajului. 

Din motive de spaţiu, nu s-a 
utilizat un soclu pentru tubul electronic, 
lipiturile celorlalte componente sau ale 
conductoarelor de legătură făcându-se 
direct pe terminalele pentodei. 

Acest grid dip-metru acoperă 
un domeniu al frecvenţelor de lucru 
cuprins între 100kHz şi 200MHz, 
divizat în 3 subdomenii: 
100kHz+2MHz; 2MHz+30MHz şi 
30MHz+200MHz. Pentru fiecare dintre 
aceste trei subdomeniii se utilizează 
câte o bobină distinctă, bobinele fiind 
realizate pe soclu într-o carcasă 
închisă (capacul închizându-se prin 
înfiletare). 

Din motivele expuse anterior 
(obţinerea unui Q mare), atât 
condensatorul variabil (având două 
secţiuni egale de 240pF fiecare), cât 
şi bobinele trebuie să fie de calitate. 
Condensatorul variabil va avea 
izolatorul realizat din călit (se acceptă 
şi din textolit), acesta putându-se 
procura de la staţiile militare vechi 
(dezafectate). Din acelaşi motiv 
(obţinerea unui Q mare) bobinele se 
vor realiza din sârmă de cupru 
argintată, cu un diametru mare al 
conductorului. 

Instrumentul de măsură 
(galvanometrul) este recomandabil să 
fie cât mai sensibil (50+1OOpA la cap 

12 


de scală). în cazul montajului prezentat 
s-a folosit un VU-metru de la 
magnetofoanele Tesla, având 
sensibilitatea de lOOpA. 

MODURI DE LUCRU 
Există două moduri distincte 
de lucru şi anume un mod pasiv, cu 
comutatorul K pe poziţia 1, dacă 
montajul este nealimentat cu tensiune 
şi un mod activ, cu comutatorul K pe 
poziţia 2, oscilatorul realizat cu pentodă 
fiind în funcţiune. 

a) Modul pasiv de lucru 
Frecvenţmetrul nostru nu este 
alimentat cu tensiune continuă (K 
deschis), cu el măsurându-se 
obligatoriu numai circuite oscilante 
alimentate cu tensiune. 

Se procedează după cum 
urmează. Se apropie bobina exterioară 
a acestui frecvenţmetru cu rezonanţă 
(grid dip-metru) de circuitul oscilant 
(generatorul) a cărui frecvenţă se 
măsoară. Se va realiza un cuplaj cât 
mai slab şi nu unul strâns, pentru a nu 
se produce fenomenul nedorit de 
“târâre” a frecvenţei. 

în bobina aparatului nostru se 
va induce o tensiune de la circuitul cu 
care am realizat cuplajul, având o 
anumită frecventă. în momentul când 


yr~Y 

ii 1 




195 



Figura 6 


prin acordarea condensatorului nostru 
variabil circuitul oscilant propriu LC 
capătă aceeaşi frecvenţă, tensiunea 
indusă în circuitul nostru va fi maximă. 
Acest fapt este pus în evidenţă de către 
microampermetrul pA, care, în 
momentul rezonanţei, va indica un 
maxim, spaţiul grilă-catod (gl-k) al 
tubului servind ca diodă-detectoare. 
Astfel, tensiunea de înaltă frecvenţă 
care se măsoară, aplicată prin cuplaj 
inductiv circuitului nostru oscilant este 
astfel redresată şi măsurată cu 
microampermetrul. Sensibilitatea 
acestui sistem de măsură se reglează 
cu ajutorul potenţiometrului P (500k£2, 
liniar). Se urmăreşte să se aducă 
maximul în cadrul scalei, ca să poată 
fi citit. La obţinerea indicaţiei maxime 
pe instrumentul de măsură se citeşte 
valoarea frecvenţei de rezonanţă a 
circuitului care se măsoară direct pe 
scala corespunzătoare bobinei folosite 
(indicaţia dată de axul condensatorului 
variabil), scala fiind gradată direct în 
unităţi de frecvenţă. 

Această metodă de detectare 
a rezonanţei se numeşte metoda 
absorbţiei, de unde provine şi 
denumirea de frecvenţmetre (sau 
undametre) cu absorbţie sau grid 
dipmetre. Facem precizarea că 
vom avea atâtea scale de 
măsură câte bobine 
utilizăm (3 în cazul nostru), 
b) Modul activ de 
35 lucru 

în această situaţie 
comutatorul K fiind închis, 
tubul este alimentat cu 
tensiune, funcţionând ca un 
oscilator şi generând o frecvenţă 
variabilă, în funcţie de poziţia cursorului 
condensatorului variabil. 

în momentul când bobina 
externă a grid dip-metrului nostru se 
apropie de un alt circuit oscilant, cu 
frecvenţă de rezonanţă proprie, acest 
circuit nefiind alimentat cu tensiune, 
acesta va absorbi o energie maximă 
din circuitul nostru, atunci când 
oscilatorul va avea aceeaşi frecvenţă. 
Fenomenul va conduce la o scădere 
maximă a nivelului tensiunii la capetele 
circuitului oscilant activ (din aparatul 
nostru), ceea ce va fi pus în evidenţă 
printr-o indicaţie minimă a 
microampermetrului pA. Cu ajutorul 
potenţiometrului P se va regla astfel 
încât acest minim să se găsească în 
cadrul scalei (pentru a putea fi pus în 


TEHNIUM • Nr. 6/1999 










































CQ-YO 



evidentă). 

’ ETALONARE 

Etalonarea frecvenţmetrului 
cu rezonanţă prezentat se poate face 
în două moduri, utilizând fie un 
generator de radiofrecvenţă etalonat, 
fie un frecvenţmetru digital. 

a) Metoda cu generatorul 
etalonat 

Se foloseşte grid dip-metrul în 
regim pasiv. Se pune acesta la un cap 
de scală şi se reglează frecvenţa 
generatorului până când pe 
microampermetru se observă un 
maxim. Frecvenţa citită pe generatorul 
de radiofrecvenţă etalonat se va marca 
pe scala aparatului nostru. Se repetă 
operaţia la mijlocul şi la celălalt capăt 
al scalei. Se va trasa câte o scală 
pentru fiecare bobină a aparatului. 

b) Metoda cu frecvenţmetrul 

Grid dip-metrul va lucra în 

regim activ, generând o frecvenţă. Se 
pune condensatorul variabil la capătul 
inferior al scalei şi cu ajutorul 
frecvenţmetrului se măsoară 
frecvenţa. Frecvenţa citită se va marca 
pe scală. Se repetă operaţia la mijlocul 
şi la capătul superior al scalei. 

REALIZAREA PRACTICĂ 

Cablajul montajului este 


prezentat în figura 5. Se observă 
forma uşor trapezoidală a acestuia. 

Dat fiind faptul că lucrează la 
frecvenţe înalte, construcţia aparatului 
va respecta regulile specifice 
radiofrecvenţei. Montajul va fi compact, 
rigid, componentele electronice 
conectându-se direct între ele cu 
conductoare scurte (sau chiar fără 
conductoare de legătură). 

Aspectul exterior al 
frecvenţmetrului cu rezonanţă este 
prezentat în figura 6. Carcasa este 
realizată din două capace din tablă de 
aluminiu cu grosimea de 1,5mm, 
decupate conform desenului şi îndoite 
după linia punctată. Acestea sunt fixate 
între ele prin intermediul piesei din 


textolit prezentată în figura 6 (dreapta- 
sus) şi al unui distanţor, care fixează 
capacul superior de corpul 
transformatorului de reţea. 

Bibliografie 

1. Frecvenţmetre electronice - 
Rodica Popescu, Editura Tehnică, 
Bucureşti, 1967; 

2. Generatoare de radiofrecvenţă - 
George Băjeu, Gheorghe Stancu, 
Editura Tehnică, Bucureşti, 1972; 

3. Catalog de tuburi electronice - 
Cezar lonescu, Ana Săvescu, Editura 
Tehnică, Bucureşti, 1967; 

4. Manualul inginerului electronist. 
Măsurări electronice, Edmond Nicolau 
(coordonator), Editura Tehnică, 
Bucureşti, 1979; 



VIDEOCASETOFOANE 

înregistrarea şi redarea magnetică 
a imaginilor şi sunetului 

Autori: Şerban Naicu 

Dan Cepăreanu 

Colecţia: ELECTRONICĂ Şl TELECOMUNICAŢII 



NOUTĂTI EDITORIALE 

3 



Editura ALL EDUCAŢIONAL 
oferă cititorilor săi tradiţionali încă o 
lucrare excelentă în renumita sa 
colecţie SOFTWARE/HARDWARE. 


Lucrarea conţine nouă capitole şi prezintă problemele specifice 
înregistrării şi redării informaţiei video şi audio cu ajutorul 
videocasetofoanelor. Sunt tratate în detaliu problemele specifice, 
începând cu prezentarea caracteristicilor de bază ale semnalului video 
complex color şi până la înregsitrarea digitală a informaţiei video pe bandă 
magnetică. 

