ANUL XXI — NR. 242 1/1991
SUMAR
CITITORII RECOMANDĂ .pag. 2-3
Indicator de poziţie
Sonerie muzicala
Amplificator de banda
larga
INIŢIERE ÎN
RADIOELECTRONICĂ .pag 4-5
Experiment
Identificarea dispozitivelor
optoelectronice
ABC
CQ-YO .pag. 6—7
Sintetizor de frecventa
Filtru AF
HI-FI .pag. 8—9
Minicasetofon
Balans stereo
Preamplificator pentru cap
de casetofon
LABORATOR . pag. 10—11
Linii de întîrziere pentru
efecte sonore
SERVICE . pag. 12-13
ICF-7601/7601L
INFORMATICĂ .pag. 14
Iniţiere în programare
ATELIER .pag. 15
Frecvenţmetrul TI88F
LA CEREREA
CITITORILOR . pag. 16-17
Introducere în televiziune
Depanare TV
Amplificator în punte
pentru automobil
AUTOMATIZĂRI . pag 18—19
Ceas cu alarma
Circuitul hibrid SANKEN
SI-1125H
AUTO . pag 20-21
Tester pentru acumulatoare
Dispozitiv pentru depresat
şi presat bucşele silence
REVISTA REVISTELOR .pag. 22
Adaptor
Verificator
Reglaj de ton
MAGAZIN TEHNIUM . pag. 23
PUBLICITATE .pag. 24
ELECTROCONTACT-Botoşani
REVISTĂ LUNARĂ
i PENTRU CONSTRUCTORII
ADRESA REDACŢIEI: „TEHNIUM",
BUCUREŞTI, PIAŢA PRESEI LIBERE NR. 1,
COD 79784, OF. P.T.T.R. 33,
SECTORUL 1, TELEFON: 18 35 66—17 60 10/2059
| INDICATOR
! DE POZIŢIE
j 1
SILVIU UNQUREANU
Montajul prezentat este un indicator al poziţiei „cursorului potenţiome-
trului“ în cazul corectorului de ton comandat digital în 5 biţi. Montajul se
bazează pe sumatorul de 4 biţi CDB483 care realizează suma dintre infor¬
maţia în cod binar prezentată de numărătoare şi negată de porţile SAU EX¬
CLUSIV în cazul combinaţiilor 0-M5 şi informaţia în cod binar prezentată
de CDB454, care realizează corecţia zecimală în cazul combinaţiilor (H-5 şi
25-^31 ale numărătoarelor. Astfel, în cazul atenuării frecvenţelor joase sau
înalte, cele 15 trepte vor fi afişate (—15, —14, -13, —12, ...), respectiv cele 16
trepte în cazul accentuării (... +13, +14, +15, +16). Poziţia de mijloc a „po-
tenţiometrului" determinată de combinaţia „11 110“ va fi afişată (-0).
Cablajul este realizat în varianta dublu placat, cu vederea dinspre par¬
tea cu piese. Se vor respecta regulile de lucru cu circuite TTL decuplînd
circuitele cu condensatoare ceramice de 0,1 /uF. La trasarea imprimatului,
liniile de alimentare vor fi îngroşate.
Qa Qb Qc Qd BS m ax A 0 At A 2 A 3 Sq Si S 2 S 3 C 4
0 0 0
1 0 0
0 1 0
1 1 0
0 0 1
1 0 1
0 1 1
1 1 1
0 0 0
1 o o
o 1 o
1 1 o
o o 1
1 o 1
o 1 1
1 1 1
0 0 0
1 o o
o 1 o
1 1 o
o o 1
1 o 1
o 1 1
1 1 1
0 0 0
1 o o
o 1 o
1 1 o
o o 1
1 o 1
o 1 1
1 1 1
o o
o o
o o
o o
o o
o o
o o
o o
1 o
1 o
1 o
1 o
1 o
1 o
1 o
1 o
o 1
o 1
o 1
o 1
o 1
o 1
o 1
o 1
1 1
1 1
1 1
1 1
1 1
1 1
1 1
1 1
1 1 1
o 1 1
1 o 1
o o 1
1 1 o
o 1.0
1 o o
0 0 0
1 1 1
o 1 1
1 o 1
o o 1
1 1 o
o 1 o
1 o o
0 0 0
0 0 0
1 o o
o 1 o
1 1 o
o o 1
1 o 1
o 1 1
1 1 1
0 0 0
1 o o
o 1 o
1 1 o
o o 1
1 o 1
o 1 1
1 1 1
1 1 o
1 o o
1 1 1
1 o 1
1 1 o
1 o o
1 1 o
1 o o
o 1 1
o o 1
o 1 o
0 0 0
o 1 1
o o 1
o 1 o
0 0 0
o 1 o
o o 1
o 1 1
0 0 0
o 1 o
o o 1
o 1 1
0 0 0
1 1 o
1 o o
1 ' 1 o
1 o 1
1 1 1
1 o o
1 1 o
1 o 1
1 o 1
1 o 1
o o 1
o o 1
o o 1
o o 1
o 1 o
o 1 o
1 o o
1 o o
1 o o
1 o o
0 0 0
0 0 0
0 0 0
0 0 0
0 0 0
0 0 0
0 0 0
1 o o
1 o o
1 o o
1 o o
o 1 o
o 1 o
o o 1
o o 1
o o 1
o o 1
1 o 1
1 o 1
1 o 1
SONERIE MUZICALĂ
Elev CORNELIU FĂURESCU,
Constanţa
Soneria muzicală a cărei sahema
de principiu este prezentata în fi¬
gura 1 emite triluri sonore la atinge¬
rea senzorului S.
Montajul propriu-zis este realizat
pe baza multivibratorului format
din tranzistoarele TI, T2 şi piesele
aferente.
La atingerea senzorului S, pe
baza tranzistorului TI apare o ten¬
siune de polarizare care îl deschide,
punînd în funcţiune multivibratorul
a cărui sarcină este o capsulă tele¬
fonică obişnuită avînd o rezistenţă
electrică de circa 70 fi. Capsula te¬
lefonică va emite, pe timpul atinge¬
rii senzorului, triluri sonore a căror
tonalitate este determinată în prin¬
cipal de valorile capacităţii C2, a re¬
zistenţei R2 şi de rezistenţa elec¬
trică prezentată de pielea degetului
care închide circuitul senzorului S.
Acţionînd asupra valorilor acestor
componente, în sensul măririi sau
micşorării lor, se poate modifica to¬
nalitatea sunetului obţinut.
Datorită încărcării şi descărcării
periodice a condensatorului Ci
prin rezistenţa R2, joncţiunea bază-
emitor a tranzistorului TI şi dioda
D, se realizează o modulare a sune¬
tului emis, obţinîndu-se triluri me¬
lodice.
Acţionînd asupra valorii conden¬
satorului CI, se poate obţine o nuan¬
ţare a acestui tril.
Prin înlocuirea diodei D cu com¬
ponentele T3 şi C3, aşa cum se
arată în figura 2, se pot obţine triluri
mai variate şi mai plăcute.
Valoarea condensatorului C3 se
poate alege experimental în dome¬
niul 500—10 000 pF.
Alimentarea montajului se face
de la o sursă de tensiune continuă
de 9—12 V (eventual baterii).
Consumul montajului în repaus
este practic nul, iar în timpul func¬
ţionării curentul absorbit de la
sursă este de maximum 25 mA. în
aceste condiţii, montajul se poate
alimenta din baterii, durata de ex¬
ploatare apropiindu-se de durata
de conservare a acestora.
Senzorul S se poate realiza în mai
multe variante, în funcţie de imagi¬
naţia constructorului. Personal î-am
realizat, conform schiţei din figura
3, din două plăcuţe de tablă cosito¬
rită de 0,5 mm pe care le-am fixat cu
nişte ţinte direct de tocul de lemn al
uşii, în locul butonului soneriei ori¬
ginale.
Pe aceste plăcuţe am cositorit
cele două. fire ale instalaţiei origi¬
nale, iar restul montajului l-am am¬
plasat în apartament, într-o cutie de
plastic, lîngă contorul electric.
Datorită faptului că rezistenţa re¬
ziduală dintre cele două plăcuţe ale
senzorului, deşi foarte mare (de or¬
dinul megaohmilor), provoacă in¬
trarea intermitentă în oscilaţie a
montajului fără atingerea senzoru¬
lui, am prevăzut în schemă rezis¬
tenţa R3, care reduce sensibilitatea
instalaţiei, asigurînd funcţionarea
normală a soneriei.
în cazul în care izolaţia dintre
cele două elemente ale senzorului
este suficient de mare sau se do¬
reşte mărirea sensibilităţii montaju¬
lui, rezistenţa R3 se poate omite.
Tranzistoarele folosite în schema
se pot înlocui cu altele similare, fără
2
TEHNIUM 1/1991
9 mA. pentru a se minimiza zgomftui
etajului, astfel ca, folosind o rezis¬
tenţa de 10 II pentru cuplajul cu cir¬
cuitul de antena de 75 II, zgomotul
nu depăşeşte 4 dB.
Pentru reducerea inductanţelor
parazite ce pot introduce efecte de
dispersie, la intrarea şi ieşirea am¬
plificatorului se va prefera utiliza¬
rea de condensatoare cip.
Figura 2 prezintă cablajul şi mo¬
dul de amplasare a componente¬
lor. Bobinele au următoarea con¬
strucţie:
LI — linie CuAg 0 0,6 mm, cu lun¬
gimea de cca 12 mm si inductanţa
de 8 -MO nH;
L2, L3 — 2 spire CuEm 0 0,6 mm,
bobinate pe un dorn cu 0 3 mm.
Recomandări constructive:
— se vor utiliza rezistoare nein¬
ductive, de preferinţă cu peliculă
metalică;
— se vor reduce la minimum co¬
nexiunile şi terminalele componen-
telor;
— cele două secţiuni (RF şi c.c.)
se vor separa printr-un perete me¬
talic;
— montajul va fi ecranat în cutie
de tablă de oţel cositorit;
— se vor respecta toate precau¬
ţiile şi recomandările pentru lucrul
în înaltă frecvenţă.
BIBLIOGRAFIE
Philips Technical Publication,
' 131/1984;
AMJPI IEIP/ v
LII I OH 1 U ••
de bandă largă
Ing. AURELIAIM MATEESCU
Amplificatorul descris în acest
articol este proiectat pentru a lucra
în echipamentele pentru recepţia
sateliţilor TV,
1. Caracteristici tehnice:
— banda de frecvenţă 950 4- 1 750
MHz;
— neliniaritatea caracteristicii
< ±1 dB;
-- cîştigul în putere > 20 dB;
— factorul de zgomot < 4 dB.
Amplificatorul utilizează tranzis-
toare BFG65 special concepute
pentru acest tip de amplificatoare
de înaltă frecvenţă şi bandă largă
de către firma Philips.
Caracteristicile acestui tranzistor
sînt:
— cîştigul în putere (la 2 GHz,
Ic = 15 mA, V CE = 8 V. t amb = 25°C),
tipic 11 dB;
— cîştigul în c.c. (la Ic = 15 mA,
V CE = 5 V), tipic 100;
— frecvenţa de tranziţie (Ic = 15
mA, V CE = 8 V, T amb = 25°C), tipic
7,5 GHz;
— puterea totală disipată < 300
mW;
— factorul de zgomot, la 2 GHz <
3 dB;
— capsula SOT-103;
— acelaşi cip se livrează ca:
BFQ66 — SOT-173; BFQ65 - SOT-37;
BFQ67 - SOT-23.
2. Descrierea amplificatorului
Amplificatorul este compus din
două etaje echipate cu cîte un tran¬
zistor BFG65 şi etajele corespun¬
zătoare pentru a se asigura regimul
optim de lucru în c.c. al tranzistoa-
relor de înaltă frecvenţă. Tensiunea
colector-emitor a fiecărui etaj este
stabilită la cca 7 V. Curentul de emi-
tor al etajului al doilea este de cca
15 mA, ceea ce corespunde ampli¬
ficării maxime. Primul etaj are cu¬
rentul de emitor în jurul valorii de
TEHNIUM 1/1991
3
° <' ^ / : ’ ' u \ ir" es v ‘ ^ '> f
. •< » x S Hk|yr li ‘kaaJ - a j$ 1 * -Hs r 3 ! t -> J
^#u un releu electromagnetic
adecvat, doua rezistoare şi doua
diode uzuale, puteţi realiza un dis¬
pozitiv de cuplare/decuplare auto¬
mată incredibil de simplu şi totuşi
eficient şi destul de precis pentru o
larga gama de aplicaţii practice.
Pentru a va convinge mai bine, am
ales un exemplu concret de utili¬
zare, şi anume încărcarea acumula¬
toarelor auto de la un redresor sim¬
plu (transformator de reţea, punte
redresoare plus un element serie de
limitare în curent, de tip pasiv, cum
ar fi un bec sau un rezistor de pu¬
tere). Intercalarea dispozitivului
permite în acest caz menţinerea au¬
tomată a tensiunii la bornele bate-
de aproximativ 11 V -4- 14,5 V.
Veţi constata din măsurătorile
precedente că este relativ uşor de
găsit un releu pentru care ecartul
(histerezisul) AU = U a — U e să fie de
cca 3,5 V, dar ideea de a selecţiona
un astfel de exemplar care să aibă şi
pragurile propuse (U e = 11 V; U a =
14,5 V) este practic inacceptabilă.
Nici nu ne interesează, de fapt, pra¬
gurile în sine, ci doar ecartul lor, de-
superior Umax = 14,5 V (în caz con¬
trar, releul se afla deja anclanşat,
contactele K1 sînt deschise şi în¬
cărcătorul nu „porneşte"). Prin ur¬
mare, daca U < 14,5 V, releul ramîne
momentan în repaus, K1 sînt în¬
chise şi începe încărcarea. La atin¬
gerea pragului U = Umax releul an-
clanşeaza, contactele K1 se des¬
chid şi încărcarea se întrerupe. Pe
măsura ce bateria se descarcă prin
EXPERIMENT
dinţa" de anclanşare a releului, con¬
tactele sale K2 (tot normal închise,
ca şi K1) se vor departa, deschizînd
circuitul rezistenţei derivaţie R, fapt
ce duce la devierea întregului cu¬
rent furnizat de Dz şi P prin bobina
releului. Rezultatul îl constituie an-
clanşarea ferma a releului, cu preţul
unui curent sporit prin dioda Zener
în perioadele de repaus (la nevoie
se va folosi o dioda Zener de putere
mai mare). Orientativ, R se poate ta¬
tona în plaja (1 -4- 3).Rr.
Cel de-al doilea artificiu — intro¬
ducerea potenţiometrului P în para¬
lel cu Dz — oferă posibilitatea co¬
lectării fine a pragurilor Umax şi
'Umîn pentru un releu şi o dioda Ze¬
ner date. Prin scăderea valorii de
1
—
i. .
D
Rel. +
U-0-r15V J
J1N4007 [7
r
F407 etcM
r ^
Reţea încărcător Acumulatori
220V~ (transformator 12V •
z. + redresor) y
riei între doua limite prestabilite
(dorite), Umin şi Umax. Este vorba,
fireşte, despre situaţii în care acu¬
mulatorul se foloseşte în alte sco¬
puri decît cele automobilistice (de
pildă, ca sursă tampon pentru ali¬
mentarea unor instalaţii de alarmă
sau de iluminare în caz de avarie
etc.) şi cînd avem — cu atît mai mult
— interesul de a-l şti în permanenţă
suficient de bine încărcat, fără ne¬
cesitatea unor prea dese suprave¬
gheri şi verificări directe.
Ideea experimentului propus plea¬
că de la constatarea banală că orice
releu electromagnetic are, prin
construcţie, o tensiune aproximativ
constantă de anclanşare fermă, U a ,
dar şi o tensiune specifică de elibe¬
rare, Ue, întotdeauna mai mică de¬
cît Ua, Luînd la întîmplare mai multe
exemplare de relee cu tensiunea
nominală între 6 V şi 12 V (şi cu re¬
zistenţa bobinei, Rr, de ordinul a
200—400 £1), veţi constata că pra¬
gurile Ua şi Ue menţionate sînt sufi¬
cient de stabile, atît timp cît nu se
modifică poziţia de lucru a releului
şi, bineînţeles, mecanica sa internă.
Măsurătorile le puteţi efectua folo¬
sind o sursa reglabila de tensiune
continua, aşa cum se arată în figura
1. Dioda D are rolul cunoscut de a
proteja sursa şi voltmetrul împo¬
triva tensiunilor înalte de autoin-
ducţie la întreruperea brusca a cu¬
rentului prin bobina releului.
