Tehnium/1997/9710

Revistă lunară pentru electronist! 



Convert 




Transceiver 
QRP (I) 




Modificarea VFO-uIu»ih 


• iu 

76“ 


transceiverul „Radio 


DIN SUMAR: 

■ Sisteme de transmisiune 
cu spectru împrăştiat 

W _ 

Flanger dublu 

Circuite integrate 
amplificatoare pentru 

Radioreceptoare MF 
TDA 7000 

pH-metru electronic 
termocompensat 

Regulator de tensiune 
cu tiristo 
























































COMORI INESTIMABILE ALE ŞTIINŢEI Şl TEHNICII 


In patrimoniul Muzeului Tehnic ‘preling Dimitrie 
L eoni da' din Bucureşti se găsesc numeroase exponate 
de referinţă din istoria ştiinţei şi tehnicii. Un sector, care 
prezintă pentru pasionaţii de electronică un deosebit 
interes, adăpostind mari valori de patrimoniu naţional 
este cel de TELECOMUNICAŢII, RADIO si 
TELEVIZIUNE. 

Printre exponatele de valoare expuse in cadrul 
acestui sector se află aparate sau colecţii originale, 
dintre care multe sunt Tncă funcţionale. Iar dacă aceste 
aparate se altă încă intr-o stare bună, în ciuda condiţiilor 
foarte modeste (matenale) oferite de Muzeu, acest lucru 
este datorat în special priceperii şi pasiunii puse în 
munca lor de către restauratori. Unuia dintre aceştia, 
care răspunde de sectorul menţionat anterior, dl, Gabnel 
Bunilă. care. cu multă amabilitate ne-a pus fa dispoziţie 
date legale de aparatele prezentate în colecţie, revista 
TEHNIUM (în numele cititorilor săi) îi mulţumeşte. 
Pentru câ, alături de dorinţa nestăvilită de creaţie a noi 
valori In domeniul electronicii, conservarea atentă şi 
punerea In valoare a vechiului patrimoniu existent, 
alături de respectarea memoriei personalităţilor noastre 
care au contribuit la crearea acestui patrimoniu, sunt 
premizele certe ale progresului tehnic al unei naţiuni. 
Căci nu poţi accede în viilor, dacă nu vii de nicăieri. O 
naţiune care îşi uită valorile trecutului e predestinată 
stagnării 

Revista TEHNIUM a încercat (şj nu va renunţa 
nici în viitor) sâ prezinte personalităţi, mari invenţii şi 
descoperiri din domeniul electronicii, pe plan naţional 
şi internaţional. Scopul ei declarat este acela de a atrage 
în special tineretul în această lume mirifică a electronicii, 
în care accesul nu este facil, dar satisfacţiile ulterioare 
reuşitei sunt imense. 

Muzeul tehnic *praf.ing D. Leonida' adăposteşte 
multe exponate reprezentând evoluţia sistemelor de 
comunicaţie , dintre care amintim: 

- Telegraful Chappe (1794). telegraful electrochimie 
Sommering (1809). o colecţie de telegrafe Morse (dintre 
care unele aparate au fost utilizate tn pnmul război 
mondial), telegrafe imprimat oare Hughes, Baudot, 
teleimprimatoare electromecanice, telexuri şi fax un: 

- Telefoane - de perete, de campanie, cu centrală 
proprie manuală sau automată (majoritatea aparatelor 
funcţionează); 

S ectorul radio este foarte bine reprezentat în 
Muzeu, prin colecţia sa de aparate de recepţie (de la 
cele cu galenâ. cu audiţia în difuzoare cu pâlnie de tip 
gramofon), aparţinând unor firme prestigioase: Philips, 
Telefunken, Blaupunkt, Atwaterkent, Marconi, Grund ing 


şa. 

Se găsesc aici şi primele emiţătoare folosite în 

ţară: 

- postul de comunicaţii militare, "Ghidiceni", construit 
da ing. D. Leonida şi montat într-un vagon de cale ferată, 
asigurând corn unicat iile armatei române în primul război 
mondial {1914-1917) în Moldova. 

- primul post de emisie pentru radiodifuziune de la 
Bâneasa, emiţător de tip Marconi. care a funcţionat în 
perioada 1929-1961; 

- staţia de emisie, tip Marconi, de la Urzi ce ni, 

- primul car de reportaj TV (da fabricaţie sovietică); 

- staţia de emisie TV de la Timişoara. 