Sunt prezentate, de asemenea, diferite formate de înregistrare 
video şi procedee de îmbunătăţire a sistemului de înregistrare/redare. 

Cartea este accesibilă unui public larg, format din diversele 
categorii de electronişti, amatori sau profesionişti, având preocupări în 
domeniul videocasetofoanelor. 


Grupul Editorial ALL-Serviciul “Cartea prin poştă” 
Sunaţi şi comandaţi! 
tel:01/402.26.00;fax:01/402.26.10 

fax Distribuţie:01/402.26.30 

sau scrieţi la: 

bd.Timişoara nr.58, sector 6, 76548 - Bucureşti CP 12 -107 

NOI VĂ ADUCEM CĂRŢILE ACASĂ 

j 



Este vorba despre “AUTOCAD14. 
Ghid de referinţă” de George Omura 
şi B. Robert Callori. 

Cartea oferă explicaţii clare şi 
concise pentru fiecare facilitate şi 
comandă AutoCAD14, aranjate de la 
A la Z. 

Suficient de mic, în ceea ce 
priveşte gabaritul, pentru a putea fi 
transportat cu uşurinţă, dar cu un 
conţinut nebănuit de mare, acest ghid 
pune la dispoziţia utilizatorului toate 
materialele necesare într-un format 
glosar, simplu de utilizat. 

Cititorul va descoperi că acest 
volum reprezintă o sursă 
indispensabilă, indiferent de scopurile 
în care se utilizează AutoCAD, sau de 
nivelul de cunoaştere al acestuia. 


TEHNIUM • Nr. 6/1999 





















































■■ = LABORATOR 

GENERATOR DE FUNCŢII CU AFIŞARE DIGITALĂ 

9 9 


ing. Şerban Naicu 


Un generator de funcţii de joasă frecvenţă, 
în domeniul 20Hzn-200kHz, care să ofere toate cele 
trei forme de undă clasice (sinusoidal, triunghiular şi 
dreptunghiular) este extrem de necesar în laboratorul 
electronistului. 

Aparatul este cu atât mai util cu cât oferă şi 
posibilitatea afişării în permanenţă a frecvenţei 
semnalului livrat, cu cea mai mare precizie, pe un 
afişor digital cu 4 cifre. 

Generatorul de funcţii cu afişare digitală pe 
care vi-l propunem conţine două mari subansambluri 
funcţionale (alături, evident, de blocul de alimentare 
cu tensiune). 

Este vorba, în primul rând, de generatorul 
propriu-zis de semnale (de funcţii) realizat în 
principal cu circuitul integrat specializat, de tip 
ICL8038 (Intarsii)- 

Cel de-al doilea bloc funcţional este constituit 
de frecvenţmetrul cu 4 digiţi, realizat în principal 
cu circuitul integrat MMC22926. 

Despre ambele blocuri funcţionale 
enumerate, revista noastră s-a referit pe larg în 
câteva numere din anul trecut. Este vorba despre 
serialul de trei articole (nr.1, 2 şi 3/1998) intitulat 
“Generatorul de precizie pentru forme de undă - 
ICL8038” şi despre “Numărător cu patru digiţi” (nr. 

6/1998), articole pe care vă invităm să le recitiţi. Acest 
lucru va constitui pentru dvs. un sprijin deosebit în fcw 
vederea realizării prezentului generator de funcţii. 

Generatorul de funcţii cu afişare numerică, 
pe care vi-l propunem spre realizare practică, 
prezintă câteva caracteristici principale: 

- frecvenţa furnizată, cuprinsă între 20Hz şi 
200kHz, în patru game (de câte o decadă fiecare): 
20+200Hz; 200-2000Hz; 2-20kHz; 20+200kHz; 

- atenuatorul de ieşire este etalonat în 4 decade 
şi furnizează nivelurile: lOmVcc, lOOmVcc, IVccşi 
i OVcc; 

- prevăzut cu ieşire distinctă pentru semnale TTL; 

- conţine o intrare de vobulare externă; 

- are încorporat un frecvenţmetru digital cu 4 cifre, 
realizat în tehnologie CMOS, pilotat de reţea, cu 
posibilitatea de utilizare externă (frecventa maximă: 
4MHz); 

- consum redus: circa 8W. 

GENERATORUL DE FUNCŢII (DE 
SEMNALE) 

Acest etaj funcţional are schema prezentată 
în figura 1. Se observă faptul că aceasta este 
realizată în principal cu 4 circuite integrate. Principalul 
circuit integrat care echipează acest montaj este Cil, 
generatorul de funcţii ICL8038, fabricat de firma 
INTERSIL, având capsula şi semnificaţia pinilor 
prezentate în figura 2. Acesta este un CI monolitic 
capabil să genereze oscilaţii sinusoidale, 
dreptunghiulare, triunghiulare şi în dinte de fierăstrău, 
precum şi impulsuri de mare precizie. Frecvenţa este 
reglabilă din exterior într-o gamă cuprinsă între mai 



2 

3 

,Q> 


14 


TEHNIUM • Nr. 6/1999 






















































































LABORATOR 



puţin de 1/1000Hz şi mai mult de 1MHz şi este 
stabilizată într-o gamă largă a tensiunilor de 
alimentare şi a temperaturilor de lucru. 

Modulaţia de frecvenţă, precum şi 
vobularea pot fi obţinute printr-o tensiune externă, 


Reglare semnal I l 
sinusoidal 
Ieşire semnal | 2 
sinusoidal 
Ieşire semnal I 3 
triunghiular 
Reglarea I 4 
factorului 
de umplere 1 5 

-Vcc 


cu 


PolarizareM.F. | 7 


00 

00 

§ 

o 


14 I Neconectat 


13 I Neconectat 


12 I Reglare semnal 
sinusoidal 
1 l-Vcc(GND) 


10 1 Condensator pentru 

_stabilire frecventa 

~9 1 Ieşire semnal 

drepunghiular 


8 I Intrare baleiaj M.F. 


Figura 2 

iar frecvenţa este programabilă fie printr-o comandă 
digitală, fie prin adăugarea de condensatoare şi de 
rezistoare. 

Valorile maxime absolute pentru ICL8038 sunt: 

-tensiunea de alimentare:±18Vsau 36V; 

- puterea disipată: 750mW; 

- tensiunea de intrare (la orice terminal) nu trebuie să 
depăşească tensiunea de alimentare; 

- curent de intrare (pinii 4 şi 5): 25mA; 

- curent de ieşire (pinii 3 şi 9): 25mA. 

Principiul de funcţionare al generatorului de 
semnale prezentat este următorul: condensatorul de la 
pinul 10 al CI (CI ...C4), selectat cu ajutorul comutatorului 
K1.3 se încarcă liniar la un curent constant, ales din 
valoarea rezistorului de la pinul 4 al CI (R3^-R6, selectat 
cu ajutorul comutatorului K1.1), apoi se descarcă liniar 
la un curent constant, determinat de valoarea rezistorului 
de la pinul 5 al CI (R7 h-R 1 0, aleasă cu comutatorul K1.2). 
Două comparatoare din structura internă a lui ICL8038 
controlează punctele de basculare reglate la 1/3 din 
tensiunea de alimentare (pragul de jos) şi respectiv 2/3 
din tensiunea de alimentare (pragul de sus) şi asigură 
astfel comutaţia încărcare-descărcare. 

Curentul constant prin rezistoarele de la pinii 7 
şi 5 ai CI este, de asemenea, reglat de către tensiunea 
de control de la pinul 8. Potenţiometrul PI (10k£2), sau 
tensiunea de vobulare (selectate cu întrerupătorul II), 
asigură deci excursia de frecvenţă aleasă cu ajutorul 
comutatoarelor. O decadă este acoperită pe gamă. 
Potenţiometrul PI va fi de tip multitură, permiţând astfel 
un reglaj de frecvenţă foarte fin şi obţinerea valorii dorite 
cu o mare precizie. 

Semnalul triunghiular, obţinut la bornele 
condensatoarelor CI -M34 de la pinul 10, este preluat în 
interiorul CI de către un etaj de urmărire de tensiune şi 
furnizat (pe impedanţă scăzută) la pinul 3 al CI. Acest 
semnal triunghiular este, de asemenea, trimis în 
interiorul CI la un etaj formator, realizat cu 2x8 
tranzistoare, care îl transformă în semnal sinusoidal, 
care este livrat la ieşire (pinul 2). Ajustarea tensiunilor 
de la pinii 1 şi 12 ai CI (cu potenţiometrele SR2 şi SR3 
de câte lOOkQ) permite finisarea formei semnalului şi 
obţinerea unui coeficient de distorsiuni minim. 

Acelaşi semnal triunghiular este trimis la un 
circuit basculant, care furnizează un semnal 
dreptunghiular (rectangular) la ieşirea de la pinul 9, care 
este cu colectorul în gol. 

Pentru a se atinge performanţele optime cu 



TEHNIUM • Nr. 6/1999 


15 






























































































































= LABORATOR 



ICL8038, tensiunea de alimentare a 
acestuia trebuie să tindă spre valoarea 
maximă (±18V). în cazul acestui 
montaj, tensiunea de alimentare este 
de ±12V. 