Revenind la aplicaţia propusa, sa
presupunem ca acumulatorul în
cauza are tensiunea nominala de
12 V şi ca ne-ar conveni practic o
plajă totala de variaţie Umin 4- Umax
Rel, modificat
U'aRJlVUz
r â % ! a
R'p £ R r
Ue™ U e *U Z
oarece ne este extrem de simplu să
le „translatăm", cu păstrarea sufi¬
cient de precisă a diferenţei AU, de
pildă aşa cum se sugerează în fi¬
gura 2.
Concret, să zicem ca am ales un
exemplar de releu pentru care am
determinat practic: U a = 9 V; U e =
5,5 V; l a = 30 mA; R r = 300 fi. Pentru
a „translata" aceste praguri la noile
valori dorite, U a = U max = 14,5 V
şi, respectiv, U e = U mjn = 11 V,
avem nevoie de o cădere de ten¬
siune de U z = U a ' - U a = 14,5 V -
- 9 V = 5,5 V, deci putem folosi o
dioda Zener din seria PL5V6Z,
eventual cu sortare aproximativă
pentru 5,5 V (vom reveni asupra
acestui aspect).
Releul nostru modificat va an-
clanşa deci ferm la cca 14,5 V şi va
reveni în repaus (eliberarea ar¬
măturii) la cca 11 V, deci s-ar părea
că problema propusă e ca şi rezol¬
vată.
La instalaţia de încărcare exis¬
tentă (figura 3) vom adauga doar
blocul figurat în dreapta liniei punc¬
tate, înlocuind în acelaşi timp ve¬
chiul întrerupător de alimentare
printr-o pereche de contacte normal
închise ale releului, K1 (evident,
acestea trebuind sa suporte tensiu¬
nea de reţea şi curentul absorbit de
primarul transformatorului).
Atunci cînd se conectează ali¬
mentarea de la reţea (eventual tot
dintr-un întrerupător, plasat în serie
cu contactele K1), tensiunea bate¬
riei este foarte probabil sub pragul
consumatorul sau (nefigurat în
schemă), tensiunea U scade, dar
numai pînă la pragul U = Umin, cînd
releul se eliberează, contactele K1
se reînchid, începînd un nou ciclu
de încărcare.
O analiza mai atenta a montajului
— îndeosebi prin experimentare —
a scos însă în evidenţa cîteva po¬
tenţiale neajunsuri, şi anume:
— modificarea în timp (prin „îm-
bătrînire") a tensiunii maxime
pînă la care poate ajunge acu¬
mulatorul dat sau necesitatea
reajustării pragului Umax atunci
cînd se înlocuieşte acumula¬
torul;
— probabilitatea ridicata a unor
anclanşări mai puţin ferme ale
releului, data fiind variaţia ex¬
trem de lenta a tensiunii bate¬
riei, cu consecinţe nefaste
asupra contactelor K1;
— necesitatea sortării cît de cît
precise a diodei Zener în func¬
ţie de caracteristicile releului
folosit (şi, după cum am văzut
mai sus, şi în funcţie de starea
bateriei).
Fara prea multe comentarii, va
sugeram în figura 4 doua posibile
soluţii de remediere a acestor nea¬
junsuri
în primul rînd, anclanşarea ferma
a releului poate fi „forţată" prin in¬
troducerea rezistenţei R în paralel
cu bobina acestuia. Atît timp cît re¬
leul se află în repaus, curentul „fur¬
nizat" de dioda Zener (într-o mica
măsură şi de P) se divide prin releu
şi prin R, în proporţie ce depinde de
raportul Rr/R. La cea mai mica „ten-
reglaj (înseriate) a lui P. grupului
derivaţie Rr || R i se furnizează un
spor de curent (faţa de curentul
principal, preponderent, dat de
dioda Zener), avînd drept conse¬
cinţa reducerea pragului Umax
Atunci cînd releul este deja anclan¬
şat, deci contactele K2 deschise,
„sporul" de curent îi revine doar bo¬
binei releului, întîrziind astfel elibe¬
rarea armaturii. Această „întîrziere"
se traduce, evident, prin diminua¬
rea pragului de eliberare Umin,
care va scadea ceva mai mult decît
pragul de anclanşare, Umax.
Desigur, noi urmărim prin intro¬
ducerea potenţiometrului P doar
mici corecţii ale pragurilor rezultate
din alegerea releului şi a diodei Ze¬
ner, îndeosebi în ce priveşte pragul
maxim (dependent, cum spuneam,
şi de starea bateriei). Prin urmare,
vom folosi valori relativ mari pentru
P în raport cu rezistenţa echiva¬
lentă a grupului Rr || R. De pilda,
dacă releul are Rr «= 300 £1 şi dacă
anclanşarea ferma am asigurat-o
luînd R = 450 £1, dioda Zener va „ve¬
dea" o rezistenţă de sarcină Rr || R *»
= 180 îl. Rezultă un curent maxim
prin diodă (în momentul anclanşării
releului) de cca 9 V/180 £1 = 50 mA.
O corecţie mică, de pildă în jur de
10% din acest curent, adică de cca
5 mA, ne conduce astfel la o valoare
de reglaj a lui P de aproximativ 5,5 V/
5 mA = 1,1 k£L Putem folosi deci un
potenţiomeţru liniar de 2,5—3 k£!
sau, mai Bine, o combinaţie serie
P = 1 k£i plus unxezistor fix de ordi¬
nul a 1 k£l.
Vă lăsăm dumneavoastră plăce¬
rea de a aprofunda în continuare
această idee (şi — de ce nu? — de a
perfecţiona modelul propus de uti¬
lizare practică), nu înainte însă de a
atrage atenţia asupra calităţii releu¬
lui selecţionat. în mod deosebit,
daca se apeleaza la varianta din fi¬
gura 4, se va verifica atent izolarea
perfecta a perechilor de contacte
K1 şi K2, pentru a nu risca „scăpa¬
rea" tensiunii de reţea spre compo¬
nentele dispozitivului şi implicit
spre acumulator.
4
TEHNIUM 1/1991
identificarea şi testarea
DISPOZITIVELOR OPTOELECTRONICE
(URMARE DIN NR. TRECUT)
Există numeroase metode de
abordare posibile, toate avînd însă
la bază cunoaşterea prealabilă a
principiului de funcţionare pentru
tipurile de D.O.E. investigate. Va¬
rianta pentru care am optat aici, în
urma unei experienţe îndelungate
(care nu a fost scutită de surprize
neplăcute), este aceea de identifi¬
care prin excluziune succesivă. De
fapt, mobilul acestui articol i-a con¬
stituit tocmai o astfel, de surpriză
ruşinoasă, cînd am descoperit că o
fotodiodă păstrată cu multă grijă
pentru aplicaţii mai deosebite — fi¬
ind foarte sensibilă — s-a dovedit în
realitate a fi un LED cu emisie în in-
fraroşu.
într-o primă etapă de testare ne
sînt suficiente ca accesorii un mul-
timetru obişnuit (AVO-metru) şi un
manşon (cutiuţă, căpăcel opac etc.)
care sa permită „ecranarea“ foarte
bună a dispozitivului faţă de ilumi¬
narea ambiantă, naturală sau artifi¬
cială. Acesta din urmă poate fi uşor
improvizat, în funcţie de tipul
capsulei D.O.E., de exemplu folo¬
sind un segment de tub varniş ne¬
gru, strangulat (îndoit) la unul din
capete şi petrecut fest, peste
capsula dispozitivului, cu celalalt
capăt.
Toate verificările le vom face la
început în doua situaţii extreme, şi
anume cu fereastra obturata com¬
plet (în întuneric), respectiv cu fe¬
reastra iluminata. Putem folosi ca
sursă de lumina o veioza cu bec de
40—60 W, plasată la distanţa de cca
0,5 m.
1. Celula fotovoltaică
Cel mai mult ne-ar bucura daca
dispozitivul nostru neidentificat ar
fi o celulă fotovoltaică, deşi aceste
componente sînt deocamdată mai
puţin răspîndite.
Simbolul acestui dispozitiv, indi¬
cat în figura 1, este derivat sugestiv
din cel al sursei de tensiune conti¬
nua, pentru că proprietatea defini¬
torie a celulei fotovoltaice o repre¬
zintă tocmai generarea unei ten¬
siuni continue la borne, atunci cînd
fereastra este iluminată.
Constructiv, celula fotovoltaică
încorporează o joncţiune semicon¬
ductoare pn (de obicei cu siliciu),
avînd suprafaţa activă (accesibilă
luminii prin fereastră) de dimen¬
siuni macroscopice — milimetri sau
centimetri pătraţi —, deci vizibilă cu
ochiul liber, de regulă de forma
pătrată sau dreptunghiulară, de cu¬
loare neagră (închisă).
Prin urmare, în întuneric complet
(cu fereastra obturată), celula foto¬
voltaică se comportă ca o diodă se¬
miconductoare, adica ea conduce
atunci cînd i se aplica o tensiune
directă (plus pe anod şi minus pe
catod) superioară pragului intern,
respectiv este blocată atunci cînd i
se_aplică o tensiune inversă.
în condiţiile de iluminare a feres¬
trei, celula trebuie să debiteze ten¬
siune continuă, cu plusul tot la
anod şi minusul la catod. Prin ur¬
mare, ea va debita prin circuitul de
sarcină (care poate fi considerat
chiar voltmetrul de testare) un cu¬
rent „invers" în raport cu noţiunea
de curent direct încetăţenită în ca-
zuj diodelor semiconductoare.
în figura 2 sînt sintetizate rezulta¬
tele calitative ce trebuie să le obţi¬
nem în cazul testării cu voltmetrul,
iar în figura 3 cele corespunzătoare
testării cu ohmmetrul, dacă dispo¬
zitivul nostru este într-adevăr o ce¬
lula fotovoltaică „bună“.
Dacă nu — nu, deci vom merge
mai departe. Dacă însă testările
confirmă supoziţia, vom putea
trece la verificarea propriu-zisă a
sensibilităţii (curentul debitat în
funcţie de iluminare) şi la aplicaţii
specifice, conform schemelor exis¬
tente.
(CONTINUARE ÎN NR. VIITOR)
ksssssîb Pagini realizare e§® fi
Fig. 1: Simbolul celulei fotovol¬
taice
Fig. 2: Verificarea celulei fotovol¬
taice cu un voltmetru cc
avînd 0,6—3 V la cap de
scală.
a) în întuneric, tensiune prac¬
tic nulă în ambele sensuri.
b) Cu fereastra iluminată, ten¬
siune continuă cu plusul la
anod şi minusul la catod.
bl) Deviaţie normală (spre dreap¬
ta) a acului cînd plusul volt-
metrului este la anod şi mi¬
nusul la catod.
b2) Deviaţie inversă pentru plus
la catod şi minus la anod.
EX. MĂBCULSSCi
ABC ABC ABC ABC ABC ABC
(URMARE DIN NR. TRECUT)
Această constatare ne aduce
aminte din nou de legea lui Ohm şi
■de reprezentarea, grafică a rezis¬
tenţei electrice. într-adevăr, lucru¬
rile se petrec ca şi cum în interiorul
sursei (bateriei) ar exista o rezis¬
tenţă electrică Ri, aproximativ con¬
stantă, care ar prelua diferenţele de
tensiune ce intervin, sub forma
unor căderi interne de tensiune ce
se exprimă prin aceeaşi lege a lui
Ohm.
u,= AU = Rj • I
Să reprezentăm, deci, sursa
noastră printr-o combinaţie „min¬
tală" alcătuită din generatorul de
forţă electromotoare E (E = U 0 =
tensiunea „în goi“) şi rezistenţa in¬
ternă, Ri. Simplificat, circuitul se re¬
duce la cel din figura 12, unde pu¬
tem considera la fel de bine că am
avea de-a face cu o sursă de ten¬
siune continuă constantă, E, cu re¬
zistenţă internă nulă, plasată în se¬
rie cu cele două rezistenţe, Ri şi R.
Pe baza legii lui Ohm şi a formulei
de grupare în serie a rezistenţelor
deducem:
l = E/(Rj + R) (58)
sau
E = Rj • I + R • I (59)
Tensiunea la bornele P—M aie
bateriei, aceeaşi cu tensiunea la
bornele rezistenţei externe R, este
U = R • I. Prin urmare, putem scrie
E = U + Rj • I (60)
sau încă
U = E — Rj • I (61)
Relaţiile echivalente (58)—(61)
poartă numele de legea lui Ohm ge¬
neralizată (sau pentru întregul cir¬
cuit), iar reprezentarea lor grafică
este tocmai cea făcută de noi în fi¬
gura 11.
Pentru cazul particular I = 0 (în
experimentul nostru, cazul R () = =*)
obţinem U = U« = E, adică tocmai
tensiunea la borne „în gol" sau foiţa
electromotoare, iar pentru R = 0
(scurtcircuit la bornele bateriei, pe
care nu vă sfătuim însă să-l „reali¬
zaţi" practic), rezultă U = 0 şi
I = lsc= E/Rj (62)
înţelegem acum de ce am extra¬
polat graficul din figura 11 pînă la
intersecţia cu axa absciselor şi de
ce am notat tocmai cu Isc abscisa
acestui punct. Mai mult, observăm
că dacă se cunoaşte valoarea cu¬
rentului de scurtcircuit, Isc, se
poate calcula uşor rezistenţa in¬
ternă Ri a sursei, inversînd relaţia
(62):
R i =E/l sc (63)
Pentru a determina orientativ re¬
zistenţa internă Ri a unei, surse nu
este însă necesar să trasăm efectiv
graficul U—I şi să-l extrapolam ca
în figura 11, pînă la intersecţia Isc
cu axa curentului. De pildă, putem
măsura tensiunile la borne, UI şi
U2, pentru două intensităţi diferite
de curent, II, respectiv 12 (să zicem
12 > II, caz în care vom avea, evi¬
dent, UI > U2). Aplicînd apoi legea
lui Ohm generalizata
pentru .ambele „puncte" de măsu¬
rare, Ml(II, UI) şi M2(I2, U2) şi
efectuînd diferenţa, rezultă
U =U, — U 2 = —Ri(l, -l 2 ) =-Rr Al
de unde deducem
AU U n -U 2
- = -= tgo (64)
Al l 2 — li y '
(CONTINUARE ÎN NR. VIITOR)
h isc
TEHNIUM 1/1991
5
SINTETIZOR DE FRECVENTA
comune (numai două bucăţi).
Sa parcurgem, pe scurt, cîteva
noţiuni care justifică soluţia aleasa
în cazul sintetizorului cu bucle mul¬
tiple PLL.
Sintetizoarele de frecvenţă sînt
circuite care generează semnale cu
frecvenţă reglabilă într-o banda
prestabilită, cu paşi ficşi, pornind
de la un semnal de referinţă.
Circuitele cu fază blocată (PLL)
au în componenţa lor (fig. 1) un di-
vizor programabil, DP, un oscilator
comandat în tensiune, VCO, un fil¬
tru trece-jos, FTJ, un detector de
fază, D0, şi un generator de refe¬
rinţă, REF. Dacă N este factorul de
divizare al lui DP, rezultă pentru
VCO frecvenţa:
Se cunoaşte faptul că puritatea
semnalului emis sau recepţionat,
precizia frecvenţei şi mai ales stabi¬
litatea de frecvenţa depind în cea
mai mare parte de performanţele
oscilatorului variabil din echipa¬
mentul de trafic. Dacă firmele con¬
structoare de aparatură radio pen¬
tru emisie-recepţie nu mai întîm-
pina greutăţi deosebite în realiza¬
rea sintetizoarelor, radioamatorii
sînt puşi în încurcătură datorită
multiplilor factori care se ivesc şi
astfel recurg de obicei la VFO, VFX
sau VXO.
Simplitatea unui VFO şi stabilita¬
tea de frecvenţă sînt două condiţii
greu de realizat. Uneori un VFO de
mare stabilitate are complexitatea
unui receptor. Stabilitatea este pa¬
rametrul care prezintă o pondere ri¬
dicată în rîndul performanţelor unei
aparaturi de trafic radio. Dacă în
emisiunile tip AM, o instabilitate de
1 kHz nu deranjează foarte tare, iar
o modulaţie parazitară de 50 Hz
(100 Hz) se poate uneori neglija, în
SSB o variaţie a frecvenţei de 100 Hz
se simte foarte bine, iar în telegrafie
poate duce la pierderea legăturii.