Colecţia d e în registrare şi redare a sunetul ui 
cuprinde aparate tip Edison, originale, cu înregistrarea 
semnalului pe cilindri de ceară (fonografe, dictafoane) 
pe discuri de ebonită (patefoane, gramofoane, combine 
radio-patefon ele.). 

Colecţia de aparatură militară de comunicaţii este 
compusă din sisteme de transmisiune codificate, tip 
Baudot şi telegrafe, telefoane şi staţii de comunicaţie 
(alimentate cu dinam, electreti). utilizate în timpul primul 
război mondial 

Se mai află, de asemenea. în colecţie aparatură 
de comunicaţii utilizată pe vapoare şi avioane, un radar 
(tip RCA). o radiosondâ (U.S Army), goniometre etc. 

Din colecţiile sectorului radio-TV amintim primele 
receptoare radio fabricate în România (de tip Radio- 
popufar), televizoare de tip VS43, combine radio-TV 
(datând din perioada 1952-1960), primele 
radioreceptoare echipate cu trenzistoare, magnetofoane 
profesionale, instalaţii de studio pentru prelucrarea, 
stocarea şi difuzarea informaţilor radio-TV. 

în final, amintim încă două exponate interesante 
- o lampă de iluminat cu petrol (având lateral un sistem 
de radiatoare/termoelemenţi) care produce in timpul 
funcţionării două tensiuni (de 60V şi 1.5V) utilizate 
pentru alimentarea circuitelor anodioe şi filamentului unui 
radioreceptor; 

- pila electrochimicâ a lui Vasilescu Karpen ("pilele 
«'). Este construită dintr-un sistem geometric din sticlă 
pe care se află bobinate intercalat două benzi din aur 
(de 24K) şi platină, scufundate în acid sulfuric 
concentrat. Sistemul este compus din două pile identice 
şi un electromotor pendular, cu contacte de revenire, 
care asigură un ciclu de pendulare de circa 2 secunde 
Această pilă funcţionează după un principiu insuficient 
demonstrat, de aproximativ 50 de ani! 

Şerban Naicu 


Redactor şef: ing, ŞERBAN NAICU 

Abonamentele la revista TEHNIUM se pot contracta la toate oficiile poştale din ţară şi prin filialele 
RODIPET SA. revista figurând ta poziţia 4385 din Catalogul Presei Interne. 

Periodicitate: apariţie lunară. 

Preţ abonament: 5000 lei/număr de revistă, 

* Materialele în vederea publicării se trimit recomandat pe adresa: Bucureşti, OP 42, CP 3S. Le 
aşteptăm cu deosebit interes. Eventual, menţionaţi şi un număr de telefon la care puteţi fi contactaţi 

• Articolele republicate nu se restituie. 























ELECTRONICA LA ZI 


SISTEME DE TRANSMISIUNE 
CU SPECTRU ÎMPRĂŞTIAT 
îng. Şerbart Naicu 
ing. Gheorghe Costea 




M 




Sistemele de transmisiune cu 
spectru împrăştiat, sau distribuit 

(spread spectrum systems) au la bazâ 
un concept care datează de la sfârşitul 
celui de-al doilea război mondial. 

Plecând de la teoriile lui Norbert 
Wiener şi Claude fîhannon r referitoare 
la proprietăţile semnalelor aleatoare şi 







p_ q 1 

o c> 

ecWkisu- 


(ftfGffl 

^mMUalwi 

IKfe* 

PJ&tXMA 


modUcTcf 

VLF, 

s 

BPSK 


T 



sistemul de poziţionare globală 
ţG.P.S,), precum şi în telefonia 
celulară. Şi astfel de la aplicaţiile 
militare şi cefe profesionale, pănă la 
cale comerciale şi chiar ale industriei 
de larg consum, nu a fost decât un 
singur pas. 

Articolul de faţă nu îşi propune 


rpEtp ETT£ 


M6fJdOQi0QfM^9 


cţi'i ppooui ot rp*cw»r*o 

of jwrertiei pfloudDO*fltfort; 
D5]1J ipotfu.! wnvHA*;l 

PpJtafcOfffla de 


ftecvuOta fp 

I 1 IVS- . 


tjl _i. fl., CC 

FyriOlţXJrţj hr 


■fecwnfa 

fvu* ^-SA^ r ra 

{Bcocâcfj 


f\AMAA 




AA/vAAaAa 


Figura 1 


pseudoaleatoare, s-s ajuns ca, după 
un deceniu de eforturi susţinute, 
laboratoarele specializate din Statele 
Unite ale Americii să dispună de 
primele instalaţii operaţionale în 
pa rioa d a 1959-1960. 