Amplificatorul de ieşire este 
realizat cu ajutorul circuitului integrat 
CI4, de tip LM318, care este un 
amplificator operaţional cu performanţe 
superioare. Astfel, răspunsul său în 
frecvenţă este de 100 de ori mai bun 
decât al clasicului amplificator 
operaţional LM741. Viteza de creştere 
(slew-rate) este de 50V/ps la LM318, 
faţă deO,5V/|us la LM741. 


dCX 


' fT 


g l~T 


latchE 

enable 
Display Q 
Select 


Aout l 7 


Bout l 8 ~ 


Vss j 9~ 


18 | Vpo 


O 

CM 

O 

CNI 

CM 

O 


Ic 


j£U b 


1510 


14 | Carry out 


13 i Reset 


12 i Clock 


1 i 1 Dout 


n 


I 2 


1 3 


1 4 


1 5 


1 6 


1 7 


L. .8 


10 | Cout 


(comutatorul K2 pe poziţia 2-2’) 
legătura este directă, impedanţa de 
ieşire a circuitului integrat ICL8038 este 
suficient de scăzută (de ordinul a 
200S2). Condensatorul C7 (68pF) 
contribuie la reducerea anomaliilor de 
formă ale semnalului în partea de sus 
a ultimei game. 

în schimb, pentru semnalul 
sinusoidal este necesară culegerea 
semnalului pe o impedanţă mare, cu 
scopul de a nu deteriora factorul (rata) 
de distorsiuni. Acest lucru se face prin 
intermediul circuitului integrat CI2, 
LF356, de tip Bifet. 

IA I Vpp A l 1 I — -I 14 I Vdi 


O 

-V 

O 


15 | Reset B l 2 " 


14 I CIock J | 3 


inhiblt 


KC 


12 i Carry out c i 5 


Ti 19 


D l 6 


"Tq~1 4 


vssr~7~ 


O 

*=r 

O 


tţ~I h 


30® 


to m 


3â_jL 
~5 IE 


a). 

Amplificatorul operaţional 
LM318 este montat în conexiune de 
amplificator inversor. 

Condensatorul ajustabil CI 2 
(trimerul) de 3/1 OpF, conectat între 
ieşirea AO şi intrarea sa inversoare, 
asigură corecţia la frecvenţe ridicate. 

Amplificarea generală 
(câştigul) se reglează cu ajutorul 
potenţiometrului P3(4,7k£2, liniar) de la 
zero la valoarea maximă. 

Tensiunea de la intrarea 
neinversoare a circuitului integrat 
LIVI318 (pinul 3) este reglabilă cu 
ajutorul potenţiometrului P4(4,7kO, 
liniar), ceea ce permite plasarea 
semnalului de ieşire în întregime în 
domeniul pozitiv (offset +), în întregime 
în domeniul negativ (offset-), plasat pe 
axa de zero volţi (offset 0), sau situat 
oriunde între aceste valori. 

Ieşirea AO de tip LM318 (pinul 
6) este protejată printr-un rezistor R25 
de 47Q şi debitează pe un atenuator 
decadic, care furnizează nivelurile de 
tensiune de lOmVcc, IVcc, lOOVcc 
sau lOmVcc, format din grupul rezistiv 
R26+R29. 

Impedanţa de ieşire este de 
cel mult 200£2 (la semnal cu 
amplitudinea de IVcc). 

Forma de undă a semnalului 
livrat la ieşire (triunghiular, sinusoidal 
sau rectangular) se selectează cu 
ajutorul comutatorului K2 (cu trei poziţii 
şi două secţiuni). 

Pentru semnal triunghiular 


b). 


Figura 4 


K-/(C*D) 

L=/(E*F) 

M=/(G*H) 

c). 


Pentru semnal dreptun¬ 
ghiular (rectangular) legătura cu 
ieşirea este tot directă, ca în primul caz, 
dar reglajul cu ajutorul semireglabilului 
SR1 (1 k£2) permite corecţia centrajului 
semnalului, în raport cu celelalte două 
forme. 

Semnalul sinusoidal, care are 
amplitudinea cea mai redusă la ieşirea 
circuitului integrat ICL8038, este livrat 
direct (neatenuat) la ieşire, în timp ce 
celelalte două forme de undă, având 
amplitudini superioare, sunt atenuate 
prin intermediul semireglabililor SR4 
(semnal dreptunghiular) şi SR5 
(semnal triunghiular). Se va obţine 
astfel la ieşire exact acelaşi nivel vârf 
la vârf şi acelaşi centraj pentru toate 
cele trei forme de undă ale semnalului 
(în poziţia calibrat). 

Prezentul generator este 
prevăzut cu ieşire distinctă pentru 



semnale TTL. Semnalul TTL este 
fabricat cu ajutorul unui comparator 
rapid, de tipul LM710 (CI3). Circuitul 
integrat LM710 (pA710) reprezintă 
primul comparator integrat din punct de 
vedere cronologic, urmat la scurt timp 
de p.A711. Acesta din urmă a fost 
produs şi la noi ţară, la IPRS Băneasa, 
sub indicativul CLB2711EC. Acesta 
este un comparator dual (dublu) şi 
dacă se utilizează în montajul 
generatorului nostru se foloseşte doar 
o jumătate din acesta. 

Se poate observa pe schemă 
că AO, de tip 710, se alimentează de 
o manieră deosebită, adică având 
V+=+12V şi V-=-6V. Tensiunea 
negativă de -6V se obţine din tensiunea 
de -12V, furnizată de blocul de 
alimentare, prin stabilizare cu grupul 
rezistor R20 - diodă Zener Dz (6,8V). 

Tensiunea triunghiulară 
furnizată la pinul 3 al ICL8038 se aplică 
la intrarea inversoare (-) a circuitului 
710 printr-un divizor de tensiune, 
realizat cu rezistorul R19+R16. Punctul 
de basculare al comparatorului se 
reglează cu ajutorul potenţiometrului 
P2 (1k£2 liniar), ceea ce permite 
obţinerea unui factor de umplere 
(raport ciclic) variabil. 

Rezistoarele R17 şi R18, de 
la intrarea neinversoare (+), dau 
naştere unui fenomen de histerezis, 
eliminând total oscilaţiile parazite care 
ar putea apărea la basculare. 

Ieşirea comparatorului 710 
(pinul 7) este conectată direct la borna 
TTL, dar acest semnal este utilizat şi 
de către frecvenţmetrul intern, aşa cum 
se va arăta în cele ce urmează. 

FRECVENTMETRUL 

DIGITAL 

Frecvenţmetrul care 
echipează acest generator de funcţii 
are schema electrică prezentată în 
figura 3 şi este realizat în principal cu 
circuitul integrat de tip 74C926 
(echivalent cu MMC22.926 fabricat de 


D1..D8 

1N4002..1N4004 


Figura 5 



16 


TEHNIUM • Nr. 6/1999 
































































































































LABORATOR 


Microelectronica SA, sau cu 
MM74C926 fabricat de National 
Semiconductors). Alături de acesta se 
mai utilizează în schemă circuitele 
integrate de tip MMC4011 şi 
MMC4017. Aceste trei tipuri de circuite 
integrate, realizate în tehnologie 
CMOS, au capsulele şi semnificaţia 
pinilor prezentate în figura 4. 

Principiul de funcţionare al 
unui frecvenţmetru digital (numeric) 
constă în numărarea ciclilor într-un 
interval de timp dat. în cazul nostru, 
poarta NI se deschide în timpul 
determinat (de 1 s sau 0,1 s) lăsând să 
treacă impulsurile de numărat. După 
încheierea numărării, un impuls de 
transfer face ca rezultatul găsit să 
treacă la afişor, apoi un impuls de 
aducere la zero iniţializează 
numărătorul pentru o nouă măsurare, 
funcţionarea fiind repetitivă. 

în cazul frecvenţmetrului 
prezentat, semnalele a căror frecvenţă 
se măsoară ajung la o intrare a porţii 
NI (pinul 1) din componenţa CI7, de 
tip MMC4011, de la jacul de intrare (f ext ) 
prin intermediul comutatorului 12, fie 
direct, fie divizate cu 10(în cazul ultimei 
game) de către CI5, de tip MMC4017. 
Acesta reprezintă un numărător 
decadic (Johnson) cu ieşiri 
decodificate şi are capsula prezentată 
în figura 4b. Circuitul integrat 
MMC4017 livrează la pinul 12 (CARRY 
OUT) un impuls la fiecare 10 impulsuri 
de tact aplicate la intrarea CLOCK 
(pinul 14), deci practic frecvenţa de la 
intrare (fx) divizată cu 10 (fx/10). 