în continuare se va arăta modul
cum s-a realizat un sintetizor cu ur¬
mătoarele performanţe:
— plaja acoperită de 30 MHz, în
vederea utilizării într-un transceiver
pentru gama 0...30 MHz:
— modificarea frecvenţei cu o
rezoluţie maximă prin paşi de 10 Hz;
-- afişarea digitală a frecvenţei
de lucru a transceiverului;
— schimbarea frecvenţei prin in¬
termediul unor taste tip „up-down“
cu paşi de 10 Hz, 1 kHz, 100 kHz sau
1 MHz pe secundă;
— realizat numai cu piese de fa¬
bricaţie românească;
-- sînt utilizate cuarţuri cu valori
Frecvenţa fREF nu poate fi mic¬
şorată oricît de mult deoarece FTJ
necesită o frecvenţă de tăiere mica,
ce va avea ca urmare o scădere a cîş-
.tigului în buclă şi apariţia modulaţiei
de faza-frecvenţă.
Pentru a micşora raportul de divi¬
zare N, crescînd în acest fel cîştigul
în buclă şi deci stabilitatea, se utili¬
zează o mixare ca în figura 2. Prin¬
tre avantajele acestei scheme se
numără:
— VCO poate lucra pe frecvenţe
mari;
— DP se poate realiza cu circuite
CMOS;
— se reduce factorul de divizare
total, crescînd astfel banda de cap¬
tura;
— fREF poate fi egală cu ecartul
de frecvenţă.
în scopul utilizării circuitelor
CMOS şi a unor frecvenţe mari ale
VCO se utilizează metoda cu factor
de divizare fix, Q şi prescaler P, cu
două sau patru rate de divizare
programare
Lwste cunoscut faptul ca trans¬
misiile în telefonie ale radioamatori¬
lor cuprind un spectru audio între
300 Hz şi 3 kHz. Desigur, componen¬
tele situate în afara acestui spectru
contribuie la timbrul fiecărei voci.
dar au o contribuţie nesemnificativă
în privinţa mteligibilităţii, deci atunci
cînd urmărim doar mesajul, ele pot fi
eliminate.
în cazul recepţiei semnalelor te¬
legrafice, banda semnalelor AF
poate fi redusă.
Filtrul, a cărui schemă este pre¬
zentata alăturat, are 3 game de lu¬
cru, şi anume gamele 1 şi 2 sînt pen¬
tru telegrafie, în care gama 1 are o
bandă de trecere de 400 Hz, gama 2
are o bandă de trecere de 200 Hz,
iar gama 3 este pentru lucrul în tele¬
fonie şi asigură o lărgime de bandă
de 3 000 Hz. Poziţia 4 a comutatoru¬
lui asigură o trecere totală a spec¬
trului audio. Pe această poziţie 4
este intercalat un atenuator pentru
a menţine acelaşi nivel de ieşire ai
semnalului comparativ cu celelalte
game.
Filtrul conţine două tranzistoare
FET de tipul BF245. Utilizarea unui
astfel de tranzistor la intrare are
avantajul unei impedanţe mari şi nu
introduce perturbaţii în radiorecep¬
torul în care este introdus.
în gama 2 filtrul este conectat în
jurul frecvenţei de 900 Hz cu o
lărgime de bandă de 200 Hz;
aceeaşi situaţie este şi pentru po¬
ziţia 1, dar lărgimea de bandă este
de 400 Hz. De menţionat ca frec¬
venţa de 900 Hz este obţinută prin
FILTRU AF
690 de spire CuEm 0,2, bobinate pe
carcase cu miez de ferită.
Bobina L4 are o inductanţă de 124 :
mH şi se obţine bobinînd 825 spire
CuEm 0,2 într-o oală de ferită.
Acest filtru se intercalează în re¬
ceptorul de trafic între ieşirea po-
tenţiometrului de volum şi intrarea
primului etaj AF. Alimentarea se
face cu 12 V.
condensatorul cu valoarea de 470
pF, intercalat la ieşirea din filtru.
Bobinele L1=L2=L3=L5 au o in-
ductanţă de 88 mH si conţin cîte
Poziţia 3 a comutatorului intro¬
duce un filtru cu frecvenţa de tăiere
brusc la 3 000 Hz, iar frecvenţele in¬
ferioare de 300 Hz sînt atenuate de
\27kQ
IEŞIRE
tSjJf/Of.
INTRARE
|?,Tka
ff/rkn
iOO/JFhsv
220£L
furnizează şi semnalul necesar mi¬
xării (Ml) cu frecvenţa lui VC01.
Diferenţa se prelucrează în bucla
prin intermediul divizorului progra¬
mabil DPI. PLL2 furnizează paşii de
zeci de kilohertzi, rezultaţi în urma
prelucrării prin DP2. Tot aceasta
buclă furnizează şi paşii de 10 Hz
rezultaţi în urma comandării digi¬
tale a etajului VXO.
Pornind de la ideea utilizării bu¬
clelor multiple s-a conceput un sis¬
tem PLL original (fig. 6) care are,
printre avantajele menţionate la în¬
ceputul articolului, şi pe acela ca
utilizează numai două cristale de
cuarţ, dintre care unul de 10,7 MHz
cu o largă răspîndire în lumea ra¬
dioamatorilor. De asemenea, sînt
folosite numai circuite CMOS, be¬
neficiind asfel de un consum redus
de energie; sînt totuşi două excepţii
nesemnificative de utilizare a circu¬
itelor TTL în divizorul zecimal din
bucla megahertzilor (un circuit
CDB400 şi unu! CDB490).
Sistemul PLL este compus din
patru bucle, fiecare avînd în com¬
punerea sa (minimum) un VCO, un
detector de fază şi un filtru trece
jos. Bucla PLL1 şi PLL2 conţine cîte
un divizor programabil, iar PLL4 are
în componenţă un prescaler divizor
cu 10.
PLL1 furnizează paşii de sute de :
hertzi prin intermediul oscilatorului
comandat în tensiune VC01. Ca re¬
ferinţă se utilizează un semnal de
100 Hz provenit de la baza de timp
generală. în urma unei divizări prin
100 se obţine referinţa necesară
buclei PLL3. Frecvenţa se modifică
între 30 000 şi 39 999 Hz, cu o rezo¬
luţie de 1 Hz. Cu ajutorul acesteia
se sincronizează oscilatorul VC03.
Pentru a avea un cîştig mare în
buclă nu s-a introdus divizarea.
Astfel, semnalul furnizat de VC03
este mixat cu cel de 10 MHz preluat
de la oscilatorul cu cuarţ al bazei de
timp. Se obţine o frecvenţă întrş.
9,97 şi 9,960001 MHz, cu rezoluţia
de 1 Hz. In acest mod s-a obţinut
semnalul care asigură modificarea
celor patru cifre mai puţin semnifi¬
cative din valoarea finală a frecven¬
ţei sintetizorului.
(CONTINUARE ÎN NR. VIITOR)
73,115...102,11499 MHz
(modul variabil). Schema din figura
3 funcţionează astfel:
— numărătoarele programabile A
şi B se programează pentru o divi¬
zare cu N:
— numărătorul A comandă divi¬
zarea cu P+1 de A ori, după care dă
comanda de divizare cu P de B-A
ori;
— la sfîrşitul ciclului se repro-
gramează A şi B.
Factorul de divizare este:
N = A(P + 1) + (B - A)P = BP + A
Pentru ecart mic şi bandă largă şe
folosesc mai multe bucle PLL. în
figura 4 se dă un exemplu de sinte-
tizor ce poate furniza în gama
100...200 MHz un număr de frec¬
venţe cu ecartul de 25; 12,5 sau 10
kHz. Divizoarele se pot realiza cu
circuite CMOS, excepţie facînd
prescalerul care utilizează circuite
ECL. Prima buclă cu VCOI furni¬
zează ecartul de 1 MHz, iar cea de-a
doua ecartul fin.
Cu aceasta ne apropiem de sinte-
tizoarele de mare performanţă utili¬
zate pe echipamentele moderne de
trafic radio.
Schema-bloc prezentată în conti¬
nuare se referă la sintetizorul utili¬
zat de firma Yaesu pe transceiverul
FT-ONE (fig. 5). Printre perfor¬
manţe se menţionează:
— acoperirea unui domeniu de
30 MHz;
— rezoluţie maximă de 10 Hz;
— afişarea frecvenţei de lucru a
transceiverului, care este diferită
de frecvenţa generată.
Prima frecvenţă intermediară a
transceiverului este de 73,115 MHz
şi, ca urmare, sintetizorul acoperă
banda 73,115... 102,11499 MHz.
Este vorba de un sistem PLL al¬
cătuit din patru bucle, fiecare avînd
în compunerea sa un VCO, presca¬
ler, divizor programabil şi detector
de fază. Bucla PLL4 are un VCO
care furnizează paşii de 1 MHz. Di¬
vizorul programabil DP3 poate
împărţi printr-un număr întreg, cu¬
prins între 3 şi 32. Pentru a evita uti¬
lizarea unor rapoarte de divizare
mari se utilizează mixerul M4. Frec¬
venţa VC04 se mixează cu VC03 şi
numai diferenţa (3...32 MHz) se pre¬
lucrează în buclă. Bucla PLL3 reali¬
zează un cîştig maxim deoarece nu
utilizează divizoare. Aici se reali¬
zează cumularea efectelor din bu¬
clele PLL1 şi PLL2. PLL1 furnizează
paşii de sute de hertzi prin interme¬
diul oscilatorului VCOI. Frecvenţa
acestuia se divide prin 100 (Q1). Ca
referinţă se utilizează un semnal de
10 kHz (REF1) provenit de la un os¬
cilator cu cuarţ (XOI) după doua
divizări succesive (Q2 şi Q3). XOI
4DOV—H FTJ 4 —-(VOT
REF1 PLL1 I-1 T V
10kHz I 3...32MHzf
Jk -1 22 '° / ^î' 99MHz r ± ^k ^ 105,115...
(bfrl)—-* ] FTJ1 | —kfeoj)- 1 Q 1 1 —\D43)— | FTJ 3 —-te) 106,11499MHz
M3A 48,615MHz
HQHXOI) mq —H FTJ 2 —HVC02) 56,28...57 27009MHz
20,0 MHz y" 7 V - V
JL ^-2 00 299 \
^-20 02 - DP2 M2
nrc,^_Z| 2,0...2,99Mlîf
(VXD2) 54,28...54,28009 MHz
46,6...7&6MHz
H Oh X0A*8 >
HQKxoV Referinţe BT
iomhz^ —nr
K)MHz 5kHz 100Hz
k.9,960001
:03) MHz
TPUNIIIM 1/IOQI
Pentru cei care deţin un minica-
setofon (numai cu redare) a cărui
parte electronica de audiofrec-
venţa este defecta, propun un mon¬
taj simplu şi performant de înlocu¬
ire a acesteia.
Conceperea montajului a pornit
de la ideea utilizării unui număr cît
mai redus de componente, avînd în
vedere gabaritul mic impus de
spaţiul disponibil.
în principiu, schema este formata
din doua canale identice. Fiecare
canal cuprinde cîte trei tranzis-
toare, unui de zgomot redus, cu sili¬
ciu şi altele doua de medie putere,
cu germaniu, cîte doua amplifica¬
toare operaţionale şi componentele
pasive adiacente.
Caracteristic acestui montaj este
folosirea primului tranzistor TI(T’l)
de tip BC416 (pnp), atît pentru am-
fplificarea cu zgomot cît mai mic a
semnalului provenit de la capul de
redare, cît şi pentru stabilirea unui
potenţial static în colector apropiat
de jumătatea tensiunii de alimen¬
tare.
Acest potenţial este „repetat"
pînă la ieşirea de căşti. Ţinînd cont
de configuraţia de ieşire, se impune
ca tensiunile în punctele A şi A’ să
fie cit mai apropiate între ele ca va¬
loare statică, pentru a nu aparea o
BALANS
Ing. EMIL
în componenţa oricărui amplifi¬
cator stereo de audiofrecvenţa este
prezent etajul care realizează egali¬
zarea amplificării pe cele doua ca¬
nale L şi R. Acest etaj poartă denu¬
mirea de etajul balans. El funcţio¬
nează practic prin modificarea si¬
multană antagonistă a amplificării
celor două canale. Reglajul practic
al amplificării se face prin acţiona¬
rea unui potenţiometru liniar dublu.
Acest lucru prezintă două inconve¬
niente. în primul rînd, este necesar
un reglaj iniţial precis --- egalizarea
amplificării celor două canale L şi R
pentru acelaşi nivel al semnalului
de intrare. Al doilea inconvenient îl
prezintă potenţiometrul liniar du¬
blu, componenta scumpa şi preten¬
ţioasa care se poate defecia uşor
după un număr de ore de funcţio¬
nare. Datorita realizării lui com¬
pacte, în cazul apariţiei unei defec¬
ţiuni doar la unul dintre potenţio¬
metre, el trebuie înlocuit complet.
Pentru eliminarea inconvenien¬
telor specificate anterior a fost rea-
$
o
componenta de curent _ continuu
importanta prin căşti. în conse¬
cinţa, TI şi T'l se aleg cu factorii
beta cît mai apropiaţi unul de celă¬
lalt. Din rezistenţa RI(R’I) se re¬
glează prin tatonări „mediana" ten¬
siunii de ieşire.
Masurarea potenţialului în A (A')
se face indirect, prin măsurarea
tensiunii statice la ieşire.
Reglarea volumului se face prin
modificare, cu ajutorul potenţiome-
trului P(P’) a amplificării etajului cu
corecţia de caracteristica a capului
de redare AOI(AOT). Amplificarea
variază în raport de circa 20 dB, cu
mici abateri în jurul acestei valori în
funcţie de toleranţele rezistenţelor
R5, R6 şi P (R5\ R6\ P’).
De remarcat că tensiunea de aH-
mentare poate varia în limite largi,
între 3 V şi 20—25 V, în funcţie de
tensiunea maximă suportată de
componente. De asemenea, amplifi¬
carea globală şi excursia tensiunii
de ieşire variază proporţional cu ten¬
siunea de alimentare, permiţînd ast¬
fel obţinerea unei puteri de ieşire re¬
marcabile în condiţiile date, pe sar¬
cina relativ mare (8—16 fi/2—3 W).
Se impune, la utilizarea acestuia
cu tensiuni de alimentare ridicate şi
sarcină sub 8 fi, montarea unor ra¬
diatoare pentru tranzistoarele fi¬
nale.
Pentru o tensiune de alimentare
mică (3 V şi sub această valoare)
este necesară montarea unei diode
D în serie cu rezistenţa comună de
emitor a tranzistoarelor de intrare
pentru a „simetriza" excursia sem¬
nalului de ieşire. Prin creşterea
alimentării, căderea de tensiune
pe diodă fiind relativ constantă
(0,6—0,7 V), aceasta nu va mai in¬
fluenţa semnificativ simetrizarea
despre care am amintit anterior.
Rezistenţa R7 (R7‘) ar putea lipsi,
dar montarea ei duce la micşorarea
timpului de „aşezare" a potenţialu¬
lui static de ieşire la valoarea din
punctul A(A’) în momentul în care
se alimentează montajul din sursa
de energie.
Deoarece folosirea a doua con¬
densatoare pentru cele doua ca-
naie audio ar duce la micşorarea
spaţiului necesar pentru celelalte
componente, din suprafaţa totala a
plăcii de cabiâj imprimat, s-a recurs
la un artificiu interesant: utilizarea
unui singur condensator electroli¬
tic la ieşirea de cască pentru am¬
bele canale.
STEREO
MARIAN
lizată o schema electrica ce conţine
doar un singur potenţiometru liniar
care să permită efectuarea reglaju¬
lui balans. Schema electrică este
prezentată alăturat.
PERFORMANŢELE
MONTAJULUI:
tensiunea de alimentare U a = 18 V;
impedanţa de intrare Zj = 120 kfî;
impedanţa de ieşire Z 0 = 85 fl;
tensiunea de intrare maximă
Ui max = 1,5V RMS ;
amplificarea montajului A = 22
dB;
reglajul amplificării AA = ± 6 dB;
raportul semnal/zgomot S/N > 65
dB;
distorsiuni armonice totale THD
<0,3 %;
distorsiuni de intermodulaţie TID
< 0,2 %.
Montajul este compus din două
etaje de amplificare conectate în
cascadă. Polarizarea celor doua
tranzistoare proprii etajelor de am¬
plificare a fost astfel aleasă încît să
asigure funcţionarea montajului în-
tr-o gamă largă de temperaturi.
Grupul R3—R4—R’3 formează o
buclă de reacţie negativă care mo¬
difică simultan amplificarea celor
două montaje similare proprii celor
două canale L şi R, în funcţie de po¬
ziţia cursorului potenţiometruluh
R4.