Comunicaţiile care utilizează 
această modalitate de lucru 
(împrăştierea spectrului) au constituit, 
până nu demult, doar apanajul 
aplicaţiilor militare, în special Tn 
domeniul comunicaţiilor tactice, în 
condiţii de bruiaj intens şi al radiodirijării 
rachetelor, 

Dar, în ultimii ani, datorită unei 
dezvoltări explozive a tehnicilor cu 
spectru împrăştiat, aria aplicaţiilor 
acestora s-a extins rapid, în multe alte 
domenii: secretizarea comunicaţiilor, 
combaterea propagării mulhcâi a 
undelor radio, comunicaţiile prin sateliţi 
si, mai recent, radionavigaţia şi 
localizarea de persoane (sau obiecte) 
în orice nunei de pe Terra, folosind 


o abordare exhaustivă a subiectului, 
care este foarte vast, ci doar o succintă 
trecere rn revistă a principalelor tehnici 
de implementare a sistemelor soread 
spectrum Şi a performanţelor sale. Pe 

.DSffl 


cititorii Interesaţi de mai multe 
amănunte îi informăm că este în curs 
de apariţie o carte a aceloraşi autori, 
referitoare ia subiectul comunicaţiilor 
cu spectru împrăştiat, pe care, la 
apariţie, revista noastră o va semnala 
împreună cu modalitatea în care 
aceasta se poate procura. 

Conceptul de spectru 
împrăştiat Caracteristici. Avantaje 

Spectrul unui semnal este 
reprezentarea acestuia în domeniul 
frecvenţă. Un sistem cu spectru 
împrăştiat reprezintă un mod de 
transmisie, Tn care semnalul ocupă o 

bandă de frecvente mult mai mare 

¥ 

decât cea necesară pentru 
transmiterea informaţiei Tn banda de 
bază. Altfel spus, semnalu! este 
împrăştiat {distribuit) cu ajutorul unui 
cod, care este independent de mesa). 
La recepţie este sintetizată o replică 
identică a acestui cod, ceea ce permite 
revenirea de ia banda lărgită la banda 
îngustă (adică, dezîmprăştlerea 
semnalului) şi refacerea datelor - 
informaţie. 

Caracteristicile de bază ale 
semnalului cu spectru împrăştiat sunt 
următoarele: 

- purtătoarea R,F. este un 
semnal pseudoaleatoriu, înlr-o bandă 
foarte largă; 

- banda în radiofrecventă este 




punoroar* 

BPSk 


MÎW2H 

echflbrca 

(OftnrKOJatQO 


purteroane 
RF 


secvenţa 


secvenţa 

ci rec'a 


Semrttf 
’■=■*= epţor-cr 

E*5K 




pseuoodteatDOfB 


ftrrtoîem* 

recuperata 


-vww 




TIIval 


C[ty«toev*nta 

pa®udoal*PtOOr& 

P*pu1attKj(i de 
nrecverrtia fp 


Figura 2 


TEHNILM • Nr. 10/1997 


1 






























































o 


ELECTRONICA LA ZI 



mult mai mare decât cea necesară 
transmitem datelor * informaţie prin 
tehnicile de modulaţie convenţionale; 

- recepţia este posibilă folosind 
tehnici speciale de corelaţie a 
secvenţei - cod folosite la emisie 
pentru lărgirea spectrului, cu secvenţa 
cod generată sincron ta recepţie. 

Utilizarea sistemelor de 
transmisiune cu spectru împrăştiat 
oferă o sene de avantaje, dintre care 
amintim: 

* probabilitatea scăzută da 
interceptare: 

- imunitate mare la interferenţe 
naturale cauzate de difente fenomene, 
cum ar fi furtunile magnetice, 
propagarea mullicăi a undelor radio, 
precum şi la cete provocate, de 
exemplu, bruiajul radio: 

• posibilităţi de secretizare 
deosebite ale mesajului, deoarece 
modificarea secvenţei de cod 
pseudoaleatoare de către dalele - 
mesaj cnptate se face în mod natural; 