Impulsurile de ceas (clock) 
sunt furnizate, în acest caz, de către 
reţeaua de curent alternativ de 50Hz. 
Stabilitatea acestei frecvenţe este 
destul de bună pentru măsurările de 
joasă frecvenţă pe 4 digiţi. Pentru 
aceasta, în blocul de alimentare care 
va fi prezentat în cele ce urmează, se 
face o conexiune pe o înfăşurare din 
secundarul transformatorului de reţea 
(6Vef), tensiune care se aplică, prin 
intermediul grupului R33-R32-C16- 
C15, porţilor N2 şi N3 din CI7 (de tip 
MMC4011). Cu ajutorul acestor două 
porţi inversoare semnalul sinusoidal 
capătă o formă dreptunghiulară. 
Circuitul integrat MMC4011 conţine 4 
porţi ŞI-NU (NAND) cu câte două intrări 
fiecare, având capsula prezentată în 
figura 4c. Poarta N4 nu se foloseşte 
în acest montaj. Atenţionăm asupra 
introducerii unor decuplări 
corespunzătoare, care să elimine 
paraziţii care pot impieta asupra unei 
bune funcţionări. 



Acest semnal dreptunghiular 
de 50Hz, de la ieşirea porţii N3 (pinul 
11 al CI7), se aplică fie direct (pentru 
primele două game de sus), fie divizat 
cu 10 de către CI6, de tip MMC4017 
(pentru cele două game de jos) - având 
în acest caz valoarea de 5Hz - unui 
nou divizor cu 10, reprezentat de CI8 
(de tip MMC4017). Selectarea se face 
cu ajutorul secţiunii K1.5 a 
comutatorului pentru game de 
frecvenţă. 

La intrarea divizorului CI8 
(pinul 14) se aplică semnale cu 
frecvenţa fie de 50Hz, fie de 5Hz, la 
ieşire (pinul 12) rezultă semnale cu 
frecvenţa (divizată cu 10) de 5Hz, 
respectiv 0,5Hz, adică cu perioada de 
0,2s sau 2s. Alternanţa pozitivă a 
acestui semnal, măsurând fie 0,1 s, fie 
îs (jumătate din perioadă) constituie 
semnal de deschidere pentru poarta 
NI (din CI7), aplicându-se la pinul 2 al 
acesteia. 

Pe la pinul 5 al CI8, conectat 


furnizate de generator şi afişate de 
frecvenţmetru, corespunzător poziţiei 
comutatorului de gamă sunt: 

Poziţia 4: 20n-200[în Hz]; 

Poziţia 3: 200-2000|în Hz]; 

Poziţia 2: 2.00+20.00[în kHz]; 

Poziţia 1: 20.00-^200.Oţîn kHz]. 

Timpul de măsurare al 
frecvenţmetrului nostru este de 1/1 Os 
pentru gamele de sus (durata completă 
a ciclului fiind de 2/1 Os), ceea ce este 
foarte bine, şi de îs (cu o durată a 
ciclului de 2s) pentru gamele de jos, 
ceea ce este acceptabil. 

Intrarea frecvenţmetrului 
poate fi utilizată şi din exterior pentru 
semnale în norma TTL (5Vcc), având 
limita de frecvenţă de ordinul a 4MHz 
(tipic). 

BLOCUL DE ALIMENTARE 
CU TENSIUNE 

Cele două module funcţionale 
prezentate (generatorul de funcţii şi 
frecvenţmetrul) se alimentează cu o 
tensiune de +5V şi una duală de ±12V. 



Figura 6 


cu pinul 5 (LATCH ENABLE) al CI9, 
se asigură funcţia de transfer, iar pe la 
pinul 9 al CI8, conectat cu pinul 13 
(RESET) al CI9, se asigură aducerea 
la zero a frecvenţmetrului. 

Circuitul integrat CI9, de tip 
MMC22926, având capsula prezentată 
în figura 4a este un numărător cu 4 
digiţi, cu ieşirile multiplexate, destinat 
comenzii afişoarelorcu 7 segmente cu 
catod comun. 

Cele 4 tranzistoare folosite 
(T1-T-T4) sunt de tp BC546, BC547, 
BC548 etc. (în capsulă TO-92a). 

Pentru limitarea curentului prin 
cele 7 segmente ale afişoarelor se 
utilizează grupul de rezistoare 
R35+R41 (de A1Q. fiecare). Prin 
scăderea valorii rezistoarelor se creşte 
luminozitatea segmentelor afişoarelor. 

Prin intermediul secţiunii K1.6 
a comutatorului rotativ se aprind 
corespunzător punctele zecimale Pz 
(U-unităţi, Z-zeci, S-sute). PzM(mii) nu 
este conectat. 

Cele patru game de frecvenţă 


Schema electrică a 
alimentatorului este dată în figura 5. 
Acesta este compus, în principal, dintr- 
un transformator (coborâtor de 
tensiune) de reţea, având două 
înfăşurări secundare, fiecare de câte 
6Vc.a., un număr de 8 diode 
redresoare (de tip 1N4002...1N4004) 
şi trei regulatoare de tensiune 
integrate, de tip 7805, 7812 şi 7912. 

în înfăşurarea primară a 
transformatorului se află înseriată o 
siguranţă fuzibilă de IA. 

Se observă pe schema 
blocului de alimentare locul de unde 
se culege tensiunea de 6Vef/50Hz 
necesară asigurării tactului de ceas 
(clock) al frecvenţmetrului. 

Panoul frontal al aparatului 
este prezentat în figura 6. 
Bibliografie 

1. Le Haut Parleur nr.1672, 
septembrie 1981; 

2. Catalog Intersil, ICL Precision 
Waveform Generator Voltage 
Controlled Oscillator. 


TEHNIUM • Nr. 6/1999 


17 






















LABORATOR 


TESTER PENTRU AFISOARELE CU CRISTALE LICHIDE 


ing. Şerban Naicu 


Afişoarele cu cristale lichide 
(LCD-Liquid Cristal Display) sunt 
astăzi extrem de răspândite şi datorită 
certelor lor avantaje sunt utilizate în 
numeroase montaje. Diversitatea 
LCD-urilor este şi ea extrem de mare, 
existând afişoare de la cele mai simple, 
cu doar doi digiţi de exemplu, până la 
unele complexe, cu 10,12 sau chiar 
mai mulţi digiţi, ca să nu mai vorbim 
de afişoarele cu cristale lichide cu un 
număr foarte mare de caractere 
afişate, organizate pe mai multe 
rânduri (module alfanumerice). 



n n 

“LTLT 

IEŞIRI 


Dacă, de regulă, pentru LCD- 
ul cu care vrem să realizăm o aplicaţie 
practică avem foaia de catalog (cu pinii 
acestuia şi semnificaţia lor) există şi 
situaţii în care nu dispunem de 
documentaţia necesară. O utilizare 
(conectare) a LCD-ului pur 
întâmplătoare (fără a cunoaşte 
semnificaţia terminalelor acestuia) 
prezintă riscuri foarte mari în ceea ce 
priveşte deteriorarea ireversibilă a 
afişorului. 

Dispozitivul electronic pe care 
îl propunem în figura 1 reprezintă un 
tester foarte simplu pentru afişoarele 
cu cristale lichide, cu ajutorul acestuia 
putând să "ridicăm” schema LCD-ului, 
determinând astfel semnificaţiile 
(funcţiile) diverselor sale terminale. 

După cum se ştie, un afişorcu 
cristale lichide (LCD) conţine două 
plăcuţe de sticlă, foarte subţiri, montate 
suprapus (sandwich) şi pe a căror faţă 
interioară sunt depuse pistele 
conductoare. în mod normal cele două 
plăcuţe sunt transparente, spaţiul 
dintre ele fiind umplut cu un lichid (de 
unde şi denumirea) ale cărui cristale 
îşi schimbă polarizarea sub influenţa 
tensiunii aplicate. Astfel, anumite 
segmente devin vizibile, constituind 
indicaţia afişorului. 


Pentru a se putea testa unul 
dintre segmentele afişorului este 
suficient să se aplice o tensiune de 
doar câţiva volţi. Această tensiune nu 
trebuie să fie în nici un caz continuă, 
deoarece într-un asemenea caz 
curentul ar provoca dizolvarea pistei 
fine şi deteriorarea iremediabilă a 
afişonjlui. 

întotdeauna, un afişajLCD se 
va testa numai cu ajutorul unei tensiuni 
alternative, care, mai mult decât atât, 
nu trebuie să conţină nici cea mai mică 
componentă continuă. Este necesar 
să avem o circulaţie extrem de precisă 
de curent într-un sens şi în celălalt 
(curenţi riguros egali). în acest mod se 
poate evita distrugerea afişorului. 

Din aceste considerente, deşi 
LCD-ul este un afişor extrem de robust 
şi de fiabil, pentru a nu-l supune 
încercărilor chiar cu cea mai mică 
componentă continuă (extrem de 
periculoasă pentru acesta!), autorul 
recomandă o mare grijă din partea 
constructorilor electronişti în ceea ce 
priveşte improvizarea testerelor de 
măsură pentru aceste tipuri de 


Circuitul integrat MMC4047 
reprezintă un multivibrator monostabil/ 
astabil de mică putere, având schema 
bloc internă prezentată în figura 2, iar 
capsula şi semnificaţia terminalelor în 
figura 3. 