Capul de redare a! unui casetofon furnizează o tensiune alterna¬
tivă foarte mică, de ordinul a 1 mV. Din acest motiv este necesar un
preamplificator pentru amplificarea în tensiune a acestor semnale
{din soectru! audio), cît şi pentru corecţia lor. în consecinţă, pream-
piificatoareie de redare au o reţea de reacţie care ie schimbă carac¬
teristica amplitudine-frecvenţă. Banda magnetică este imprimată în
condiţiile în care capui de înregistrare este parcurs de un curent de
audiofrecvenţă constant. Comportamentul capului .este în special de
natură inductivă, impedanţa lui crescînd cu o rată de 6 dB/octavă co¬
respunzătoare unei creşteri a tensiunii culese la ieşirea capului,
adică tensiunea de audiofrecvenţă variază direct proporţional cu
frecvenţa. Deci caracteristica de frecvenţă a semnalului injectat
preamplificatorului de redare nu va fi liniară cu frecvenţa, cs va arăta
ca în figura la. Se observă că la frecvenţele înalte are ioc o cădere
PREAMPLIFICATOR
PENTRU
CAP DE CASETOFON
Ing. OftISTIAN IVAMCIOVICS
abruptă a amplitudinii, 'care se accentuează apoi cu creşterea frec¬
venţei. Motivele acestei scăderi drastice sînt mai multe şi de diferite
naiuri. Primul motiv este acela datorat scăderii lungimii de undă a
oscilaţiei pe măsură ce creşte frecvenţa. Doi factori sînt foarte im¬
portanţi aici: viteza benzii de magnetofon şi lăţimea întrefierului ca¬
pului de redare. Cu cît viteza de deplasare a benzii este mai mare cu
atîî mai mult material magnetic este disponibil pentru captarea cîm-
pului magnetic care variază foarte rapid. în ceea ce priveşte lăţimea
întrefierului, cînd lungimea de undă a semnalului înregistrat devine
egală cu această lăţime, semnalul de ieşire se anulează pentru că
cele două margini ale întrefierului vor avea acelaşi potenţial magne¬
tic.
Un alt motiv pl pierderilor în domeniul frecvenţelor înalte se dato¬
rează saturării’ stratului magnetic, adică inducţia remanentă în
bandă creşte o dată cu cîmpul magnetic coercitiv pînă la un anumit
moment dat cînd, oricît ar mai creşte cîmpul, inducţia rămîne ia o va¬
loare constantă, apărînd fenomenul de demagnetizare a benzii, cît şi
pierderi suplimentare în capul magnetic, atît la înregistrare cîî şi la
redare.
Un alt efect se datorează utilizării curentului de premagnetizare.
Acest curent de înaltă frecvenţă (între 60 kHz şi 120 kHz) este folosit
la înregistrarea semnalului audio pentru a îmbunătăţi raportui sem¬
nal/zgomot şi a micşora distorsiunile. Aceeaşi oscilaţie este utilizată
(la un nivel mai mare cu 20 dB) pentru capul de ştergere. Problema
care apare este aceea că un efect nedorit al acestei premagnetizări
este „ştergerea" frecvenţelor înalte. Fenomenul este mai pregnant la
aceste frecvenţe pentru că ele au un nivel (imprimat pe bandă) mai
mic şi sînt mai „susceptibile" la ştergere.
Toate motivele enumerate anterior fac dificilă misiunea adoptării
unei curbe de egalizare (corecţie) universale, la acestea adăugîn-
du-se calitatea foarte diversă a benzilor utilizate, cît şi valorile dife¬
rite de la un aparat la altui ale curentului de premagnetizare. Stan¬
dardul existent se numeşte corecţie NAB (National Associaîion of
Broadcasters) şi este reprezentat în figura 1b pentru viteze de depla¬
sare a benzii egale cu 4,76 cm/s şi 9,53 cm/s. Frecvenţele de frîngere
pentru acest tip de caracteristică sînt f, = 50 Hz şi f 2 = 1 770 Hz.
în figura 2 este reprezentată schema preamplificatorului de redare
propus, realizat cu ajutorul a patru tranzistoare. Avînd în vedere va¬
loarea foarte mică a semnalului de intrare, se recomandă ca TI, T2,
T3 să fie tranzisîoare de zgomot mic, de tipul BC413, BC414 sau
măcar BC109, BC173, BC239, BC149. Caracteristica de frecvenţă
conform standardului NAB (fig. 1b) se obţine cu ajutorul reţelei ce
reacţie între emitorui tranzistorului T3 şi baza tranzistorului T2.
După cum se ştie, corecţiile folosite pentru benzile cu oxid de fier
(F@ 2 0 3 ) sînt diferite faţă de cele folosite pentru benzile pe bază de
dioxid -de crom (Cr0 2 ), ferocrom (FeCr) sau metal (Me). Pentru
prima categorie se foloseşte o corecţie cu o constantă de timp
■ Ti = 120 ms, iar pentru celelalte r 2 — 70 ns. Această comutare (în func¬
ţie de tipul de bandă folosit)-se face cu ajutorul comutatorului K, care
este conectat, ia tensiunea de aiimentare. Pe durata cît comutatorul
este deschis, tranzistorul T4 este închis şi practic condensatorul
C 6 —■ 2,2 nF nu are nici un efect în reţeaua de reacţie, corecţia de frec¬
venţă realizată fiind pentru benzi de tip Fe 2 0 3 . în moment ui în
care se închide comutatorul K, pe baza iui T4 se aplică tensiune,
acesta se deschide şi practic condensatorui C 6 este pus la masă,
modlficînd corecţia pentru benzi de-tip Cr, FeCr sau metaî. Tranzis¬
torul T4, avînd rol de comutare, poate fi orice fel de tranzistor cu sili¬
ciu, tip npn, cum sînt BC107, BC108, BC171, BC172, BC237, 3C238,
BC147, BC148 etc.
Tensiunea de aiimentare va avea valoarea de +15 V şi obligatoriu
va fi bine stabilizată. Folosind piese de calitate, montajul va func¬
ţiona de la bun- început fără probleme. Abaterea de ia caracteristica
standardizată este mai mică de ±1 dB, iar impedanţa capului de re¬
dare folosit poate să fie cuprinsă între 100 fi şl 400 fi. Montajul poate
funcţiona optim chiar scăzînd tensiunea de alimentare pînă în apro¬
piere de 4 V, dar implicit va scădea amplificarea sa. în condiţiile unei
alimentări ia +15 V se va obţine o tensiune sinusoidală de ieşire mai
mare sau egală cu 400 mV, suficientă pentru aplicarea sa la orice fel
de staţie de amplificare obişnuită.
14
BC172
lesireR
ir
:r
ir
j\
z
ÎL
_L
z
a
LI
mă
«4
llk-
II
jJi
fc
Ll
/
TEHNIUM 1/1991
9
LABOR/3 ■
LINII DE ÎNTÎRZIERE
EFECTE SONORE
6mr
100nF h
(URMARE D!W NR, TRECUT)
Frecvenţa de eşantionare va tre-
eui sa aibă valoarea de cel putm 15
<Hz - !n aces ţ caz, întîrzierea obti-
luta cu o linie analogică avînd ca¬
pacitatea de 512 va fi de cca 17 mili-
secunde.
în funcţie de valoarea frecventei
max ![ n ® a semnalului se vor calcula
şi filtrele trece-jos,.de la intrarea si
ieşirea liniei, incluse în scheme în
scopul evitării distorsiunilor de in-’
termodulaţie şi de a reduce rezidu¬
urile semnalului de tact. Frecventa
de taiere a acestor filtre va fi egală
cu valoarea frecvenţei maxime, res¬
pectiv 7,5 kHz, şi vor avea o pantă
cuprinsa yntre 6...18 dB/octavâ
ocaderea frecvenţei de tact sub va-
loarea_ considerată mai sus (15
KHz), m scopul măririi întîrzierii, nu
8 Sl 6 recomandabilă deoarece ar în-
gusta banda de frecventă şi ar în¬
răutăţi raportul semnal/zgomot.
Aplicaţiile practice descrise în
continuare folosesc circuitul inte¬
grai 7 DAI022, ai cărui parametri
principali sint enumeraţi mai jos'
— capacitatea: 512;
- frecvenţa de tact (ft): 5...500
frecvenţa maximă a semnalu¬
lui de intrare: 45 kHz;
- tensiunea maximă a semnalu¬
lui de intrare: 2,5 Vrms;
— raportul semnal/zgomot pen¬
tru f t >3 f s ; 74 dB; M
— atenuarea de inserţie: — 3 dB;
— distorsiunile armonice: 1 %-
— tensiunea de alimentare:
-V DD = -15 V (-10..-18);
— curentu! de alimentare: I DD =
0,3...0,5 mA; uu
— capsula: 16 terminale, DIL-
— gama temperaturilor de func¬
ţionare: -20°.. .4-60°.
Schema tipică de folosire a aces¬
tui o.I. şi valorile componentelor ex¬
terioare care formează reţeaua de
polarizare sint indicate în fiqura 5
*noi ra F en ? atenţia ca integratele
şpecializate pentru întîrziere analo¬
gica^ sint destul de scumpe în com¬
paraţie cu C.l. de uz general; de aici
şi îndemnul insistent de a respecta
cu atenţie precauţiile de păstrare
manipulare şi folosire, specifice
G.l. de ţip MOS. In consecinţă, ele
vor fi păstrate cu terminalele intro¬
duse in burete metalizat (conduc¬
tor) sau învelite în staniol si se va
evita manipularea lor inutilă. Nu se
vor atinge terminalele cu obiecte
metalice (şurubelniţe, pensete).
Ul - nu se vor introduce si nu vor fi
scoase din socluri cînd aparatul
este sub tensiune. Nu se va depăşi
tensiunea de alimentare de 15 V
(max. 18 V) şi nu se va inversa pola¬
ritatea sursei de alimentare. Letco-
"4' f 1 a Pf. rate, e de verificare (gene¬
rator, voltmetru electronic, oscilo¬
scop Ş1 frecvenţmetru) vor fi conec¬
tate la priza de pămînt.
M° nîa i ele Propuse mai jos sînt
aht de simple mcît pot fi abordate si
nprtăr t ii e -'? Cepat0ri ’ cu con d'tia res-
pectarn întocmai a schemei si a ve-
e componentelor electronice
PrecSm P S‘ V ? } f t olosite în montaj,
indirpfp in , toa l e componentele
indicate in cele două scheme de
i jos se găsesc în magazinele
noastre de specialitate. y
Li, 100 nF
'Da 1 02 2
Primul montaj propus, a cărui
schema este prezentată în fiqura 6
corespunde configuraţiei din figura 3
Şl P er mite obţinerea efectelor flan-
^ orus ’ ^^ 0 , phaser, string,
wno-phase. Aparatul constă din li¬
nia de întîrziere (C.l 2) oenpratnmi
*> ^ «p OCT (c'i.sfSoK
in tensiune de către generatorul de
frecvenţa foarte joasă (C.l 6) su-
mafoareie^ijiltrel 6 de intrare/ieşire
&îa J■’ realizat cu C.1.1, are o
îr?nf ■ funcţie: amplificator, filtru
trece-jos şi sumator de intrare. Am¬
plificarea acestui etaj este de 3 dB
fiind necesară pentru compensarea
atenuam de inserţie a circuitului de
întîrziere. Filtrul trece-jos are frec¬
venţa ae taiere fixată la 5 kHz si
pan t a de —6 d8/octavă.
Cel de-ai doilea etaj include cir-
TDAinp? i p îirz,ers ' rea!iza * cu c.l.
iuA1022. Facem precizarea că, în
achema ; CJ - es te „inver¬
sai faţa de modui tipic de folosire
sa^ a U n f f ' 9U - a 5 ' Ace astă „inver¬
sare se face in scopui compatibi-
fizarii cu restul montajului, alimen¬
tat cu minusul la masă.
fihrn uL irea ' intei se fo!ose Şte un alt
fili.u trece-jos realizat -cu CI3 cu
frecvenţa de tăiere la 5 kHz si panta
de atenuare de -40 dB/decada. Cel
de-a! patrulea etaj are rol de suma-
r i i ! ^?o ŞI este reallzat cu C.l.4
G.,.1 C.1.3 şi C.1.4 sînt A.O. cu SR
mare, dar se pot folosi şi A.O. dgjip
Generatorul de tact bifazic folosit
S tr l comanda liniei de întîrziere
este realizat cu C.i.5, care conţine
patru porţi NAND, dintre care două
conectate in configuraţie de asta-
hî« ' ar ca!e,alte d °uă folosite ca
buffere. Generatorul este de tip
OCT, controlat de un semnai infra-
sonor produs de generatorul de
funcţii realizat cu C.i.6, după o
t S nr he ?^h de » mtegrator-compara-
lGr Schmitt (cu porţile 1,2,3) si
convertorul triunghiular/sinusoida!
(poarta 4). Frecvenţa semnalului in-
frasonor determină viteza de vo-
bulare 1 ' a OCT-uiui, iar amplitudi¬
nea acestui semnai determină pro¬
funzimea „vobulării“.
In continuare se arată rolui po~
tenţiometrelor şi comutatoarelor
folosite m schemă. Potenţ iometrul
semireglabiţ SR1 din circuitul *de
polarizare al C.i.2 serveşte la fixa-
rea punctului de funcţionare în
casa A/, m scopui obţinerii distor-
filLL 1or minime - Potent iometrul Pi
Oog) stabileşte gradul de cuplai a!
buclei de reacţie. Pentru evitarea
unei reacţii necontrolate de tipul
„microfoniei“, în circuitul acestei'
bucle este introdus un iimitator cu
dtode. IDaca acest circuit este su¬
praîncărcat, datorită limitării puter¬
nice, semnalul întors la intrarea li¬
niei este îmbogăţit în armonice im¬
pare, ceea ce duce la obţinerea
unor efecte bizare.
Potenţiometre! P2 (log) dozeaza
niveiul semnalului întîrziat in suma-
torul de ieşire. Potentiometrul P 3
Profunzimea de modulaţie
a OCT-ului, respectiv limitele de
variaţie ale- frecventei de tact Po¬
tenţiometre I P 4 reglează frecventa
generatorului de funcţii în dome-
[JJMÎ °- 3 -. 9 Hz. Acest potenţiometru
trebuie sa ne logaritmic şl cuplat cu
d de 25 kn Spre rezisten î a
'Comutatorul Si serveşte la
ascultarea selectivă, fie nur
semnalului direct, f:e a ceiui j
sai, ceea ce permite şi o comp.
eficientă. Comutatorul S2
tează forma de undă a semru
de control ai OCT-ului. Trebuie i
cificaî că, datorită modului de
versie a semnalului triunghiul
sinusoidal, se obţine un semn
nusoidai cu c formă foarte b
dar numai pe un interval de
octave. De aceea, cmc ccm
toru; o2 se afla în poziţia sini*
cursorul potenţiometrulu! P4 va
jumatatea din stînga (pe sch
pentru care corespund frecv
1 nîre 2 şi 9 Hz. Cînd S2 se af
poziţia manual, reglajul frecv*
’ori ff, face manuai în limr
10... 250 kHz.
Dacă ootenţ iometrul P3 se
locuieşte cu un potenţiom
pedala, aparatul poate fi foii
pemru obţinerea efectului va
fhsse. Comutatorul S3 modi
lactorui de umplere (comple
tar, a; impulsurilor dreptum
are, sau „forţează" generatorul
pioduca rampe crescătoare
descrescătoare, cînd comut,
rui o2 se află în poziţia iriun
iar-. Aceste modificări se obţin cu
in poziţiile a şi c (pentru ac
doua poziţii cursorul potenţ io
tru.ui P4 şe va afla în jumătatea
stingă). In mod normal, pe
forme simetrice, comutatorul :
fi in poziţia b.
ff
i-tZ>4-<Tv j 1°°nF
q
100KXI şl—<
p9 12i—ţJB IQOKii
►v
A?a*F/15V
-TF
15 V*(
^ A
^3Ko|J*
i r - ^ 5.1 Op F
i m SI
510pF ^ S i ^
‘ ^ 1
Manual
ITT
6BnF :j
£ 25 Kd
Un
2
Ci 1,CI3,C14= pA 741J
CI2=TDA 1022
Cf5, Ci 6 = MMC40TI,V4011D
TEHNIUM 1/19Î
asigurînd polarizarea acestuia din
tensiunea de colector a lui TI. Sem¬
nalul de la ieşirea liniei de întîrziere,
după o filtrare trece-jos, este mixat
cu semnalul direct, în etajul repetor
realizat cu tranzistorul T2.
Cele două montaje' prezentate
mai sus se alimentează de la o sursă
stabilizată de 12 V, a cărei schemă
este indicată în figura 8.