- perechi de emiţâlon receptori 
folosind purtătoare aleatoare pol lucra 
în aceeaşi bandă, cu interferenţă 
intercanai şi cocanal minimă; 

- o rezoluţie foarte bună în timp 
prin detecţia coerentă a semnalului de 
bandă largă, care permite 
supraimprimarea ecounlor, a bruiajului, 
precum şi o precizie deosebită a 
măsurărilor în distanţă 

Metode de realizare a 
sistemelor cu spectru împrăştiat 

Există, în principiu, două tehmci 
de bază de realizare a semnalului de 
tip cu spectru împrăştiat (cu secvenţă 
directă şi cu salt de frecvenţă) şi alteie 
care. prin diverse combinaţii, dau 
naştere unor diverse sisteme hionde 
(cu multiplexare în timp şi cele trei tipuri 
de modulaţie hibridă). 

Aceste patru tipuri principale de 
modulaţie a semnalelor de tip cu 
spectru împrăştiat sunt prezentate 
succint, în cele ce urmează. 

Nu vor fi prezentata aici 


fundamentările teoretice ale 
funcţionării acestor sisteme de 
comunicaţii cu spectru împrăştiat, 
ceea ce ar necesita un aparat 
matematic arid, ci ne vom rezuma la 
prezentarea principiilor de funcţionare 
ala acestora Vor fi prezentate 


aste obţinut prin modulaţia BPSK a 
unei purtătoare de RF cu o secvenţă 
digitală pseudoaleatoare. Deviaţiile de 
fază sunt de ±180° şi respectiv K«90 s , 
unde K=Q.1,2,3. 

In figura 1 este prezentată 
schema bloc simplificată a unui 
modulator al unui sistem cu secvenţâ- 
directă, precum şi spectrele de 
frecvenţă şi formele de undă aia 
diverselor semnale. 

La intrarea mixerului echilibrat 
(modulatorului) se aplică purtătoarea 
R.F şi secvenţa pseudoaleatoare, iar 
ia ieşirea acestuia este generat 
semnalul secvenţâ-directă. 


& 


amoc* 


uu 


jfeY, —ii— i 

zi N [LrJ ** h »» 

r V*^' 


WETlZOfi 

-SffCV^TA 




sn 


U J-l. 


fî*ft 


M-tl 


sfiA i. 




n t? u 




14 


Figura 4 


schemele bloc simplificate ale 
Sistemelor respective, funcţionarea 
acestora, formele de undă şi spectrele 
de frecventă ale semnalelor prelucrate. 

1. Secvenţa directă 
(D$=0ir«ct Sequency) 

Sistemele de transmisiune cu 
spectru împrăştia! care utilizează 
modulaţia cu secvenţă directă suni 
cele mai răspândite, din această 
categorie 

Semnalul cu spectru împrăştiat 



mim 


lărgimea da bandă a lobului 
principal al semnalului cu secvenţă 
directă (DS) este cfe două ori frecvenţa 
de secvenţă de cod folosită oa semnal 
modulator Fsecare din îobn laterali are 
o lărgime de o ancă egală cu frecvenţa 
de modulaţie. 

La recepţie se efectuează 
demodularea semnalului cu spectru 
împrăştiat. 

In figura 2 este prezentată 
schema bloc simplificată a unui 
demodulator fcorelator) al unui sistem 



2 


TEHNIUM * Nr. 10/1997 














































































ELECTRONICA LA ZI 


cu secvenţă directă, precum şi 
spectrele de frecvenţă şi formele de 
undă asociate ale diverselor semnale. 

Este utilizat un mixer identic cu 
cel din figura anterioară (modulator), la 
intrările acestuia aplicându-se 
purtătoarea modulată BPSK şi 
secvenţa de cod pseudoaleatoare, 
perfect sincronă cu cea generată de 
emiţător, iar ia ieşire recuperandu-se 
purtătoarea de RF. 


întrucât banda semnalului cu 
secvenţâ-directâ limitează câştigul de 
proces al sistemului, pentru obţinerea 
unui câştig de proces căt mai bun, 
pentru realizarea unor legături în medii 
puternic perturbate, este necesară o 
bandă cât mai largă. 