După cum se poate observa 
din structura internă a integratului 
(figura 2), acesta comportă la ieşire 
un divizor de frecvenţă cu 2, ceea ce 
asigură perfecta simetrie a semnalului 
rectangular de ieşire. 

Circuitul integrat MMC4047 
poate funcţiona în mai multe moduri, 
unul dintre acestea fiind cel de astabil 
cu funcţionare continuă, dacă intrarea 
ASTABLE (pinul 5) este în 1 logic, sau 
dacă /ASTABLE (pinul 4) este în 0 
logic, aşa cum este prevăzut în 
schema noastră. 

Frecvenţa oscilatorului 
(astabilului) este de circa 1kHz, 
temporizarea fiind dată de 
componentele externe CI (2,2nF) şi 
R1 (lOOkQ) conectate între pinii 1 (C), 
2(R) şi 3 (R-C COMMON). 

• Montajul prezentat se va 
alimenta cu o tensiune continuă 



Uzual se folosesc diverse 
testere improvizate, constituite din 
oscilatoare (astabile) realizate cu 
circuite integrate logice obişnuite (seria 
TTL, de exemplu). Pericolul constă în 
aceea că, în acest caz, raportul ciclic 
(factorul de umplere) nu este exact de 
50%, ci uşor diferit, ceea ce determină 
prezenţa unei mici componente 
continue. 

Testerul pe care îl propun, 
având schema prezentată în figura 1, 
realizat în principal cu circuitul integrat 
de tip CMOS MMC4047, reprezintă un 
generator de semnal dreptunghiular 
(rectangular) care produce o tensiune 
alternativă de ieşire perfect simetrică. 


9V poate fi puţin chiar prea mare pentru 
cea mai mare parte a afişoarelor LCD 
moderne. Ideală ar fi o alimentare cu 
tensiune reglabilă, aceasta având 
avantajul că ne ajută să determinăm 
cu precizie şi limitele de tensiune între 
care afişorul funcţionează încă corect. 
Se poate remarca aici că există o 
legătură între nivelul tensiunii de 
alimentare şi unghiul de bună 
vizibilitate al afişorului. 

Testerul prezentat are un 
consum foarte redus, de circa ImA. 

Pentru testarea afişorului se 
va aplica tensiunea rectangulară 
furnizată la ieşirea integratului (pinul 
10-Q sau pinul 11-/Q) prin intermediul 


18 


TEHNIUM • Nr. 6/1999 






























































LABORATOR .■ = 

MĂSURĂRI NECONVENTIONALE CU AVOMETRUL 

3 



ing. Tony E. Karundy 


De regulă cu un Amper-Volt- 
Ohmmetru (AVOMETRU) se pot 
măsura direct intensităţi de curent 
continuu sau alternativ, tensiuni 
continue sau alternative şi rezistenţe. 
Avometrul poate fi folosit şi pentru 
unele măsurători electrice indirecte în 
care, pe lângă măsurătorile directe, 
obţinerea valorii mărimii ce interesează 
se obţine prin calcule, construcţii 
grafice etc. 




Măsurarea inductanţelor 

Este vorba de inductanţele 
mari ale bobinelor cu miez de oţel 
electrotehnic (transformatoare, bobine 
de şoc, înfăşurări de relee etc.) care 
se pot măsura la frecvenţa reţelei. 

Pentru măsurare se execută 
montajul din schema prezentată în 
figura 1 , în care R este o rezistenţă 



Figura 5 


unui rezistor de 10k£2 (R2 sau R3) între 
borna comună a afişorului respectiv 
(backplane-în engleză, sau arriere plan 
- în franceză) şi unul dintre segmente. 
Dacă nu ştim care este pinul backplane 
(BP) al afişorului, vom conecta una 
dintre ieşirile testerului la unul dintre 
segmente şi, prin încercări succesive 
cu cealaltă ieşire a testerului pe ceilalţi 
pini, vom persevera până la aprinderea 
segmentului. în acel moment am 
identificat de fapt pinul BP. Păstrând 
una dintre ieşirile testerului pe acest 
pin, prin atingerea cu cealaltă bornă de 
ieşire a testerului a celorlalţi pini vom 
identifica semnificaţiile acestora 
(funcţiile lor). Dacă în acest fel, la 
anumite tipuri de afişoare, unul dintre 


TEHNIUM • Nr. 6/1999 


cunoscută şi de o precizie cât mai 
bună. Cu avometrul se măsoară cele 
trei tensiuni: U AB , U BC> U AC (tensiunea 
reţelei). Alegând o anumită scară (ex. 
10V -1 cm), se construieşte triunghiul 
celor trei tensiuni (figura 2). Dacă 
bobina de inductanţă necunoscută Lx 
ar fi avut rezistenţa de pierderi nulă 



(Rx=0), triunghiul din figura 2 ar fi fost 
dreptunghic. După cum se vede, el nu 
este dreptunghic şi tensiunea se 
poate descompune într-o componentă 
U^în fază cu U BC şi o componentă U u 


nepolarizate, măsurătoarea făcându- 
se în curent alternativ. 

Pentru măsurare, similar 
cazului bobinelor, condensatorul se 
conectează în serie (figura 3) cu un 
rezistor de rezistenţă cunoscută (cu o 
precizie cât mai bună). Avem de 
măsurat capacitatea Cx şi rezistenţa 
serie echivalentă de pierderi Rx. Ca şi 
în cazul precedent, se măsoară U^, 
U BC şi U AC şi se construieşte triunghiul 
tensiunilor. Din construcţia grafică 
(figura 4) se deduc U R si U c . Rezultă: 
U Rx =Rxl Rx=(U> bc )R (Q) 

U cx =l/Cx Cx=l/U Cx =U BC /l (F) 

Măsurarea frecvenţelor 
Este vorba despre frecvenţele 
joase cuprinse între 50Hz şi 
20^100kHz (limita superioară de 


Figura 3 *■—' 


în cuadratură cu U BC . Valorile acestor 
două tensiuni nu se pot măsura direct, 
punctul D fiind inaccesibil. Din 
construcţia grafică se obţine si U L : 

U^Rxl Rx=U Rx /I=(U Rx /U bc )R (Q) X 

U l =LxI Lx=U Lx /I=(U Lx /U bc )R (H) 
în care: (o=2nf=314rad/s. 

Recapitulând, la această 
metodă de măsură, co şi R sunt 
constante, U BC se măsoară, iar şi 
U. se determină din construcţia 

Lx > 

grafică. 

Măsurarea capacităţilor 

Este vorba, evident, de 
capacitatea condensatoarelor 

segmente nu se aprinde, nu vă speriaţi: 
el nu este ars! Verificaţi dacă acesta 
nu este asociat unui alt pin de 
backplane! 

Bibliografie 

1. Circuite integrate CMOS. Manual de 
utilizare - I. Ardeleanu, H. Giuroiu şi L. 
Petrescu, Editura Tehnică, Bucureşti, 
1986; 


2. Revista Elektor, nr.241/242-1998. 



■LU”" 


C| 1 

MMC4047 

14 IVod 



RfT 

13 1 OSCILLATOR OUT 



R-C COMMON 1 3 

12 IRETRIGGER 



/ASTABLE n 

“TTl/Q 



astable 1 '5 

HTria 


-TRIGGER 1 6 

li Iext reset 



Vss | 7 

“8 l+TRIGGER 




Figura 3 



măsură a Voltampermetrului care este 
înscrisă pe aparat, sau în cartea 
tehnică). 

Montajul de măsură este 
simplu (figura 5) şi constă dintr-un 
rezistor de rezistenţă R şi un 
condensator de capacitate C, ambele 
valori cunoscute cu precizie cât mai 
bună. La bornele AB se aplică 
tensiunea de frecvenţă fx 
necunoscută. Se măsoară tensiunile 

U r Ş' u c : 

U r =RI; Uc=I/(co x C) 

Calculăm raportul lor: r=U R /U c . 
înlocuind expresiile lui U R şi 
U c , rezultă: 

r=co x RC=27tfxRC 
de unde fx=r/(27iRC) (Hz). 

Eroarea relativă maximă de 
măsură a frecvenţei, prin această 
metodă, depinde de precizia cu care 
sunt cunoscute R şi C: 

Afx/fx=-(AR/R+AC/C) 

Dacă AfR/R=1% şi AC/C=5%, atunci: 
Afx/fx=6%. 



19 



























































= AUTOMATIZĂRI 

ORGĂ DE LUMINI 


Kazimir Radvansky 


Montajul propus este o orgă 
de lumini realizată numai cu 
tranzistoare, putând debita o putere de 
20W culoare, suficient pentru o cameră 
obişnuită. După cum se poate observa 
din schema electrică de principiu 
(figura 1) montajul este foarte simplu 
şi accesibil începătorilor, oferind 
satisfacţii deosebite în funcţionare. 


f 0 pe care dorim să o aibă filtrul 
respectiv şi modificăm valoarea 
componentei pasive corespunzătoare 
C3, R9, C5 a filtrului, până când becul 
va ilumina foarte slab (filament înroşit). 
Date constructive. Reglaje 

finale 

în figura 2 este prezentat 
circuitul imprimat al montajului. 