Reglajul celor două montaje este
foarte simplu; dacă s-au respectat
întocmai schemele şi s-au verificat
componentele, nu există nici un
motiv ca montajele să nu funcţio¬
neze.
Pentru cei care posedă aparatură
de laborator este indicată mai jos
procedura de verificare şi re¬
glare a celor două montaje. Cu
C.l.—TDA1022 scos din montaj se
măsoară mai întîi tensiunile de c.c.
în diferite puncte, faţă de masă. Pe
intrările neinversoare ale A.O.
trebuie să măsurăm jumătate din
tensiunea de alimentare. La cel de-al
doilea montaj se vor măsura ten¬
siunile pe colectorul Ti şi emitorul
T2; cele două tensiuni trebuie să fie
egale şi apropiate de jumătatea ten¬
siunii de alimentare. Pe soclul lui
TDA1C22 trebuie să se măsoare
următoarele tensiuni:
— pe contactele 16 şi 84-12 se va
regăsi tensiunea de alimentare;
— pe contactul 5 se mâsoara o ten¬
siune de aproximativ 7 V (cursorul
alimentare. Rotind cursorul po-
tenţiometrului P3, frecvenţa aces¬
tor impulsuri trebuie să varieze
între aproximativ 10... 250 kHz. Se
comută S2 pe celelalte, poziţii; pe
osciloscop se va vedea o variaţie
periodică a impulsurilor de tact.
Factorul de umplere al impulsuri¬
lor de tact trebuie...să fie 1:1. Pe con¬
tactele 1 şl 4 impulsurile de tact sînt
în antifazâ.
Se verifică apoi generatorul de
funcţii. Se cuplează osciloscopul şi
frecvent metrul digital pe poziţia
dreptunghiular a comutatorului S2
(comutatorul S3 va fi în poziţia b).
Se .vor vizualiza impulsuri dreptun¬
ghiulare de frecvenţă foarte joasă,
cu factor de umplere de 1:1. Se
roteşte cursorul lui P4 de la un
capăt la altul, pentru care frecvenţa
trebuie să varieze de la 0,3 Hz la 9 Hz.
Apoi se poziţionează P4 corespun¬
zător frecvenţei de 4... 5 Hz. Se
comută S3 pe poziţiile a şi c; fac¬
torul de umplere al impulsurilor
dreptunghiulare se va modifica
substanţial. Se cuplează oscilo¬
scopul pe poziţia triunghiular a co¬
mutatorului S2. Cu S3 în b, pe osci¬
loscop se va vizualiza un semnal
triunghiular, perfect simetric. Co¬
mut? nd 33 în a sau c, pe osciloscop
se vor vedea rampe iir.iare cres¬
cătoare, respectiv descrescătoare.
Se cuplează osciloscopul pe
poziţia sinusoidal a comutatorului
S2, iar comutatorul S3 se va fixa în
poziţia b. în această situaţie, osci¬
loscopul vizualizează un semnal
sinusoidal cu formă foarte bună.
Menţionăm că această formă bună
a semnalului sinusoidal se menţine
montajului de sub tensiune!). Se
alimentează montajul şi se aplică la
intrarea aparatului un semnai sinu¬
soida! cu frecvenţa de aproximativ
100 Hz şi amplitudinea de 1 V.
Se . cuplează osciloscopul în
punctul format de cele două capete
„eaide" ale potenţiometreior PI şi
P2, unde se va regăsi semnalul
aplicat la intrare. Se va mari am¬
plitudinea semnalului de intrare
pînă.la maximum 2,5 Vrms. Dacă
apar distorsiuni, se reglează po¬
tenţiometre! semireglabi! SR1, pînă
la dispariţia acestora.
în final se cuplează un osciloscop
cu două canale (sau cu comutator
electronic) pe poziţiile A şi B ale
comutatorului SI. Pe ecran trebuie
să apară o imagine sugestivă, adică
două sinusoide decalate, ca în fi¬
gura 9. Prin intermediul caroiajului
de pe ecran se poate măsura timpul
de întîrziere introdus de linie, egal
cu decalajul între cele două sinu¬
soide pe axa X.
în lipsa aparatelor de iaborator,
cele două montaje pot fi verificate
direct, auditiv. în acest scop, pfentru
a da posibiiitatea aparatului de a se
„manifesta" şi „desfăşura" în toată
plenitudinea, se aplică la intrare un
semnal cu spectrul larg şi dens.
Acest semnal poate proveni de la
un generator de zgomot alb (analo¬
gic) cu diodă Zener — sau digi¬
tal, cu registru de deplasare), sau
de ia un magnetofon care redă o
bandă pe care au fost înregistrate
aplauze sau sunete susţinute de
tobă. Se acţionează potenţiome-
trele, observind influenţa fiecăru*
reglaj asupra spectrului sunetului
procesat, stabilindu-se astfel şi
efectul dorit. -
_ en de -
-milisecunde. Dezavantajul folosirii,
acestor moduri ‘de operate a BBD-u-
riior-constă în faptul că numărul C.l.
se dublează, ajungîndu-se în final Sa
un raport preţ/eficienţă nu tocmai
rezonabil.
Din acest motiv, am arătat ante¬
rior că BBD-urile sînt eficiente şi
deci recomandate numai pentru în-
tîrzieri mici (sub 50 milisecunde).
în figura 11 se arată, principial,
modul de operare diferenţial, folo¬
sit de autor în scopul obţinerii unor
parametri superiori, situînd siste¬
mul la nivelul magnetofoanelor
profesionale (analogice). Aceasta
configuraţie este indicată şi pentru
reducerea distorsiunilor armonice
şi îmbunătăţirea raportului semnai
zgomot.
Specifice ^ acestei configuraţii îî
este modul" de aplicare a semnale¬
lor de intrare pe cale două C.l. Cele
două linii de întîrziere sînt'atacate
în contrafază pe intrările de semnai
şi în fază pe intrările de tact, asi-
gurîndu-se astfel funcţionarea dife¬
renţială.
S-au obţinut următorii parametri,
care, prin valorile lor, ne scutesc de
comentarii:
— caracteristica de frecventă: 20
Hz.,.15 000 Hz;
■— distorsiuni armonice totale;
0,129/ (1 kHz);
— raport semnal/zgomot: -70 dBA:
— nivelul de limitare la intrare
46 dB (k = 1%);
— factorul de inserţie: 42 dB.
— timp de întîrziere: 0,3...3 mili¬
secunde (pentru C.I.-TCA350).
TEHNIUM 1/1991
11
2SK238-K!6 2SK508-K5I
SW2-I0 SW2-I0
2SK209-Y
SW2-J0
2nd MIX
[MAIN BOARD]
C4
0.022)i
455kHz
24. 45MHJ
dHz X7
26. 025MH;
Q5 2SC1623-L6 Q8 2SK238-K16 Q9 2SK209-Y
- SWI RF AMP SWI MIX
FERRITE-ROD
ANTENNA_
SWI
Q20 Q22 319
DTA144TK 2SC1623-L6 2SB815-B7,
MUTING RESET SW1TCH B+ SWITCHING
ICF-7601/7601L
Radioreceptorul ICF-7601,' produs al firmei SONY, este construi!: în două variante -care
diferă între ele prin.gamele de frecvenţe ce le acoperă. Astfel, IGF-7801 recep ează
gamă FM, o gamă UL şi .10 game J8, pe cînd varianta 1CF-7601L are înlocuită o garr JS ci
gamă UL. .
INFORMATICA
(URCARE DÎN NR. TRECUT)
8. Se consideră variabiieie
U(1), U(2), U(M)
V(1), V(2). V(N)
cărora !i se ataşează mulţimile
{A(1), A(2), ... A{P)}, 1 < P< M
{8(1), B(2), ... B(Q)}, 1 < Q< N
constituite din elementele distincte ale fiecăreia dintre ele,
: Săse determine
C = A U B cu R < M + N elemente (R > 1) ■
D = A, n B cu T < max (M, N) elemente (T > 0)
E - A - 3 cu S < M elemente (S > 0)
Răspuns' "
De Sa etichetele 2000 la 2060 se realizează ordonarea crescătoare a
componentelor lui U, iar de la 2070 ia 2120 se generează'mulţimea A.
în mod analog, de ia rînduriie 2140 la 2200 se ordonează cres¬
cător componentele lui V, iar cu rînduriie de etichete de la 2230 ia
2260 se generează mulţimea B-.
Aşadar, soluţia comportă un program principal care face apel la
două subprograme, aflate ia adresele 2000, respectiv 2140, cu reve¬
niri din liniile 2130, respectiv 2270.
1000 CLS
' 1010 INPUT : D!M U(M) : DIM A(M)
1020 IMPUT „N=“,N : DIM V{N) : DIM 8(N)
1030 REM Deoarece reuniunea poate avea cel mult M+N
04Q IEM elemente intersecţia cei mult max. (M,N), iar
1050 REM diferenţa maximum M elemente, rezultă declaraţiile
1060 REM conforme cu următoarele trei linii
1070 DIM C{M+N> : DIM E(M)
î. I ET r =. F\XiTH£n '.= r-=N D M 0(T)
o L ează citirea aforifo c mpone te U şi
* " ' ’,_ Q u rc ^
1 ',40 REM in continuare, apelarea celor două subprograme
1160 GO SUB 2140
1170 REM Datorită apelării celor două subprograme vom
1180 REM conta îh 'cele ce urmează pe faptul că s-au generat
1190 REM cele doua mulţimi A şi B, ale căror elemente sînt şi
1200 REM ordonate crescător
1205 REM
1210 REM Urmează generarea mulţimii C (reuniunea iui A cu B)
1215 REM
1217 REM
1220 LET R=Q : LET 1=1 : LEI J=1
1221 IF 1>P OR J>Q THEN GO TO 1250
1223 LET R=R+1
1225 IF A(i)<B(J) THEN LET C(R)=A(I):LET 1=1+1
1227 IF A(i)>B(J) THEN LET C(R)=B(J):LET J=J + 1
1230 IF A(*)=B(J) THEN LET C(R)=A(i):LET l=l + 1:LET J=J+1
1232 GOTO 1221
1235 REM Urmează a se testa care dintre mulţimile A şi B s-a
1236 REM terminat prima. Dacă s-a epuizat A înaintea lui B
1238 REM (ceea ce se traduce prin l>P şi J<Q), mai trebuie a
1240 REM se prelua elementele B(J),B(J+1),...,B(Q). Analog,
1243 REM dacă se termină B înaintea lui A (!<P, J>Q), trebuie
1245 REM a se mai prelua elementele A(i),A(l+1),...,A(P).
1247 REM
1248 REM
1250 IF !>P THEN GO TO 1270
1255 LET R=R+1 : LET.J=J+1
1260 GOTO 1250
1270 IF J > Q THEN GO TO 1300
1275 LET R=R+1 : LET'J=J+1
1280 GO TO 1270
1285 REM
1290 REM Urmează generarea lui D, care va avea T elemente.
1295 REM
1300 LET T=0
1310 LET 1=1
1320 LET J=1
1330 IF l>P OR J>Q THEN GO TO 1400
STELEAISi !M8CLILESCU 3 CR8eHÂl\ 8 ARTEMI,“
MISCEA BĂRBULESCU, *.
' MARIA CRISTINA W1CULESCU
3 IF A(I)<B(J) THEN LET 1=1+1
) IF A(I)>B(J) THEN LET J=J+1
3 IF A(I)=B(J) THEN LET T=T+1:D(T)=A(I):
LET 1=1 + 1 :LET J=J+1
3 GO TO 1330
3 REM Urmează determinarea lui E (diferenţa între mulţi-,
3 REM mile A şi B).
3 LET S=0 _ V
3 LET 1=1
3 iF !>P THEN GO TO 1530
3 LET J=1
3 IF J>Q THEN GO TO 1480
3 IF A (!) =B (J) THEN LET J=N+3
3 LET J=J+1
3 GO TO 1440
3 IF J=N+1 THEN LET S=S+1 : LET E(S)=A(I)
3LET 1=1 + 1
3 GO TO 1420
3 REM Urmează tipărirea mulţimilor C.D.E.
3 REM
3 LET1 = 1
3 IF l>R THEN GO TO 1600
3 PRINŢ 0(1);“.“;
3 LET 1=1 + 1
3 GO TO 1540
0 PRINŢ : PRINŢ
2000 LET K=1
2010 iF K=0 THEN GO TO 2070
2020 LET K=G
2030 FOR 1=2 TO M
2040 IF U(! — 1 )>VJ(!) THEN LET X=U(i) : LET U(I)=U(I-1):
LET U(l —1)=X : LET K=K+1
2050 NEXT I
2060 GO TO 2010
2065 REM S-a terminat ordonarea lui U şi urmează determina-
2067 REM rea lui A.
2070 LET P=1 : LET A(1) = U(1)
2030 FOR i=2 TO M
2090 IF U(H)OU(l) THEN LET P=P+1 : LET A(P)=U(I)
2120 NEXT I
2130 RETURN
2140 LET K=1
2150 IF K=0 THEN GO TO 2210
2160 LET K=Q
2170 FOR 1=2 TO N
2180 IF V(I-1)>V(I) THEN LET X=V(|-1) : V(i —1)=V(I):
LET V(!)=X : LET K=K+1
2190 NEXT I
2200 GOTO 2150
2210 REM S-a terminat ordonarea crescătoare a lui V şi ur-
2220 REM mează determinarea lui B.
2230 LET Q=1 : LET B(1)=V(1)
2240 FOR 1=2 TO N
2250 IF V(l-1)OV(l) THEN LET Q=Q+1 : LET B(Q)=V(I)
2260 NEXT I
2270 RETURN
Observaţie
Instrucţiunii END (sfîrşitui fizic al unui program) i s-a dat numărul
3000 pentru a fi linia de program (avînd în vedere şi cele două sub¬
programe) cu numărul cel mai mare.
(CONTINUARE ÎN NR. VIITOR)
TEHNIUM 1/1991
ATELIER
Se ştie ca frecvenţmetreie reali¬
zate cu CI-CMQS au cîteva avan¬
taje: consum foarte redus de ener¬
gie electrică, tensiune de alimen¬
tare cu o plajă largă la utilizare (cca
12—6 V) şi nu este neglijabil nici
faptul câ lucrează practic ia rece
(static). Un mare impediment în
schimb este faptul câ ele nu lu¬
crează la frecvenţe mai ridicate de
8—10 MHz. De cele mai multe ori
avem nevoie de frecvenţe mai ridi¬
cate de 30—40 MHz, în cazul
TCVR-lor uzuale, Sau de 90—100
MHz dacă se utilizează variante mai
moderne, cu prima medie frecvenţă
la cca 40—70 MHz.
Remediul constă în utilizarea în
faţa frecvent,metîului CMOS a unui
divizor cu 10 (sau în plus şi un divi¬
zor cu doi). Soluţia este'simpla, dar
are un mare dezavantaj, se pierde o
unitate. De exemplu, dacă Fm utili¬
zat avea 6 rezoluţie de 100 Hz, vom
obţine în final o rezoluţie de 1 kHz.
lucru care, de cele mai multe ori, nu
ne satisface, Ci rapide de tipul
74HCxxxx sau LSI sînt greu de pro¬
curat, deci trebuie căutată o altă so¬
luţie.
Autorul prezintă frecvervţmetrul
TI88F, care lucrează pînă ia 50—60
MHz, operaţiile fiind efectuate în cî¬
teva microsecunde (deci nu trebuie
aşteptat mult pentru o nouă citire).
Schema prezentată are doua
mari avantaje şi un mic dezavantaj:
necesită doua tensiuni de alimen¬
tare (+5 V se poate lua de exemplu
de la 12 V).
1, Implantează un divizor cu
zece, de tipul SN74196. (TTL) într-o
schema CMOS, ridicînd frecvenţa
de citire.
2. Operaţiile de ştergere-trans-
criere (afişare) se execută în patru
microsecunde, deci aparent frec-
venţmetrul numără tot timpul.
Acest lucru este de mare impor¬
tanţă. Să ne gîndim că o rezoluţie
de 0,10 Hz, în condiţiile uzuale de
citire, se face în 20 de secunde, pe
cind în noile condiţii acest lucru se
face în 10,000004 secunde! Să ne
imaginam o scală digitală care „bîl-
b?ie“ sau nu urmăreşte rapid vernie-
rul.
La o rezoluţie de 100 Hz nu avem
probleme, dar dacă dorim precizia
de 10 Hz (0,1 secunde) fiecare citire
se face la 0,2 secunde, care este ac¬
ceptabil, dar jenant (5 citiri pe se¬
cundă în loc de cca 10 citiri în noile
condiţii).