2. Saltul de frecvenţă (FH- 
Frequency Hoppîng) 

Modulaţia cu salturi de 

«nota 



Schemele bloc ale emiţătorului 
şi receptorului la un sistem cu 
secvenţă directă sunt prezentate în 
figura 3, unde avem următoarele 
notaţii: 

- OSCI, OSC2 - oscilatoarele 
locale de la emisie şi, respectiv, 
recepţie; 

- M- modulatorul de la emisie; 

* D- demodulatorul de ta 

recepţie: 

- SPA- generatoarele de 
referinţă pseudoaleatoare; 

- AP - amplificatorul de putere; 

- AR- amplificatorul de 
radiofrecvenţă; 

-MX- mixerul; 

- FT8- filtrul trece-bandă. 

Aceste scheme bloc conţin 

practic etajele de frecvenţă in altă ale 
unui emiţător şi receptor care lucrează 
în tehnica secvenţei directe şi 
ilustrează modul cum se împrăştie, şi 
respectiv, dezîmprâştie (restrînge) 
spectrul semnalului. 

Oscilatoarele locale (OSCI şi 
OSC2} de fa emisie şi de la recepţie 
generează frecvenţe legate prin 
relaţia; fosei+fi=fosc 2 . 

Mixerul (în receptor) amestecă 
semnalul Fes recepţionat cu semnalul 
fos+fi generat la recepţie, rezultând la 
ieşire semnalul de frecvenţă 
intermediară fi, care va parcurge filtrul 
trece-bandă FTB. 

Lărgimea de bandă a 
semnalului rezultat prin modulaţie 
BPSK este dublă, iar la modulaţia 
QPSK această lărgime de bandă 
«race la jumătate, dar şi câştigul de 
oroces al sistemului se reduce 
orocortional 


frecvenţă face parte din familia 
sistemelor shifl. keving ("poartă 
periodică'*), care este în fapt vechiul 
FSK la care nu se mai oferă doar două 
frecvenţe, ci un număr foarte mare de 
frecvenţe. Un astfel de sistem cu salt 
de frecvenţă operează cu sute, sau 
chiar mii de frecvenţe. Sistemul real 
are de ales între un nu măr foarte mare 
de frecvenţe dispuse aleator, într-o 
bandă foarte largă, fiecare fiind 
selectată pe baza secvenţei 
pseudoaleatoare. 

Este, deci. necesar un 
sintetizator de frecvenţă, capabil să 
răspundă cu o frecvenţă, la o anumită 
stare a secvenţei pseudoaleatoare. în 
mod ideal, ta ieşirea unui astfel de 
sistem va trebui să avem, la un 
moment dat. o singură frecvenţă. 
Practicînsă, spectrul conţine, pe lângă 
frecvenţă dorită, benzi laterale 
generate de salt şi intermoduiaţii. 

Schema bloc simplificată a unui 
sistem de transmisiune cu spectru 
împrăştiat, care utilizează saltul de 
frecvenţa, este prezentată în figura 4. 
Acesta operează cu un nu măr de patru 
frecvenţe. 

Sintetizatorul de frecvenţă de la 
recepţie operează sincron cu cel de la 


-J-ra-J 


emisie, încât la ieşirea mixa rutul (de la 
recepţie) se va obţine în permanenţă 
frecvenţa intermediară fi (care 
înglobează informaţia din banda de 
bază). 

Ca şi în cazul sistemului 
precedent (cu secvenţă directă) orice 
semnat care nu este o replică a 
referinţei locate este împrăştiat prin 
multiplicare cu aceasta. Filtrul trece- 
bandă de după mixer (corelator) 
rejecteazâ toate componentele situate 
în afara benzii sale. 

3. Multiplexarea în timp (T.H.) 

Această tehnică de modulaţie 
reprezintă, de fapt, modulaţia în 
impulsuri, secvenţa pseudoaleatoare 
fiind folosită pentru a comuta 
emiţătorul ON/OFF, recepţia 
asrgurându-se prin utilizarea unei 
secvenţe de cod identice şi perfect 
sincronă cu cea de ia emisie. 

Diferenţa între ‘saltul de 

r 

frecvenţă" şi “saltul în timp" constă In 
aceea că în primul caz frecvenţa de 
emisie este schimbaţi la fiecare bit de 
cod, iar la cel de-al doilea frecvenţa 
emiţătorului se schimbă doar în 
momentele de tranziţie din secvenţa 
de cod. Acest lucru determină O 
simplificare a modulatorului. 