Datorită efectului de inerţie a 
becurilor cu incandescenţă se 
recomandă utilizarea a patru becuri de 
5W/12V legate în paralel, pentru 
fiecare canal în parte. 

Punerea în funcţiune necesită 
doar reglarea preamplificatorului în 
modul următor: conectând o cască 
telefonică între minusul lui C2 şi masă, 




Principiul de funcţionare 

Semnalul de AF este distribuit 
potenţiometric prin R1 unui etaj 
preamplificator realizat cu ajutorul lui 
T1, care permite acţionarea montajului 
şi de la surse slabe de AF. 

în continuare, prin C2, 
semnalul amplificat este aplicat 
blocului rezistiv R5, R6, R7 care îl 
distribuie la cele trei filtre de frecvenţă. 

Filtrele realizează descompu¬ 
nerea semnalului în trei componente, 
în funcţie de frecvenţa de tăiere a lor 
(f 0 ). în continuare, fiecare componentă 
este amplificată printr-un etaj 
Darlington care are ca sarcină becul 
cu incandescenţă, care va modela prin 
variaţia intensităţii luminoase 
componenta AF respectivă. Diodele 
D1,D2 şi D3 au rolul de protecţie 
asupra etajului de amplificare. 

Tipul filtrelor utilizate şi modul 
de lucru se poate urmări în figura 3. 

Cei care doresc să modifice 
diagrama de lucru a filtrelor pot 
proceda în felul următor: cu ajutorul 
unui generator de AF etalon se 
introduce la intrare un semnal de 
frecvenţă egală cu frecvenţa de tăiere 



Bobinele de şoc Drl, respectiv Dr2 se 
realizează pe câte un pachet de tole 
de I, 2*2 cm 2 , având aproximativ 210 
şi respectiv 430 spire din sârmă CuEm 
4> 0,2. 

Transformatorul de alimentare 
trebuie să asigure în secundar 12V şi 
se calculează în funcţie de puterea 
becurilor utilizate. 

+ 12V o f—► comunBl,B2,B3 


semnalul AF trebuie să se audă fidel, 
în caz contrar se acţionează asupra 
lui R2 până când audiţia devine foarte 
bună. 

Tranzistoarele de putere vor fi 
protejate termic prin montarea lor pe 
radiatoare de răcire. 

- continuare în pagina 23 - 


-12V 


TEHNIUM • Nr. 6/1999 


A 








































































































AUTOMATIZĂRI — 

AUTOMAT PENTRU SCOATEREA LICHIDULUI 
DINTR-UN REZERVOR 
Mihai Mateescu 



Cele mai multe dintre 
schemele referitoare la regulatoarele 
de nivel realizează umplerea unui 
rezervor, dar există şi situaţii în care 
este necesar un automat care să 
comande o pompă submersibilă pentru 
golirea unui puţ decantor. 

Schema bloc a instalaţiei este 
prezentată în figura 1. Funcţionarea 
acesteia este dată în cele ce urmează. 

Când rezervorul este gol 
(senzorii MIN şi MAX sunt deasupra 
lichidului), comparatoarele CP1 şi CP2 
au V+ pe intrarea inversoare care 
determină la ieşirea lor tensiune 
apropiată de masă. Ca urmare, la 
ieşirea porţii Şl este “0” logic. 

Când nivelul apei creşte 
(senzorul MIN “intră la apă”), 
comparatorul CP2 se polarizează pe 
intrarea inversoare cu un potenţial sub 
valoarea tensiunii de referinţă, ceea ce 
determină creşterea potenţialului la 
ieşire aproape de tensiunea de 
alimentare şi transmiterea unui "1" logic 


sub senzorul MIN, pe intrarea 
inversoare a CP2 apare un nivel mai 
mare decât referinţa, aceasta 
conducând la bascularea ieşirii CP2 în 
“0" logic şi automat trecerea ieşirii porţii 
Şl în “0” logic. Tranzistorul se 
blochează şi releul nu mai primeşte 
alimentare. 

Schema electrică de principiu 
este redată în figura 2. De remarcat 
simplitatea deosebită a schemei. 

Tranzistorul folosit (BD135) nu 
are nevoie de radiator de răcire. După 
3 ore de funcţionare (releul anclanşat) 
încălzirea capsulei aproape că nu era 
sesizabilă (cu degetul). 

Releul folosit de mine este de 
tip auto şi are rezistenţa de circa 80<2 
şi are nevoie de un curent de 180mA, 
la 12V, pentru anclanşare. 

Acesta este motivul pentru 
care am folosit varianta de comandă a 
releului cu tranzistorul extern. 

Circuitul integrat conţine şi un 
amplificator inversor de putere care 


absoarbe din exterior un curent maxim 
de 150mA, fiind protejat la sarcinile 
inductive cu o diodă internă. Ca 
urmare, dacă se foloseşte un releu cu 
rezistenţa mai mare de 100f2 se poate 
renunţa la tranzistor şi se fac 
următoarele modificări: pinul 12 se 
deconectează de la masă şi se uneşte 
cu pinul 7, iar releul se montează între 
borna + a tensiunii de alimentare şi 
pinul 11 al circuitului integrat. 

LED-ul montat la pinul 7 al 
circuitului integrat este folosit ca martor 
al funcţionării pe timpul anclanşării 
releului (atâta timp cât schema este 
activă). 

Menţionez că schema 
funcţionează de la prima încercare, 
dacă piesele sunt verificate în prealabil 
şi montajul este realizat cu atenţie. 

Bibliografie 

30 de aplicaţii practice ale circuitului 
integrat (3U1011 - R. Râpeanu, L. Sârbu; 

Agenda radioelectronistului - ing.N. 
Drăgulănescu. 



pe intrarea “a" a porţii Şl (ieşirea porţii Şl este în “0” 
logic). 

în momentul în care lichidul atinge senzorul 
MAX, ieşirea CP1 basculează în “1" logic care se 
transmite pe intrarea “b” a porţii Şl. Ca urmare, ieşirea 
porţii Şl trece în “1” logic, care se transmite pe dauă căi: 
prima, în baza tranzistorului care se saturează şi 
comandă anclanşarea releului şi pe a doua cale, pe 
intrarea neinversoare a amplificatorului operaţional AO. 
Ieşirea AO trece în “1” logic şi menţine “1" logic pe intrarea 
“b” a porţii Şl, indiferent de starea ulterioară a 
comparatorului CP1. 

Pompa începe să extragă lichidul din rezervor. 
La un moment dat, nivelul lichidului scade sub senzorul 
MAX. Ieşirea CP1 cade în “0” logic, dar în continuare pe 
intrarea “b” a porţii Şl este “1" logic de la ieşirea AO. Ca 
urmare comanda releului nu este întreruptă, iar pompa 
funcţionează în continuare. Când nivelul lichidului scade 


v+o- 



RELEU 


BD135 


lOOnF 


Figura 2 


TEHNIUM • Nr. 6/1999 


21 


































































AUTOMATIZAM 


MODULE STABILIZATOARE DE TENSIUNE 


Valentin Croif Constantin 


Propun realizarea a trei 
montaje electronice de tip modul, 
deosebit de utile în laboratorul oricărui 
electronist. Ele sunt stabilizatoare de 
tensiune, reglabile în gama de tensiuni 
4V-M2V, concepute special pentru 
montarea lor între o sursă de tensiune 
de curent continuu fixă, nestabilizată 
şi o sarcină ce “consumă" maxim 
0,1 -MD.3A, în funcţie de montajul folosit. 
De multe ori electroniştii dispun de o 
sursă de 12V c.c., nereglabilă şi sunt 
puşi în situaţia de a alimenta de la ea 
consumatori cu tensiuni mai mici de 
lucru si totodată cu funcţionare 

Rl* 


U zt =(V be +V 2 )(1+(R2+P)/R3), 
unde: V BE =0,55-^0,6V, iar 
V Z =3,4-^3,8V, în funcţie de dispersiile 
tensiunii stabilizate ale diodei Zener. 

Se observă că se poate 
regla din potenţiometrul P. Pe rezistorul 
Rl “cad” maxim 8V, atunci când 
tensiunea la ieşire este minimă şi are 
valoarea (pentru un curent maxim de 
300mA): 

Rl =8V/300mA~26Q. 

Se alege Rl standardizat la 
valoarea de 22Q, dar valoarea sa se 
poate tatona (în funcţie de tensiunea 
la ieşire sau curentul prin sarcină) în 



această valoare nu se poate garanta 
o funcţionare sigură în parametrii 
calculaţi. 

în figura 3 se prezintă un 
stabilizator cu circuit de limitare a 
curentului prin sarcină. Siguranţa 
fuzibilă S se arde dacă se depăşeşte 
un curent mai mare de 0,4A, însă 
circuitul de limitare format din T3, Dl, 
D2, R5 şi R4 începe să limiteze la un 
curent mai mic, în jurul a 250+300mA. 