Probleme deosebite se pun cînd
adăugăm în faţă un divizor cu 2,
pentru a acoperi frecvenţa de pînă
la cca 100 MHz, cu o rezoluţie de 10
Hz. în acest caz, baza de timp tre¬
buie dublată (0,2 s din comutatorul
Kla). Fiecare citire ar fi din 0,4 în 0,4
secunde. Utilizînd însă operaţiile
aşa cum se descrie în articolul de
faţă, acest timp revine la 0,200004
secunde, faţă de 0,4 secunde, care
este deja inaccesibil.
Cele două artificii utilizate (1 şi 2)
permit o citire comodă la frecvenţe
ridicate, chiar la o rezoluţie de 10
Hz (ne referim cînd îl utilizăm pen¬
tru trafic, în alte scopuri nu se pun
probleme deosebite, rezolvînd doar
ridicarea frecvenţei de citire). Cele
două probleme prezentate se pot
trata separat, după opţiuni. Prima
este relativ simplu de adaptat pe un
Fm CMOS actual. Cea de-a doua
opţiune este mai anevoioasă. Nu se
pun probleme, normal, dacă se
proiectează un nou Fm.
Schema de principiu
1. O să prezentăm pe scurt par¬
tea de intrare. Semnalul amplificat
şi format se aplică pe poarta 1/4
T4S00 prin intermediul unui comu¬
tator Klb (opţional, numai dacă se
adaugă şi divizorul cu doi executat
cu CI9-74S112 sau similar).
zeazâ semnale cu fronturi coborâ¬
toare. Ieşirea din divizor este ia ni¬
vel 1. CÎ4 pe pin 3 şi 1 1 (CK) îşi
schimba starea tot la nivel 1.
Registrul de deplasare CI5 preia
un impuls ia nivel 1, dar numai dada
D (pin 7) este !ă nivel 1. Tranzistorul
TI este un inversor care asigura
coincidenţa pe CK (pin 9), deci un
impuls de 1 MHz cu front urcător
(Up).
Acum să presupunem ca la un mo¬
ment dat Ci5 este resetat. iar pe C'.4
(CK) ajunge un semnal dreptun¬
ghiular de I Hz. Acest semnai obliga
bascularea 1/2 din Ci4 (CK1-Q1).
cel de-a! doilea în schimb nu poate
sa-şi schimbe starea (CK2-Q2).
avînd R2 ia nivel mic (0). dea nu
avem semnai pe Q2 şi poarta de numă¬
rare este închisa (T5-1/474Ş00K
Concomitent D(CI5) ajunge la ni¬
vel mare .(1), acceptînd primul puls.
armatoarele efectuînd deplasarea
oe Q1-04 (menţionam ca numai
FRECVENŢMEIRUL
TS88F
Ing. SSOPIOE MÂUMT2, YOSTÎ
Semnalele sînt la nivel TTL. CI6-
74196 este un numărător cu 10, cu
reset la nivel 1. Tranzistorul T4 este
un adaptor de nivel (interfaţă
CMOS/TTL), fără inversare, fiindcă
şi pentru resetarea şirului de 4543
pe pin 11 (PE) se face la acelaşi ni¬
vel. Similar se întîmplă şi cu tranzis¬
torul T5, baza lui fiind legată la baza
de timp de la Fm actual ce deservea
direct poarta CMOS.
CI7-CDB407 este un buffer cu co¬
lector în gol ce suportă tensiuni mai
mari decît TTL (30 V) şi este utilizat
ca interfaţă TTL/CMOS între primul
numărător şi primul decodor din li¬
nia de afişare. Nu este desenată le¬
garea CI8-4543 la afişor şi nici numă¬
rătoarele 40192 şi restul de deco¬
doare (7 buc.) deoarece în rest
schema este clasică. Numărarea se
face înainte (Up).
Semnalul divizat cu 74196 nu este
compatibil cu următorul numărător
(40192), avînd niveluri diferite şi lu-
crînd în antifază. Adaptarea se face
cu tranzistorul T3, care lucrează ca'
inversor şi adaptor de nivel. Ieşirea
din colectorul lui este deja compati¬
bilă cu intrarea următorului numă¬
rător (40192) pe pin 5, pin 4 fiind la
nivelul 1. Efectuînd cele de mai sus,
obţinem un Fm capabil să numere
frecvenţe înalte utilizînd doar 3—4
bucăţi CI-TTL. Trebuie să amintim
că pragul de sus depinde de realiza¬
rea practică.
De exemplu, dacă legaturile
părţii de intrare şi GI6 sînt lungi, uti¬
lizăm aici socluri pentru CI, capa¬
cităţi reziduale mari etc., frecvenţa
maximă va fi de cca 30—35 MHz,
deşi CI6 lucrează bine la frecvenţe
mari, uneori chiar peste 60 MHz. O
dată cu creşterea frecvenţei sensi¬
bilitatea de la intrare scade, deci
atenţie la etajul de amplificare-for-
mare..
2. Partea de operare şi comanda
este puţin deosebita. Să analizăm
puţin fenomenele. în esenţa, ope¬
raţiile sînt comandate de circuitul
basculant CI4-4013 şi registrul de
deplasare CI5-4015. Pornind de la
oscilator cu un Q = 1 MHz, cele trei
capsule 4518 (Cil, CI2, CI3) fac o
divizare de 10 6 , furnizînd ia ieşire
un semnal de 1 Hz. Dacă rezoluţia
dorită este de 10 Hz, se va utiliza
doar 1/2 C13. Cascadarea lor se
face pe intrarea ENABLE. în
această situaţie, la intrare se utili-
cîte unul din Q va fi la nivel mare
deplasarea făcîndu-se din tact în
tact).
Q1 menţine bascula (D), Q2 face
transcrierea datelor din şirul 4543 la
pin 1 (LD), Q3 şterge toate numă¬
rătoarele, inclusiv CI1-CI3, unde
„am numărat cîteva impulsuri de
care nu avem nevoie.
Următoarea deplasare pe 04
obligă bascularea celei de-a doua
bascule (02-40101, deschizînd poar¬
ta. (Se resetează pe urma şi CI5.) în
acest moment începe numărarea.
Poarta va fi deschisă timp de o se¬
cundă, bascula făcînd divizarea cu
doi a frecvenţei de tact de 1 Hz. La
următorul impuls la CK (C.I4) se în¬
chide poarta şi pornesc operaţiile
amintite mai sus, cele doua bascule
din 4013 schimbîndu-şi starea, deci
toate operaţiile decurg în cîteva mî-
crosecunde.
Ca o problemă generala, autorul
nu are posibilitatea să livreze circui¬
te imprimate, film etc., toate realiză¬
rile fiind unicate, executate manual
Doresc mult succes celor care
vor să realizeze cele de mai sus, in
totalitate sau parţial.
TEHNIUM 1/1991
15
LA CEREREA ^IT^ORÎLOP
6. Generator de fu neţi?
Un generator care prod ser laie sinusoidale, dreptunghiulare şi
triunghiulare este deosebit ce util pentru orice electronist amator. Ge¬
neratorul din figura 6 acoperă banda 20 Hz—20 kHz, cu o variaţie a am¬
plitudinii semnalului de ieşire de numai ±0,2 dB. Semnalul de ieşire
dreptunghiular este compatibil TTL,
Montajul se alimentează la o tensiune de 9 V şi consumă doar 30 mA.
Preţul Ritului este de 490 de lei.
7. Generator de funcţii pentru laborator
!n figura 7 este prezentată schema simplificată a unui generator de
funcţii cu performanţe deosebite. Montajul generează simultan trei
forme de undă: sinusoidal, dreptunghiular si triunghiular. Gama de
frecvenţe acoperite este de 15 Hz pînă la 30 kHz.
Preţul Ritului este de 690 de lei fără sursa de alimentare sau de 990
de lei împreună cu aceasta.
INTRODUCERE
ÎN TELEVIZIUNE
{URMARE DÎN NR. TRECUT)
Imprimarea sunetului ia videoca-
setofoanele obişnuite utilizează stan¬
dardul clasic folosit în magneto-
foane şi casetoioane. -Banda de
frecvenţă reprodusă la aceste video-
casetofoane este limitată de viteza
de lucru mică la aproximativ 8-10 kHz.
la cele stereofonice, pista audio cu
o lăţime de 1 mm este împărţită în
două, fiecare cu o lăţime de 0,35
mm şi cu un spaţiu de gardă între
ele' de 0,3 mm. Canalul drept este
imprimat de-a lungul benzii pe una
din extremităţi şi orice ondulare,
murdărire sau dezaliniere'*a capului
magnetic vor afecta nivelul şi calita¬
tea reproducerii acestui canal. Creş¬
terea calităţii receptoarelor TV, crt şi
a exigenţei consumatorilor a dus la
necesitatea producerii unor video-
casetofoane la care sunetul să fie nu
numai stereo, dar să se încadreze şi
în normele de înaltă fidelitate com¬
parabile cu cele ale sistemelor au¬
dio. Importantă era necesitatea men¬
ţinerii compatibilităţii între apara¬
tele noi şi cele deja existente pe piaţă
fără şă afecteze calitatea semnalu¬
lui video. S-a realizat un sistem la
care sunetul este modulat în frec¬
venţă şi imprimat pe bandă cu aju¬
torul unor capete audio separate,
montate pe tamburul rotativ al ca¬
petelor video. în acest mod, viteza
relativă cap-bandă creşte de la
2,339 cm/s la 485 cm/s.' Informaţia
video este înregistrată apoi peste
cea audio, ştergînd-o parţial pe
aceasta, dar lăsînd suficient pentru
a nu afecta redarea. Influenţa reci¬
procă este redusă la un nivel accep¬
tabil prin alegerea adecvată a frec¬
venţei purtătoarei audio şi utiliza¬
rea unui alt azimut la capetele au¬
dio. Semnalele audio modulează în
frecvenţă două purtătoare de radio-
frecvenţă. Reducerea nivelului cu
aproximativ 12 dB de către supraîn-
registrarea semnalului video nu
afectează reproducerea pentru ca'
variaţia amplitudinii nu influenţează 3
un semna! MF. Nivelul la lectură al
purtătoarei MF scade foarte rapid _o
dată cu modificarea azimutului. în
timp ce capetele video au un azimut
de ±6° (pentru VHS), cele audio au
un azimut de ±30°, în consecinţă
fiecare cap va furniza semnal la ie¬
şire numai dacă va fi axat pe propria
lui pistă.
Schema unui set de capete este
dată în figura 56. Capetele video
sînt montate diamekai opus pe
tambur, cupiate astfel, canal 1SP
(standard play), canai 2LP (long
play), canal 2 SP şi canal 1 LP. Ca¬
petele audio sînt montate la 138°
faţă de cele video, ia o înălţime ce
permite ca pista audio să fie jn mij¬
locul pistei video (figura 57). în timp
ce lăţimea pistei video este de 49 ni n,
lăţimea pistei audio din mijloc este
de numai 26 jum. în cazul SP, capul
audio canal 2 este ptâsat pe pista vi¬
deo a canalului video 1 şi canalul 1
audio este plasat pe pista video ca¬
nal 2. în figura 58 este ilustrat prin¬
cipiul imprimării muitiplexate în
adîncime. în timp ce întrefierul ca¬
pului audio este mai mare (1 /um),
întrefierul capului video are aproxi¬
mativ 0,3 Vm. Din acest motiv, cîm-
pui magnetic al capului audio
pătrunde mai mult în adîncimea
stratului de oxid al benzii. Atenua¬
rea de aproximativ 12 dB produsă
de imprimarea semnalului video
peste cei audio depinde şi de tipul
benzii folosite (al sensibilităţii).
Unele modele de videocasetofoane
sînt stereofonice numai pe pistele
Hi-Fi, avînd lista longitudinală mo-
nofonică, cele mai recente asigură
însă un sunet stereofonic şi pe pista
clasică, însă fără pretenţii de Hi-Fi.
(CONTINUARE ÎN NR. VIITOR)
AMPLIFICATOR ÎN PUNTE
PENTRU AUTOMOBIL
Pentru a obţine o putere ridicata
cu un amplificator alimentat la o
tensiune redusa (+12 V în speţa) se
pot folosi următoarele metode:
— utilizarea transformatoarelor de
ieşire, amplificatorul „văzînd“ sar¬
cina ca o impedanţă foarte mică şi
fiind capabil să furnizeze un curent
mare fără distorsiuni armonice im¬
portante. Dezavantajul consta în
faptul că acesta este greu, are un
gabarit mare şi este scump, ceea ce
a dus la abandonarea acestei me¬
tode;
drept sarcină circuitul de polarizare
a tranzistoarelor de ieşire (finale) şi
un „bootstrâp" (Cil - 33 nF). Fina¬
lele sint perechi complementare: de
exemplu (T11 şi T7), colectorul lui
T11 este conectat în emitorul lui T7.
o rezistenţă asigurînd o reacţie ne¬
gativă în curent. Dubletul va avea
un cîştig în curent practic egal cu
produsul factorilor /3 al fiecărui
tranzistor. Faţă de un dublet de tip
Darlington, avantajul constă în
comportamentul superior la satu¬
raţie.
Al doilea tranzistor de putere,
TI3, este montat în mod analog.
Tranzistorul T2 este montat cu
baza la masă, din semireglabilul
Rvl echilibrîndu-se amplificatorul.
Puterea amplificatorului este, bi¬
neînţeles, funcţie de tensiunea de
alimentare, de aceea vom da pute¬
rea în funcţie de coeficientul de dis¬
torsiuni armonice 8. Astfel, pentru o
tensiune de alimentare E — 12 V şi
8 = 1%, puterea de ieşire va fi de 9 W
pe o sarcină de 4 n. Dacă tensiunea
creşte la E = +15 V, vom obţine o
putere de 15,2 W (pentru Rs =-4 Ş,
tensiunea de semnal pe sarcina fi¬
ind 7,8 V). Sensibilitatea de intrare
este de 2,1 V pentru Po = 15,2 W (la
E = 15 V). Pentru E = 12 V şi putere
maximă, sensibilitatea devine 1,8 V.
Raportul semnal/zgomot este mai
mare de 90 dB. Bineînţeles, tranzis-
toarele finale se montează pe un ra¬
diator cu suprafaţa minimă de 50
cm 2 fiecare, izolate cu foiţă de
mică.
-- ridicarea tensiunii furnizate
de’ acumutator făcîndu-se apel la
convertizoare continuu-continuu.
Este tot un procedeu scump, dar
permite obţinerea a zeci sau chiar
peste o sută de waţi (la aparatele
pretenţioase);
— montarea în punte a două am¬
plificatoare identice la care semna¬
lul de intrare este injectat în opo¬
ziţie de fază în cele două intrări,
permiţînd obţinerea la ieşire a unei
tensiuni de semnal vîrf la vîrf, dublă
faţă de cazul clasic (teoretic vor¬
bind).
La un amplificator clasic ieşirea
se face între punctul „cald" şi masă
(eventual +E). La amplificatorul în
punte, ieşirea este cuplată între
două puncte „calde" (ieşirile celor
două amplificatoare), neavînd punct
de masă.
Amplificatorul în punte din figură
este un montaj tip push-pull. în ca¬
zul în care acest amplificator este
folosit pe post de „booster" (deci se
montează în cascadă cu un amplifi¬
cator de mica putere deja existent),
intrarea se face prin divizorul rezis-
tiv R1 = 100 ii, R3 = 56 £1 figurat
punctat. Dacă amplificatorul este
precedat doar de preamplificator,
acest divizor se elimină. Filtrul tre-
ce-jos R5 = 1,5 kil, CI = 1 nF evita
pătrunderea de impulsuri parazite
diverse, produse de automobil. în
baza primului tranzistor TI se intră
printr-un condensator electrolitic
(C3 = 4,7 nF). Emitorul acestuia
este legat la ieşire printr-o reţea de
reacţie care stabilizează punctul
static de funcţionare. Curentul de
colector al lui TI este injectat în
baza lui T3 al cărui colector are
Pagini realizat® da ing. CRIS7 fVAIUCIOVICI
Toate kiturile sînt însoţite de documentaţie completă de execuţie,
montare şi reglare.
Firma noastră vă mai poate furniza la cerere:
— aplicaţii soft;
— reparaţii calculatoare compatibile SPECTRUM;
— programe de calcul pentru amatori;
— editare electronică;
— receptoare de satelit;
— prindere polară şi feed—horn;
— sistem de comandă de la distanţă a antenelor parabolice;
— achiziţionăm aparate şi instalaţii electronice casate în vederea
recuperării componentelor.
Primim sugestii şi observaţii pentru noi aplicaţii referitoare la kituri.