Schema bloc simplificată a 
sistemului de transmisiune cu "salt de 
timp" este ilustrata în figura 5. Această 
tehnică de modulaţie poate fi utilizată 
pentru a reduce interfeţele între 
sisteme prin implementarea accesului 
multiplu cu diviziune în timp (TDHA). 
Acest lucru înseamnă că emiţătoarele 
emit pe rând, fa momente bine 
determinate de timp, receptoarele 
primind astfel informaţie cu interferenţe 
minime. 

In privinţa rejecţrei 
interferenţelor, "saltul de timp" nu este 
foarte avantajos în aplicaţiile militare el 
este folosit în combinaţie cu "saltul de 
frecventă". 


SJWTETfZOf? 

FfiECVEhffA 


E 


5PA 


Intime 

knfgfmoffle 

4 - 


modula™ 

ECHLfliW 


Coc D5 
© 




Figura 7 


TEHNIUM • Nr. 10/1997 

























ELECTRONICA LA ZI 


4. Modulaţie hibridă 

Ne vom referi In cele ce 
urmează la trei tipuri de tehnici de 
modulaţie hibridă: FH/DS. TH/FH si 
TH/DS 

a) Modulaţia "salt de 
frecvenţă/secvenţâ directă" (FH/DS) 

După cum spune şi numele, 
această modulaţie are ca rezultat un 
semnal cu secvenţă directă, a cărui 


cu secvenţa directă peste unul 
carespunzâtonsaltului de frecvenţă, in 
acest fel, semnalul de referinţă local 
devine un hibrid FH/DS, care este apoi 
multiplicat cu toate semnatele 
recepţionate 

b) Modulaţia "salt de timp/ 
salt de frecvenţă" (TH/FH) 

Este utilizată cu predilecţie în 
situaţiile în care, Intr-o reţea radio 



frecvenţă centrală 'sare' periodic. 
Spectrul unui asemenea semnal este 
ilustrat In figura 6. Lobul pnnapal <D$) 
este distribuit în jurul frecvenţelor 
disponibile pentru salt. Această tehnică 
de modulaţie (FH/DS) are o bună 
capabilitate peniru acces multiplu. 
Această modulaţie hibridă este 
recomandată în situaţiile când s-a atins 
un maxim posibil pentru secvenţa 
pseudoateatoare (SPA) sau există o 
limitare a numărului de canale 
disponibile pentru şalt. 

Un emiţător FH/DS are o 
schemă bloc simplificată ca cea dm 
figura 7. iar un receptor FH/DS ca cea 
din figura 8. 

Informaţia de transmis în forma 
digitală este indusă în secvenţa 
pseud cal eatoa re. Aceeas secvenţă de 
cod furnizează si modelul de salt 
pentru sintetizatorul de frecvenţă. 
Modulatorul echilibrat este de tipul 
BPSK sau QPSK 

Intre codul DS şi codul FH 
există sincronism, adică. în (Impui în 
care este transmisă o porţiune din OS. 
frecvenţa de emisie va rămână 
neschimbată Deci, secvenţa DS este 
mult mai rapidă decât cea de salt FH. 
De aceea, muiţi biţi din modulaţia DS 
sunt emişi într-un singur canal 
disponibil. 

In schema receptorului, 
demodulatorul (coreiatorul) utilizai 
pentru dezîmprăştierea spectrului 
emis este o superpozitie a corelatorului 


Figura 8 

■ 

trebuie să opereze un număr mare de 
emiţătoare, dispuse la distanţe 
variabile între ele Aceste sisieme 
utilizează codarea simplă, In primul 
rând ca o metodă de adresare, mai 
ales, şi abia după aceea pentru a 
împrăştia spectrul de frecvenţă al 
semnalului. 

Această tehnică de modulaţie 
se utilizează cu predilecţia in sistemele 
de radiotelefonie, în care accesul 
multiplu şi adresarea discretă 
reprezintă cele mai importante cerinţe 


de realizat. 

Sistemul ŢH/FH "controlează" 
în timp toate transmisiile, astfel încât 
Irans miţă Soarele dor te ş cele nedonte 
nu transmit niciodată In aceiaşi timp. 
Mai mult decât atât, emiţătorul dorit şi 
cal nedorit pot fi programate să 
transmită pe frecvenţe diferite şi la 
momenţe de timp diferite, 

c) Modulaţia "satt in timp/ 
secvenţă directă'’ (TH/DS) 

Atunci când se utilizează 
modulaţia cu secvenţă directă şi 
multiplexarea In cod nu permite acces 
suficient în legătura radio, saltul In timp 
s-a dovedit a fî folositor în vederea 
ridicării parametrilor accesului multiplu. 