Diodele Dl şi D2 sunt diode 
rapide, de comutaţie (se pot folosi şi 
alte tipuri echivalente). Valoarea 
rezistorului R4 rezultă din relaţia: 

T2 

BD135 


îndelungată (radioreceptoare, alarme 
pentru locuinţă, sonerii ş.a.). De la o 
astfel de sursă (care să furnizeze şi 
un curent mare, de exemplu 1 A) se pot 
alimenta, prin intermediul unor 
asemenea mici module stabilizatoare 
de tensiune, receptoare cu funcţionare 
îndelungată, modulele lucrând în 
paralel pe sursă şi furnizând fiecare 
tensiunea necesară. 

Montajul din figura 1 
reprezintă un stabilizator parametric. 
Dioda Zener DZ3V6 formează 
împreună cu T, R, R3 şi P o diodă 
Zener sintetizată. Tensiunea între 
colectorul tranzistorului T şi anodul 
diodei D este dată de relaţia: 




Figura 3 


intervalul 15Q-^27Q. Curentul de 
colector al tranzistorului T este în jur 
de 5mA, suficient ca dioda Zener să 
lucreze în zona de stabilizare. Valoarea 
divizorului R2, P, R3 este destul de 
mare, astfel încât să se considere că 
lucrează în gol. Valoarea rezistorului 
R2 a fost aleasă astfel încât atunci 
când P=0£2 tensiunea la ieşire să fie 
minimă (aproximativ 4V) şi de a 
menţine pe T în regiunea activă de 
funcţionare. Condensatoarele CI şi C2 
au rol de filtraj. în figura 2 este 
prezentat montajul din figura 1 , căruia 
i se adaugă un regulator 
serie cu tranzistorul T2, 
tip BD135. Factorul de 
stabilizare al acestui 
montaj este mult mai 
bun. Rezistorul Rl nu 
C1 ouţ mai disipă multă 
* 470 uF căldură, ca la schema 
precedentă, el având 
acum o valoare mai 
mare: 1kf2/0,25W. 

Curentul maxim de 
lucru se situează în jur 
de 300mA, peste 


o + 


o - 


R4=(U intrare -U BEsat -l nom R5)/(2l nom /p) 
R4 se va tatona în jurul valorii 
indicate în schemă, în funcţie de 
factorul de amplificare (3 al 
tranzistorului T3. Se ţine cont de faptul 
că U BEsaf =0,66V. Pentru R5 se alege o 
valoare în jurul a 1Q (se poate realiza 
din nichelină, bobinat, sau se procură 
din comerţ). 

Date constructive 
Montajele se vor monta în mici 
cutiuţe confecţionate din tablă cu 
grosimea de circa 0,2mm^0,5mm, sau 
din placaj de lemn. 

Se va prevedea o gaură pe 
una din feţe, pentru montarea 
potenţiometrului de reglaj al tensiunii. 
Bornele lui se monfează în punctele A 
şi B de pe cablaj. Cablajul din figura 4 
este pentru montajul prezentat în 
figura 1, el putându-se rectifica în 
funcţie de gabaritul componentelor 
electronice folosite. Pe cablajul din 
figura 5 se realizează montajul din 
figura 3. Dacă însă se doreşte 
realizarea montajului din figura 2 
schema de cablaj este de la linia 
punctată spre dreapta, căutându-se 


22 


TEHNIUM • Nr. 6/1999 










































AUTOMATIZĂRI 




VARIATOR DE LUMINOZITATE PENTRU LED-uri 


ing. Dragoş Marinescu 

La afişoarele cu LED-uri 
obişnuite, intensitatea curentului pe 
fiecare segment trebuie să fie limitată 
la aproximativ 25mA şi această limitare 
se face de obicei cu rezistoare serie. 
De exemplu, pentru un afişaj de 6 cifre, 
fără a se ţine cont de punctele 
zecimale, sunt necesare nu mai puţin 
de 42 de rezistoare de limitare. Pe 
lângă aceasta, luminozitatea 
predeterminată prin intensitatea 
curentului nu mai poate fi influenţată 
ulterior. 

Circuitul propus în acest articol 
permite reglajul luminozităţii într-o plajă 
largă de valori. Rezistoarele de limitare 
sunt eliminate şi astfel realizarea 
plachetei de circuit imprimat este 
simplificată. 


Acest circuit este un simplu 
stabilizator de tensiune cu tensiunea 
de ieşire reglabilă. Segmentele LED- 
urilor se leagă direct la ieşirea 
circuitului. Luminozitatea LED-urilor 
este în funcţie de reglajul de tensiune 
şi de caracteristicile LED-urilor. R2 
(pentru reglajul aproximativ) şi R3 
(pentru reglajul precis) influenţează 
tensiunea de ieşire, care variază între 
0 şi 4,3V. 

înainte de punerea în 
funcţiune, tensiunea va fi reglată la 
minim, apoi va fi crescută încet-încet 
până se obţine luminozitatea dorită. 

Curentul maxim debitat de 
montaj este cel al tranzistorului TI 
(IA). Se va avea grijă ca suma 
curenţilor prin toate segmentele 


afişajului să nu depăşească IA. 
Tranzistorul TI seva monta pe radiator 
de aluminiu. 

Lista de piese 
T1=BD139, cu radiator; 
T2=BC108; R1=100Q; R2=470Q 
semireglabil; R3=100£2 semireglabil. 
Bibliografie 

1. "300 Circuits" - Publitronic; 

2. Catalog IPRS. 


TI 

BD139 


Ri A t/j 

100 M P H 

M ^~| BCioa(p)— py 


- urmare din pagina 20 - 

Condiţii de măsurare 

- instrument cu Ri>20kQA/; 


- sarcina pe canal-becuri 5W/12V. 

Lista de piese 

T1 =T2=T3=T4=BC107, BC109, 


BC171 etc.;T5=T6=T7=EFT213-214, 
AD130, ASZ15,16,17; D4=D5=D6= 
D7=EFR15. 



Bibliografie 

1. Lucrări practice de electronică - 
St. Popescu etc, Editura Tehnică, 
Bucureşti, 1977; 

2. Dispozitive electronice-PPiringer, 
Editura didactică şi pedagogică, 
Bucureşti, 1976; 

3. Electrotehnică - Emil Simion, 
Editura didactică şi pedagogică, 
Bucureşti, 1978; 



NOTA: A si B sunt borne pentru potentiometrul 
care se montează pe cutia montajului. 

Figura 4 


însă un loc pentru montarea lui CI. 
Tranzistoarele T2 şi T3 se montează 
pe radiatoare din aluminiu cu o 
suprafaţă de circa 12cm 2 . 

Cu excepţia lui R1 din figura 
1 toate celelalte rezistoare sunt de 


0,25W. Condensatoarele CI şi C2 au 
tensiunea de lucru în c.c. de 16V. 

Observaţie 

Cele trei montaje, înainte de fi 
realizate, au fost rulate cu programul 
PSPICE pe un calculator. Rulaţea s-a 
făcut modificând sarcina între 100Q şi 
10Q, observându-se că tensiunea 


rămâne deosebit de bine stabilizată. 
Tot din această simulare s-a observat 
că tensiunile stabilizate care se apropie 
de valoarea maximă (Uintrare) sunt 
“înghesuite" spre valoarea de capăt a 
potenţiometrului P (liniar). De aceea, 
recomand utilizarea unui potenţiometru 
logaritmic. 



TEHNIUM • Nr. 6/1999 23 

















































Dl. sing. Pop Lucian-Ovidiu, 
Arad Articolul trimis redacţiei 
corespunde criteriilor de publicare ale 
revistei noastre şi va vedea în curând 
lumina tiparului. Vă aşteptăm şi cu 
celelalte materiale referitoare la 
antenele UUS etc. 

Mulţumim pentru urările de 

succes. 

Dl. Beniamin Nicolae, Bacău 

Ne faceţi o mulţime de sugestii, de care 
vom ţine cont în măsura posibilităţilor. 
Cele mai multe dintre dorinţele dvs. 
sunt şi ale noastre. 

Ne bucurăm că ne apreciaţi şi 
sperăm să nu vă dezamăgim nici pe 
dvs., nici pe ceilalţi cititori ai noştri. 

Dl. Nicu Marian, Craiova, 
cartier Brazda lui Novac începeţi 
scrisoarea declarând că “ţin să vă 
mulţumesc pentru ţinuta grafică şi 
calitatea materialelor publicate şi vă 
urez multe mii de numere de acum 
înainte la fel de interesante”. 

Vă mulţumim, dar această 
sarcină o vom încredinţa şi altor echipe 
în viitor, întrucât, dat fiind faptul că 
revista TEHNIUM este lunară, 
realizarea celor câteva mii de numere 
interesante pe care ne uraţi să le 
realizăm va necesita câteva sute de 
ani, ceea ce, în ciuda eforturilor 
noastre, ne va depăşi cu siguranţă. 