% v ;.. .IMPORTANT ^
pentru tinerii noştri
cititori
Clubul „Elecîro“, Topleţ organizează în cursul
lunii aprilie 1991 ia Băile Herculane un simpozion
de comunicări tehnico-ştiinţifice şi un concurs
de creaţie tehnică deschis elevilor din clasele
V—X, din toate şcolile din ţară. Amintim că aceste
manifestări se vor bucura de o participare inter¬
naţională. Cele mai valoroase referate şi lucrări
vor fi distinse cu numeroase premii şi diplome. In¬
formaţii suplimentare legate de participarea celor
interesaţi se pot obţine la Clubul „Electro" Topleţ,
Str. Fabricii nr. 71, jud. Caraş-Severin, 1611, tele¬
fon: 965/60616, int. 299, telex: 74245.
TEHNIUM 1/1991
17
1. PREZENTARE GENERALĂ
Numeroşi utilizatori ai ceasului
auto echipat cu MMC351, în varianta
staţionară, reclamă prezenţa „sone¬
riei", adică a funcţiei de alarmare. în
acest sens, a fost prezentată în pagi¬
nile revistei o schemă (1) care utili¬
zează- 9 circuite CMOS suplimen¬
tare. Faţă de această schemă, am
avut în vedere reducerea numărului
de circuite integrate CMOS, cunos-
cînd posibilităţile de procurare, limi-
CEAS
CU ALARMĂ
Ing. VICTOR OAVID
MMC 354
/pmSEC Q< Q2 Q3> Q4 Qo
Oa
Qb
%
c
Q4 Qd
±L-*D
TAM AM sec Q4 Q2. QS QĂr
Alarmarea se face pe durata
coincidenţei dintre indicaţia ceasu¬
lui cu informaţia din blocul comuta¬
toarelor de programare K3, KD3,
KD2, KD1. Coincidenţa se testează
pentru fiecare secvenţă a multi¬
plexării — pentru fiecare digit — cu
ajutorul circuitului CM şi al diode¬
lor aferente; astfel, pinul 2 al circui¬
tului CI2 va fi în LOW la coincidenţă
şi, respectiv, în HIGH la necoinci-
deriţă.
între secvenţele multiplexării apar
„pauze"; conform datelor de catalog
ale circuitului MMC351 (2), durata
unei secvenţe reprezintă 22% dintr-un
ciclu complet. Acest fapt impune
realizarea unui circuit SAU cu dio¬
dele de la intrarea porţii G5 (pinul 1)
cu scopul de a menţine în HIGH ie¬
şirea porţii G5 (pinul 3) în timpul
pauzelor mai sus amintite.
Putem concluziona că, în cazul
coincidenţei, la ieşirea porţii G5
avem permanent nivel HIGH, ceea
ce menţine în starea de blocare
tranzistorul TI. Intrarea porţii G6
este în LOW datorită încărcării con¬
densatorului C4 prin rezistenţa R5.
Se observă că dacă pe intrările
porţii G7 avem simultan HIGH, se
acţionează alarma.
Analog, în cazul necoincidenţei,
ieşirea porţii G5 trece în LOW cel
puţin pentru o secvenţă din ciclul
multiplexării, dar suficient pentru
ca, deschizînd tranzistorul TI, să fie
descărcat condensatorul C4. Con¬
stanta de timp T5C4 este astfel
aleasă încît la intrarea porţii G6 să
avem o tensiune mai mare decît
pragul triggerului-Schmitt, deci ie¬
şirea porţii G6 va fi în LOW, ceea ce ;
echivalează cu inhibarea alarmei.
Circuitul de anulare manuală a
alarmei este constituit din poarta
G8 şi din componentele aferente.
La acţionarea comutatorului K1, ie¬
şirea porţii G8 îşi schimbă starea,
fapt confirmat şi de LED-ul
„ALARMĂ".
în figura 3 este prezentată
schema sursei de alimentare folo¬
sită de autor. Menţionez că pre¬
zenţa în schema electrică a circui¬
telor CMOS de tip trigger-Schmitt i
face obligatorie alimentarea mon- i
tajului cu tensiune stabilizată.
Pentru amatorii care doresc
acţionarea unui receptor radio în
locul alarmei electronice, în figura 4
este prezentată o soluţie mixtă,
care permite selectarea cu ajutorul
unui comutator. în poziţia RADIO a :
acestui comutator se anulează pre¬
zenţa semnalelor de 1 024 Hz şi de
1 Hz pe intrarea porţii G7 şi se aii- ; ;
mentează timp de un minut radiore¬
ceptorul prin intermediul contacte-
lor releului.
a DETALII CONSTRUCTIVE Şl
REGLAJE
* Modulul de alarmare poate fi în-
casetat împreună cu ceasul pro-
priu-zis, afişarea şi comenzile, cu ,
excepţia comutatorului K1, fiind
amplasate pe panoul frontal, după
cum se sugerează în figura 5. Co¬
mutatorul K1 de anulare a alarmei,
montat pe capacul superior al case¬
tei, poate fi o tastă de calculator.
Modulul de alarmare conţine,
constructiv, o placă de circuit im- :
primat şi un subansamblu consti¬
tuit din comutatoarele de progra¬
mare, cu diodele şi rezistenţele afe¬
rente cositorite direct pe aceste co¬
mutatoare; în schema electrică din
figura 2, acest subansamblu apare
sub linia întreruptă.
Cablajul imprimat, al cărui desen
este prezentat în figura 6a, este de
tip simplu placat, ceea ce atrage
utilizarea unor ştrapuri, figurate
prin segmente cfe dreaptă pe dese¬
nul de echipare din figura 6b.
tate sortimental şi economic, ale ma¬
jorităţii amatorilor.
Modul de alarmare a fost con¬
ceput ca un adaptor conectabil cu o
structură de ceas auto existentă.
Programarea alarmei se face cu un
comutator cu 2 poziţii pentru zeci
de ore şi cu 3 secţiuni de comutator
tip BCD (Binary Coded Decimal)
pentru ore, zeci de minute şi, res¬
pectiv, minute.
Alarma poate fi programată în
timpul dimineţii (a.m.) sau al după-
amiezii (p.m.) cu ajutorul unui co¬
mutator cu două poziţii AM/PM, în
corelaţie cu ieşirea AM a circuitului
MMC351, vizualizată printr-un LED
verde.
Alarmarea se face cu un semnal
sonor cu frecvenţa de 1 024 Hz mo¬
dulat cu 1 Hz şi durează un minut
dacă nu este anulată. Alarma poate
fi anulată prin intermediul unui co¬
mutator cu revenire, la fel ca la cea¬
surile mecanice. Pentru zilele de
odihnă alarmarea poate fi în preala¬
bil anulată cu acelaşi comutator. Si¬
tuaţia în care alarma este activă
este semnalizată de un LED roşu.
Consumul modulului de alarmare
este practic neglijabil, dar devine
semnificativ pentru durata alarmei.
Sursa de alimentare trebuie adap¬
tată acestui scop.
2 FUNCŢIONAREA SCHEMEI
Pentru a evita confuziile generate
de notaţii diferite, am figurat în de¬
taliul din figura 1 circuitul MMC351
cu ieşirile sale, schema modulului
de alarmare propriu-zis fiind pre¬
zentată în figura 2.
18
TEHNIUM 1/1991
Se recomanda alegerea conden¬
satoarelor ceramice multistrat şi a
electroliticelor cu tantal.
Componentele C4, R5 trebuie sa
fie cît mai stabile cu temperatura.
Singurul reglaj este cel al semire-
glabilului SR1: poziţia optimă este
cea pentru care poarta G8 comută
la fiecare acţionare a comutatorului
K1, fără a avea tendinţa agăţării" în-
tr-una din stări.
Traductorul T este o cască tele¬
fonică uzuală.
4. BIBLIOGRAFIE
1. Ilie Grigoraş — „Ceas cu
alarmă", Tehnium nr. 4/1990;
2. Ilie Grigoraş — „Data book —
MOS Integrated circuits" — second
edition, „Microelectronica", 1989;
3. I. Ardelean, H. Giuroiu, L. Pe-
trescu — „Circuite integrate CMOS
— Manual de utilizare", Editura
Tehnică. 1986.
■ mCUITUL HIBRID SANKEN SI-112J!
Circuitul hibrid SI-1125H este un
amplificator audio de putere, pro¬
dus de firma SANKEN-JAPONIA.
Circuitul este proiectat pentru
amplificatoare stereo HI-FI; el
poate debita o putere de 25 W, cu
distorsiuni armonice mai mici de
0,2%.
Valori limită absolute
Tensiune de
alimentare ±35 V
Temperatură de
funcţionare (radiator) » 100°C
Caracteristici electrice
Ta = 25°C, sarcină 8 n (4 O)
Tensiune de
alimentare ±25 V (±22,5 V)
Curent de alimentare 0,8A(1,15A)
Putere de ieşire 25 W
Distorsiuni armonice
totale la f=1 kHz şi
P = 25 W 0,2%
Lăţimea de bandă la
putere maximă 10Hz-20kHz
Caracteristica de
frecvenţă la P = 1 W 10 Hz-100 kHz
Amplificare în Răspuns la cererea lansată de dl. RUIAN TIBERIU, Str. Voinicilor nr. 37,
tensiune 40 dB bloc 609, ap. 20, Arad, referitoare la
Impedanţă de intrare 56 kfi
Curent de repaus » 50 mA
în figurile alăturate se indică un
exemplu de realizare a cablajului
imprimat pentru un circuit Sl-
1125H şi o schemă de amplificator
stereo, cu două circuite SI-1125H.
Aurelian Lăzăroiu
35V6*00hFx2
10
AUTO
Q
Votarea de încărcare a baterii¬
lor de acumulatoare auto (cu plumb-
acid sulfuric), ca şi, în general, sta¬
rea lor de „sânâtate“, eventual de
„bătrîneţe", se testează prin me¬
tode specifice, avînd la baza, în pri¬
mul rînd, măsurarea densităţii
(concentraţiei) electrolitului, dar şi
urmărirea variaţiilor de tensiune la
borne în diferite condiţii de încărca¬
re/descărcare. Nu intram aici în de¬
talii, literatura fiind plină de metode
şi soluţii concrete în acest sens (iar
practica şi mai bogată, mergînd
pînă la aprecierea ochiometrică a
flamei rezultate în urma unui scurt¬
circuit provocat la borne cu... cheia
fixă sau cu levierul). Vom face însă
cuvenita precizare că toate aceste
metode investighează -(sau ar tre¬
bui să investigheze, pentru a fi pe
deplin concludente) — direct sau
indirect — şi un alt parametru im¬
portant al acumulatoarelor, anume
rezistenţa lor internă.
într-adevăr, semnalul de alarmă
privind starea necorespunzătoare a
bateriei îl dă, de regulă, caderea
pronunţată a tensiunii la borne
atunci-cînd solicităm un curent im¬
portant (în special la acţionarea de-
marorului). Cauzele unei astfel de
stări pot fi multiple, începînd cu
concentraţia neadecvată a electro¬
litului, încărcarea insuficientă, de¬
gradarea contactelor externe etc. şi
mergînd pînă la deznodamîntul fi¬
nal — „îmbătrînirea" -- firească sau
prematură, în funcţie de modul în
care am ştiut să întreţinem şi să ex¬
ploatăm bateria. Mai pot apărea,
desigur, şi accidente sau defecte
interne.
Indiferent care este cauza reala
(sau care sînt, căci adeseori inter¬
vin simultan mai multe), efectul de
care vorbeam -- căderea pronun-
TESTER
PENTRU
ACUMULATOARE
ţaţă a tensiunii în sarcină mare —
poate fi pus în evidenţă la fel de bine
prin măsurarea rezistenţei interne a
bateriei.
Pentru că am ajuns la subiectul
propriu-zis al articolului, precizez
din capul locului că metoda nu se
pretinde universală şi nu îşi pro¬
pune — nici nu poate — să substi¬
tuie în întregime toate celelalte veri¬
ficări tradiţionale. Mai apar, pe ici,
pe colo, din păcate chiar în unele
lucrări de specialitate, tendinţe sau
păreri „exclusiviste", ca de exemplu
aserţiunea că starea de încărcare a
bateriei ar putea fi apreciata numai
prin măsurarea densităţii electroli¬
tului. Din nefericire, aceste postulate
strict teoretice ne sînt adeseori de
prea mic folos atunci cînd... „dăm la
cheie" şi demarorul refuză să por¬
nească.
Vă propunem, deci, realizarea
. unui tester care să permită măsura¬
rea rezistenţei interne a bateriei, de
preferinţă cu citire pe scala unui in¬
strument divizat liniar şi etalonat di¬
rect în unităţi de rezistenţă. Pro¬
blema pare deosebit de simplă, mai
ales dacă aţi urmărit şi elementele
teoretice implicate, tratate în seria¬
lul ABC. Numai că valorile uzuale
foarte mici ale rezistenţei Ri în
acest caz (orientativ de la zecimi şi
pînă la miimi de ohm) ne pun de la
început într-o serioasă dilemă: fie
ne vedem obligaţi să aplicăm va¬
riaţii importante de curent, Al, pen¬
tru a măsura comod şi suficient de
precis variaţiile corespunzătoare,
AU, ale tensiunii la borne, fie, dim¬
potrivă, vom prefera sa lucram cu
variaţii Al modeste (nepericuloase
şi neepuizante, admiţînd repetări
succesive la intervale mici de timp.
uşor de realizat, reglat fin şi măsu¬
rat), imaginînd în acest caz un dis¬
pozitiv de măsurare diferenţiala,
suficient de precisă, a variaţiilor
mici AU rezultate.
Pentru a vă fixa o imagine con¬
cretă, să luăm exemplul „numeric"
al unui acumulator auto de 12 V/
45 A • h pentru care s-au determinat
experimental tensiunea la borne în
gol de cca 13 V = E şi rezistenţa in¬
ternă Ri = 0,08 îi. Daca vom măsură
pe E cu un voltmetru obişnuit
(uzual 25—30 V la cap de scala) şi
dacă vom dori să folosim acelaşi
aparat pentru masurarea căderii
AU, aceasta va trebui sa fie de cel
puţin 2—3 V pentru a asigura cît de
cît o precizie determinării lui Ri.
Prin urmare, Al ar trebui sa fie cel
puţin de 25—38 A. Dimpotrivă, daca
vom apela la o creştere modesta de
curent, de pildă Al = 3 A, ne vom ve¬
dea nevoiţi să măsurăm variaţii de
tensiune AU de ordinul a 240 mV,
care abia dacă pot fi percepute pe
scala voltmetrului menţionat, dară¬
mite măsurate precis.
Din considerente practice am op¬
tat pentru cea de-a doua varianta,
cititorul fiind deja avizat cu princi¬
piul măsurării diferenţiale (jupa
de tensiune"), tot .din articolele re¬
cente de la „Iniţiere". Singura pro¬
blemă sau obiecţie posibilă — şi
va propun sa ne răspundem le ea
Împreuna, experimentînd şi vazînd
— este aceea daca şi in ce măsură
liniaritatea dependenţei AU—Al se
menţine şi pentru situaţia solicitări- '
lor extreme de sarcină în exploata¬
rea uzuala a bateriei.
Un prim pas spre rezolvarea pro¬
blemei îl constituie montajul din fi- ;
gura 1, pe care îl puteţi chiar realiza
pentru familiarizare. După cum se j
observa, la bornele P(+) şi M(-) ale
bateriei sînt racordate, prin inter¬
mediul întrerupătoarelor K1 şi K2,
două circuite separate, unul de rea- i
lizare şi măsurare a variaţiei Al pro- i
puse (3 A), iar celălalt de măsurare
a variaţiei AU corespunzătoare.
Nu insistăm asupra circuitului de ;
sarcină, el putînd fi realizat în orice
aranjament dorit (alte tipuri de be¬
curi. combinaţii diverse serie-para-
lel etc.), cu condiţia de a asigura
obţinerea şi reglarea precisă a va¬
riaţiei Al = 3 A pentru o plajă sufi¬
cient de larga a tensiunii U, de pildă
între 11 V şi 14,5 V.
Cel de-al doilea circuit are la bază
metoda de măsurare diferenţiala,
' după cum urmează. Cu K1 deschis,
închidem întrerupătorul K2, reali-
zînd astfel în punctul A un potenţial
constant faţa de masă, respectiv o
tensiune constanta de cca 6,2 V în¬
tre A şi M. Stabilitatea acestei ten¬
siuni în raport cu micile variaţii ale
lui U poate fi făcută foarte buna,
mai ales daca se sortează diodele
Zener Dl şi D2 pentru o pantă cît
mai abrupta a caracteristicii inverse
(rezistenţe interne cît mai mici).