Apreciaţi în mod deosebit 
articolul cu Osciloscopul catodic, pe 
care vă asigur că a fost realizat practic 
şi a funcţionat cu succes. De altfel, cred 
că puteţi constata faptul că am oferit 
cititorilor foarte multe detalii practice 
care ţin de realizarea propriu-zisă. îmi 
pare rău, dar nu dispunem de plăci sau 
alte subansambluri în plus, pe care să 
vi le oferim. Si nici nu este acesta 

I 

scopul nostru, ci cel pe care se pare 
că deja l-am atins în cazul dvs. Este 
vorba despre inocularea “microbului” 
pasiunii pentru electronică cititorilor 
noştri, care să-şi realizeze apoi cu 
mijloace proprii montajele şi 
echipamentele de care au nevoie. 

Vă mulţumim şi dvs. pentru 
urări, pe care vi le adresăm şi noi dvs. 
şi tuturor cititorilor noştri. 

Dl. Kolozsi Ferencz, Sf. 
Gheorghe, jud. Covasna Vă declaraţi 
un mare admirator al revistei 
TEHNIUM de mai mulţi ani. 

Vă mulţumim şi sperăm să 
puteţi spune acest lucru şi peste alţi 

24 


POSTA REDACŢIEI 

J 5 


câţiva ani (poate chiar decenii!). 

Aţi realizat practic un 
amplificator final de putere publicat de 
revista noastră, dar cu unele modificări 
(scăderea tensiunii de alimentare, 
dublarea tranzistoarelorfinale ş.a.). Mă 
întrebaţi dacă s-au modificat parametrii 
amplificatorului, cum ar fi banda de 
frecvenţă, distorsiuni etc. 

Evident că acestea s-au 
modificat. Prin scăderea tensiunii de 
alimentare s-au schimbat punctele 
statice de funcţionare ale 
tranzistoarelor, care lucrează în alt 
punct decât s-a proiectat. Asta nu 
înseamnă că amplificatorul nu poate fi 
folosit pentru sonorizări de orchestră, 
aşa cum ne întrebaţi dvs. Sunteţi cel 
mai în măsură să ştiţi acest lucru 
(eventual să ni-l comunicaţi şi nouă) 
prin experienţele practice pe care le 
faceţi cu acesta. 

Vă doresc succes şi cât mai 
multe realizări practice reuşite! 

Dl. Doboş Ştefan- 

I f 

Alexandru, str. Sovata, Oradea Vă 

mulţumim pentru aprecierile “revista 
TEHNIUM a ajuns la un nivel calitativ 
deosebit de înalt, pe parcursul anilor 
repertoarul îmbogătindu-se uimitor de 
mult”. 


Din motive de spaţiu, la 
întrebările dvs. vă oferim doar un 
răspuns parţial. Ne scrieţi că aţi căutat 
“peste tot detalii privind circuitul 
CDB446”, dar nu aţi găsit, lată aceste 
date căutate şi capsula integratului 
împreună cu semnificaţia pinilor. 

CDB446 


INTRĂRI 


B | i 

C[X 


LAMP I 
TEST ' 


RB I —— 

OUTPUT '—— 


RB r 
INPUT 1 


INTRĂRI 


D l~6~ 

Arr" 


GND |~~8~ 


T=T 


B 

C 

LT 

Bl/ 

RBO 

RBI 

D 

A 


16 |Vcc 


1s~|f 


ulg 


jTja 


~ |b 


Ti | c 
"To | d 
~ |e 


CI de tip CDB446 (SN7446) 
este un decodor BCD - 7 segmente, 
având nivelul activ "LOW”, colectorul 
în gol (open-collector), curentul 
l OL =40mA, tensiunea maximă de 30V 
şi puterea disipată 320mW. 

Dl. Ilie Daniel, str. Dreptăţii, 
sect.6, Bucureşti Ne scrieţi că vi s-a 


defectat televizorul alb-negru (un Sirius 
208), în sensul că nu mai prinde banda 
FIF şi ne întrebaţi ce fel de generatoare 
să folosiţi. Unii v-au sfătuit să folosiţi 
“generatoare de funcţii, alţii 
generatoare de miră, iar alţii altele” (!!!) 

Nu vă trebuie nici un fel de 
generator, semnalul emis de posturile 
TV este suficient. Selectorul nu trebuie 
reglat (reacordat), întrucât el este 
defect, nu dereglat. Asta în cazul că 
nu s-a umblat în el. 

Eu cred că pur şi simplu 
selectorul nu este alimentat cu 
tensiune (+12V) sau lipseşte tensiunea 
de pe diodele varicap, pentru acord (de 
până la 33V). Verificaţi acest lucru! 
Procuraţi în prealabil schema 
televizorului (inclusiv a selectorului) şi 
încercaţi să înţelegeţi cum 
funcţionează. Altfel, e mai bine să 
renunţaţi dvs. şi să apelaţi la o 
persoană calificată. 

Ne mai întrebaţi dacă vă 
sfătuiesc "să-mi pun TV cablu, ţinând 
cont că am TV alb-negru". Dvs. hotărâţi 
acest lucru, dar dacă nu efectuaţi nici 
o intervenţie în televizor (adăugarea 
unui convertor de sunet sau a unui 
selector CATV), multe dintre 
programele transmise prin cablu nu vor 
putea fi recepţionate, iar la altele nu 
veţi auzi sunetul. 

Dl. Chelaru Claudiu Andrei, 
str. Bucegi, Bacău Ai vârsta de 13 ani 
şi mă bucur că eşti pasionat de 
electronică. Lămurirea unor chestiuni 
simple teoretice (cum ar fi funcţionarea 
unui circuit basculant monostabil) nu 
este posibilă prin acest mijloc (Poşta 
redacţiei). Te sfătuiesc să-ţi procuri 
unele cărţi elementare de electronică 
pe care să le citeşti cu atenţie. 

Circuitul integrat TBA1204 
(produs de IPRS - Băneasa) este un 
amplificator - limitator FI (frecvenţă 
intermediară şi demodulator MF 
(modulaţie de frecvenţă) şi nu ce crezi 
tu (amplificator de audiofrecvenţă). 

Circuitul PMOS, de tip 
MMP5002/5/7 este un numărător cu 4 
digiţi şi decodor afişor, fiind produs de 
Microelectronica SA. 

CI (3E565 nu poate fi înlocuit 
cu (3E561. Pentru o documentare mai 
bună privind aplicaţiile cu (3E565 citeşte 
revistele TEHNIUM nr. 11 si 12/1998 si 
nr. 1/1999. 

_ (Şerban Naicu) 

TEHNIUM «Nr. 6/1999 











































CLUJ-NAPOCA, str. Pasteur nr. 73, tel: 064-438401, 064-438*0 
bbs: 064-438230 (după ora 16:30), fax: 064-438403 
e-mail: [email protected] 

BUCUREŞTI, str. Popa Nan nr.9, sectorul II, tel: 01-2523606, fa 
b-dul Nicolae Titulescu nr.62-64, sectorul !, tel: 01-2229911,1 

/1ATOARE LINII HR-DI 


TRANSF 


JffOR DE COMPONENŢI 
ONICE DIN ROMÂNIA: 


EMORII, 
OARE, 

WBtori. 


CIRCUITE L 




TEHNIUM* 6/1999 

CUPRINS: 

AUDIO 

• Amplificator “Quad-405” - Dorka Alexă Paul.Pag. 1 

• Microfon şi chitară ... fără fir - ing. Sergiu Chcrcgi.Pag. 3 


CQ-YO 

Filtru AF pentru recepţia emisiunilor AIA- ing.Dinu Costin Zamfirescu.Pag. 5 

Circuite şi amplificatoare de RF (III) - ing. Claudiu latan.Pag. 8 

Frecvenţmetru cu rezonanţă - ing.Şerban Naicu, ing.Gheorghe Codârlă... Pag.11 


LABORATOR 

Generator de funcţii cu afişare digitală - ing. Şerban Naicu.Pag. 14 

Tester pentru afişoarele cu cristale lichide - ing. Şerban Naicu.Pag. 18 

Măsurări neconvenţionale cu avometru - ing. Tony E. Karundy.Pag.19 

AUTOMATIZĂRI 

Orgă de lumini - Kazimir Radvansky.Pag.20 

Automat pentru scoaterea lichidului dintr-un rezervor - Mihai Mateescu Pag.21 

Module stabilizatoare de tensiune - Valentin Croif Constantin.Pag.22 

Variator de luminozitate pentru LED-uri - ing.Dragoş Marinescu.Pag.23 

Poşta redacţiei .Pag.24 


















































ISSN 1223-7000 


Revistă editată de S.C. TRANSVAAL ELECTRONICS SRL 
Tiparul executat la TIPORED; tel: 315 82 07/147 


CODEC srl 

Bdul. Unirii nr. 59, bloc F2, scara 3, 
etaj III, ap. 67, Bucureşti 
tel./fax: 320 00 56 
mobile: 092 34 34 33 / 092 34 34 34 


• Asigură service şi garanţie pentru 
echipamente şi terminale GSM 

• Asigură consultanţă şi constatări 
defecte în mod gratuit pentru clienţii 
fideli