Divizorul R3—P2—R4, eventual
modificat ca în detaliul din figura 2
pentru obţinerea unui reglaj mai fin,
are rolul de a asigura „copierea" în
punctul B a potenţialului existent în
punctul A. în aceasta situaţie volt-
metrul V va indica, evident, zero.
Să reluam exemplul nostru con¬
cret, cu tensiunea bateriei în gol de
aproximativ 13 V şi sa presupunem
ca am reglat fin circuitul de sarcină
(K1 închis), obţinînd exact Al = 3 A.
Deschidem din nou pe K1 şi, cu K2
închis, aducem la zero voltmetrul.
adica manevrînd potenţiometrul P2
(respectiv P2 şi P3), realizam îh
punctul B potenţialul amintit, de cca
6,2 V.
(CONTINUARE ÎN NR. VIITOR)
Firma MID comercia¬
lizează toată gama .de
produse MICROELEC¬
TRONICA, precum şi
ale altor furnizori, in¬
clusiv floppy-disck-uri
şi unităţi de disck.
Livrăm în toată ţara
pentru firme de stat şi
particulare sau ama¬
tori.
Telefon: 90/59 53 56.
Vind circuite integrate:
CDB490;
MMC; 0A741,
Telefon: 53 80 45.
20
TEHNIUM 1/1991
Dispozitivul pentru depresat şi presat bucşele
silence de la articulaţia cardanică a volanului la
„Dacia 1300“ este destinat înlocuirii acestor
bucşe în caz de uzură. înlocuirea se face atunci
cînd cuplajul prezintă joc în corpul articulaţiei
sau, în cazurile cele mai frecvente, cînd vulcani¬
zarea dintre cele două cămăşi cedează. în vede¬
rea menţinerii în perfectă stare a sistemului de
direcţie al autoturismului, de menţinere a jocului
de la volan în limite admisibile, se procedează la
înlocuirea întregului corp al cuplajului sau la în¬
locuirea după caz a uneia sau ambelor bucşe si-
lence. f ■
Atelierele destinate întreţinerii şi reparării au¬
toturismelor sînt dotate cu prese mecanice sau
hidraulice pentru schimbarea acestor bucşe si-
lence. Presele sînt prevăzute cu garnituri de
bucşe şi dornuri adecvate operaţiei de presare şi
depresare a bucşelor silence din corpul articu¬
laţiei cardanice. în lipsa acestor dotări, şoferii
amatori pot efectua aceleaşi operaţii prin folosi¬
rea dispozitivului sus-amintit.
Dispozitivul de depresat şi presat bucşele si¬
lence de la articulaţia cardanică a volanului este
format, conform figurii 1, din următoarele părţi
componente: şurubul cu cap hexagonal (1), ce
poate fi fixat într-o menghină prin strîngerea de
partea hexagonală, şaiba cu guler (2) ce se spri¬
jină pe suprafaţa frontală a capului hexagonal şi
are rol de ghidare a bucşei de sprijin (3) în va¬
rianta de depresare (figura 1) şi cu rol de sprijin
al corpului articulaţiei cardanice în varianta de
presare a bucşei silence, conform figurii 2, bucşa
de presare (4), cu degajări la ambele capete fron¬
tale în vederea folosirii lor alternative, cît şi a în¬
globării în acest spaţiu a gulerului de cauciuc
vulcanizat dintre cele două cămăşi ale bucşei si¬
lence, şaiba plată (6) plasată între piuliţa hexa¬
gonală (5) şi bucşa de presare (4).
DEPRESAREA BUCŞEI SILENCE
în vederea realizării unei operaţii de depresare
rapide, înainte de efectuarea propriu-zisă a aces¬
teia se vor parcurge următoarele etape de
pregătire, care constau din:
a) curăţarea cu perie de sîrmă a capetelor fron¬
tale ale bucşelor silence, presate în corpul arti¬
culaţiei cardanice, în scopul aşezării bucşei de
sprijin şi al eliminării depunerilor de praf dintre
camaşa exterioară a bucşei silence şi corpul arti¬
culaţiei;
b) cu ajutorul unei pensule se vor unge cu li¬
chid de frîna sau petrol ambele capete ale bucşei
silence presate în corpul articulaţiei cardanice.
Pentru depresarea unei bucşe silence se va
proceda după cum urmează: şurubul (1) se va
prinde în menghina în capul hexagonal în poziţie
verticală. Partea frontală a capului hexagonal va
depăşi partea superioara a bacurilor menghinei.
RU DEPRESP
ELE SILENCE
Ing. VLADIMIR TUŢĂ
şurub se introduce, prin gaura cămăşii interioa¬
re, bucşa silence uzată. Corpul articulaţiei se va
rezema pe suprafaţa frontala a bucşei de sprijin
(3) . Se vor introduce în ordine bucşa de presare
(4) , şaiba plată (6) şi piuliţa hexagonala (5). Prin
strîngerea piuliţei (5) cu o cheie inelară, bucşa de
presare (4) va acţiona asupra cămăşii exterioare
a bucşei silence (7), dislocînd-o din alezajul cor¬
pului articulaţiei cardanice şi împingînd-o în in¬
teriorul bucşei de sprijin (3). După scoaterea
completă a bucşei silence din corpul articulaţiei
(8) se desfac piuliţa hexagonală (5), şaiba plată
(6), bucşa de presare (4) şi se scoate corpul arti¬
culaţiei cardanice în vederea presării unei bucşe
silence noi.
PRESAREA UNEI BUCŞE SILENCE NOI
înainte de presarea unei bucşe silence noi se
vor efectua următoarele operaţii de pregătire:
a) curăţarea şi ungerea cu un strat subţire de
vaselină sau unsoare *ale găurii (atezajului) în
care va fi introdusă bucşa silence noua;
b) realizarea prin pilire a unei conicitaţi la unul
din capetele cămăşii exterioare, a bucşei silence
de cca 15° pe lungimea de 2 mm. Conicitatea se
face în vederea ghidării şi pătrunderii uşoare a
bucşei în alezajul corpului articulaţiei cardanice;
c) aplicarea «unui strat subţire de vaselină sau
unsoare (Rul 100 Ca 3 ) pe camaşa exterioară a
bucşei silence, lucru ce va permite depunerea
unui efort mai mic în timpul presării. Pentru pre¬
sarea unei bucşe silence noi se va proceda în fe¬
lul următor: conform figurii 2, pe şurubul (1)
prins în menghină în poziţie verticală se vor in¬
troduce: bucşa cu guler (2), pe care se va sprijini
corpul articulaţiei (8), introdus prin alezajul des¬
tinat montării, bucşa silence noua (7), bucşa de
presare (4) ce se sprijină pe peretele frontal al
cămăşii exterioare a bucşei silence, şaiba plată
(6) şi piuliţa hexagonală (5).
Prin strîngerea piuliţei (5), bucşa de prindere
(4) acţionează asupra cămăşii exterioare a buc¬
şei silence (7), presînd-o pe întreaga lungime în
corpul articulaţiei. Strîngerea se va face pînă
cînd marginea inferioară a bucşei silence va lua
contact cu suprafaţa şaibei cu guler (2), aceasta
avînd şi rol de limitator. Operaţia fiind terminata,
se procedează la demontarea în sens invers
montării a elementelor componente ale dispozi¬
tivului, urmînd montarea articulaţiei cardanice la
axul volanului.
Figura 1: Poziţionarea elementelor componente
ale dispozitivului în vederea depresarii
uneia din bucşele silence uzate, din cor¬
pul articulaţiei cardanice a volanului: 1)
şurub cu cap hexagonal; 2) şaibă cu gu¬
ler; 3) bucşă de sprijin; 4) bucşă de pre¬
sare; 5) piuliţă hexagonala; 6) şaibă
plată; 7) bucşă silence uzata; 8) corpul
articulaţiei cardanice; 9) bacurile men¬
ghinei.
Figura 2: Modul de poziţionare a elementelor
componente ale dispozitivului în vede¬
rea presării unei bucşe silence noi în-
tr-unul din alezajele corpului articu¬
laţiei cardanice: 1) şurub cu cap hexa¬
gonal; 2) şaibă cu guler; 3) bacurile
menghinei; 4) bucşă de presare; 5) piu¬
liţă hexagonala; 6) şaibă plată; 7)
bucşă silence noua; 8) corpul articu¬
laţiei cardanice.
NOTĂ. în figurile 3, 4, 5 şi 6 sînt prezentate, ca o
varianta de execuţie, dimensiunile con¬
structive ale elementelor componente
ale dispozitivului pentru presatul şi de-
presatul bucşelor silence în articulaţia
cardanica a volanului.
Şaibă cu guler
1xi.5°
TCftJtJI I l»J
21
ADAPTOR
VERIFICATOR
Montajul serveşte la verificarea
stării tiristoarelor de mică putere.
Tiristorul se montează în schemă
în serie cu un bec de 6,3 V/0,3 A.
Iniţial comutatorul este pe poziţia
1, deci pe tiristor se aplică o ten¬
siune alternativă; în cazul în care ti¬
ristorul este în scurtcircuit, becul se
va aprinde.
Trecut comutatorul pe poziţia 3,
becul nu trebuie să lumineze pînă
nu se apasă comutatorul S2.
După aceasta becul rămîne
aprins, deci tiristorul este deschis.
Transformatorul se construieşte
pe un miez de 5,3 cm 2 , în primar
avînd 1 870 spire 0 0,18, iar în se¬
cundar 65 spire 0 0,51. Dioda redre-
soare poate fi 1N4001.
RADIO TELEVIZIA t
ELEKTRONIKA, 5/1990
1 . H1-6,3V/0,3A
-0-c-
REGLAJ DE TON
Eficienţa acestui montaj constă în faptul că asigură un
eficient reglaj de ton, deci de control al caracteristicii de
frecvenţă, dar şi controlul volumului (pe fiecare canal), in¬
clusiv balansul cînd este folosit în aparatură stereo.
Printre caracteristicile electrice menţionăm: reglaj de
ton ±20 dB la 30 Hz şi 20 kHz faţă de 1 000 Hz; reglaj de vo¬
lum de 56 dB la 2,5 kHz; impedanţă de intrare 140 kft; nivel
nominal de intrare 250 mV; impedanţă de ieşire de aproxi¬
mativ 10 kD; nivel de ieşire 0,7 V—1 V; coeficient de distor¬
siuni armonice nu mai mare de 0,03 %.
La intrare se foloseşte un tranzistor FET din clasa BF245,
reglajul amplificării obţinîndu-se din R8. Reglajul cores¬
punzător de ton se execută prin R20 pentru frecvenţe
joase şi R22 pentru frecvenţe înalte. Poenţiometrul R29 fo¬
loseşte pentru reglajul balansului.
De remarcat gama largă de valori ale tensiunii ce se pot
aplica stabilizatorului, care la ieşire asigură o tensiune de
12 V.
Tranzistoarele au următoarele echivalenţe: KT3102 =
BC108; KT349 = BC178 = 2N727; KT315 = BC171; GT403
= ASY76 = EFT323. Dioda Zener D814 se înlocuieşte cu
PL9V1Z.
RADIO, 4/1980
llmm
<&-
IM
j" £ 3 £
Tfi I K Ini
'i S.JS!
1
Muri. Bx.I
Rd RB RB t
ni» ngi
OC
Aun.Bx.U R3
^ f * *
\*/'
*6
R/J'
Rir
=teaajf
'NM#
a W r C->-*R22 v
"14 ¥
R2sV X t W T * far
rv* Ri7' mg'
❖
_l
22
TEHNIUM 1/1991
MUNTEANU PAUL — Giurgiu
Dispozitivul alarmă auto antifurt construit de Cooperativa „Radiotehnica" din Constanţa are o schemă electrică
destul de ingenioasă.
Prin sesizor (o bobină cu multe spire) este trecut firul de la cheia de contact şi deci, cînd se face contactul, prin
acesta se preia un impuls care, prin CI şi Dl, se aplică triggerului format din TI şi T2. în aceste condiţii, triggerul bas¬
culează şi produce anclanşarea releului RL1. Releul rămîne anclanşat un timp determinat de valorile elementelor C2, PI.
Prin contactele releului RL1 primeşte alimentarea şi circuitul bistabil T4, T5, acţiune care va determina funcţio¬
narea intermitentă a releului RL2. Prin contactele acestui releu primesc alimentare pe rînd claxonul şi farurile.
Dispozitivul poate fi montat numai pe autoturismele ce se alimentează cu 12 V.
~H2y,c..C»
‘CowVocV
NEMEŞ PAUL - Cuglr
Circuitele integrate MA3005 şi MA3006 sînt realizate în tehnologia planar epitaxial, lucrînd pînă la frecvenţa
maximă de 120 MHz, în gama de temperaturi -55°C -r- -M25°C.
O aplicaţie interesantă a acestor circuite o constituie montajul la care vă referiţi, şi anume tunerul UUS pentru
gama OIRT.
Datele bobinelor sînt următoarele: LI — 2 spire; L2 = 5 spire, diametrul de 7 mm, lungime 9 mm, priză la spira 1,7;
L3 = 6 spire cu diametrul de 7 mm şi lungime 9 mm, prize la spirele 1 şi 2,5; L4 = 4,5 spire, diametrul 7 mm, lungime 8
mm, priză la spira 1,5. Toate aceste bobine sînt construite din sîrmă cu diametrul de 1 mm. Bobinele L5 şi L6 formează
un transformator FI — 10,7 MHz, la care L5 = 25 spire; L6 = 2 spire pe carcasă de transformator FI. L7 = L8 = 10 spire
CuEm 0,2 pe carcasă de ferită.
Redactor-şef: ing. 1. MIHĂESCU
Administraţia: Editura „Presa Liberă "
Secretar generai de redacţie; fiz. ALEX. MĂRCULESCU
Redactori: K. FJLIP, ing. M. FLORESCU,
Tiparul executat
la Combinatul Poligrafic
Bucureşti
ing. C. IVANCIOVICI, C. STĂNCULESCU
Secretariat: M. PĂUN, M. NICOLAE
Corectură: V. STAN
Grafica: 1. IVAŞCU
CITITORII DIN STRĂI¬
NĂTATE SE POT ABONA
PRIN „ROMPRESFILATE-
LIA“ - SECTORUL EX-
PORT-IMPORT PRESĂ,
P.O.BOX 12—201, TELEX
10376, PRSFIR BUCU¬
REŞTI, CALEA GRIVIŢEI
NR. 64—66
TEHNIUM 1/1991
23
Alimentare: 12, 24, 48,
110 Vcc.
. 110-220 Vca.
Schema — tranzistor cu colec¬
te ieşire tor în gol (npn sau
Pnp)
— tiristor cu anod în
gol
(starea logică a ieşirii — „1“ logic
sau „0“ logic).
INDUCTIVE DE PROXIMITATE
Distanţă de acţionare: 2... 30 mm
Alimentare: 12, 24, 48,
110 Vcc.
110, 220 Vca.
CU FANTĂ
Laţimea fantei: 6-20 mm
PRODUSE ELECTRONICE ^
PENTRU AUTOVEHICULE
- Avertizor pierdere lichid frînă
- Avertizor funcţionare stopuri
-Avertizor scădere tensiune bate¬
rie
- Avertizor nefuncţionare becuri
poziţie
- Avertizor acustic de avarie tip
auto
- Regulator electronic de tensiune
pentru alternatoare
- Traductor electronic de turaţie
pentru motoare diesel
- Avertizor combinat pentru auto¬
vehicule
OPTOELECTRONICE
— prin transmisie directă — dis¬
tanţa — 1-30 m
— prin reflexie — distanţa — 1-10 m
— palpatoare -- distanţa — 0,5-5 m
— cu fantă — lăţimea fantei — 20 mm
— Alimentare — 10... 30 Vcc,
12 Vcc, 24 Vcc.
— 220 Vcc.
— Schema — tranzistor cu colec-
de ieşire tor în gol (npn)
— tranzistor cu anod
în gol
— releu
(starea logică a ieşirii — „1“ iogic
Diode tio aut<
TRANSFORMATOARE
MONOFAZATE USCATE TIP
TMA
- puterea maximă: 20 VA; 48 VA
- formă compactă şi modernă
- primar şi secundar pe carcasă
separată
- izolaţie întărită faţă de miez
- tensiunea de alimentare maximă:
220 V (primar)
■ tensiuni secundare: 6, 12, 24, 48,
110, 220 V
ELECTROCONTACT - BOTOŞANI, Str. Manoleşîi
Deal Nr. 46 bis, Cod 6800, Telefon 985/17172 ~ 5
Telex 24205