In figura da şi respectiv figura 
9b sunt prezentate schemele bloc aie 
unui emiţător şi receptor funcţionând în 
această tehnică de modulaţie (TH/DS). 

Astfel, pBntru a ‘adăuga" 
multiplexarea In timp la un sistem cu 
secvenţă directă, este necesară 
comutarea ON/OFF, la momente 
precise de timp, a iransceiverului 
(emîţă tor/receptor}. 

Bibliografie 

- Spread Speclrum Systems - Dixon 
R.C-.John Wiley & Sons, New York; 

- Studiu de laborator - institutul de 
Cercetări Electronice - Sisteme de 
comunicaţie cu spectru distribuit - Pop 
Eugen ş.a. 


1 


^Tri/iirrrrKnTn. 


a). 






b), 



TEHNIUM • Nr. 10/1997 


















































Al'DIO 

EFECTE SONORE ÎN TEHNICĂ ANALOGICĂ Şl DIGITALĂ (IV) 

FLANGER DUBLU 
Aurelian Lăzăroiu 
irig. Cătălin Lăzăroiu 



{continuare din numărul anterior) 

Introducere 

Flanger esle denumirea dată 
unui procesor audio realizat cu linii de 
întârziere, care produce un efect sonor 
foarte apreciat care constă In 
modificarea periodică a spectrului 
semnalului procesat. Acest efect 
creează auditiv senzaţia de sunet 
rotitor (rotor-sound). aerian, zburător, 
sau de întoarcere periodică faţă-spale 



Figura 1 


a sursei sonore. Uneori, acest efect 
aminteşte de feding-ul care apare ia 
recepţionarea posturilor de 
radiodifuziune situatele mare distanţă, 
în această situaţie, undele 
electromagnetice sosesc la locul 
recepţiei pe trasee diferite, şi deci. 
decalate în timp si fază. Fenomenul 
se materializează prin importante 
modificări periodice ale intensităţii şi 
spectrului semnalelor audio redate de 
radioreceptor. 

Efectul produs de flanger 
permite obţinerea unor noi modalilăli 
expresive în muzica uşoară, prin 
îmbogăţirea game' de sonorităţi 
specifice spat» or ia r g şi deschise, 
sugerând dinamismul si spaţiali tale a 
sursei sonore 

Procesorul cere face posibilă 
obţinerea acestui efect este rea zai 
prinfr-o linie de întârziere controlată 
adecvat, Inclusă într-o configuraţie 
tipică. După cum se poate observa în 
figura la. semnalul direct este mixat 
cu semnalul procesat căruia i se 
imprimă o întârziere variabilă periodic, 
în acest fel. semnatul complex rezultat 
Tn urma mixării, este caracterizat prin 
importante modificări spectrale. 
datorită apariţiei tn spectru a unor 

TEHNIUM * Nr. 10/1997 


puncte de maximă si minimă energie 
aşa cum se prezintă in figura 1b 
Aceste maxime şl minime se 
deplasează periodic pe axa frecvenţei, 
cu consecinţe perceptuaie deosebite. 
Pentru ca efectul să fie cât mai 
pregnant, este necesar ca Întârzierea 
semnalelor audio să vâneze Tnlr-un 
domeniu cât mai larg, iar rapodul între 
amplitudinea maximelor si minimelor 
să fie cât mai mare. 

în acest material prezentăm un 
flanger dublu, de mare eficienţă. 



Procesorul este realizat cu două linii de 
întârziere, incluse Tn configuraţia din 
figura 2. Datorită faptului că cele două 
linii au întârzieri diferite, deşi sunt 
controlate de acelaşi generator de tact, 
răspunsul Tn frecventă este foarte 
complex şi într-o permanentă 
modificare, deoarece generatorul de 
tact este modulat în frecvenţă 
Imagmaţi-vâ douâ caracteristici de 
transfer asemănătoare cetei din figura 
1b. aflate în permanentă modificare pe 
axa frecvenţei şi suprapuse' apar 
periodic intersectări şi interferenţe în 
diferite puncte ale spectrului In 
punctele de intersecţie pot apărea 
maxime si minime al Căror raport în 
amplitudine tinde spre infinit, in cazul 
Hangerului dublu. 

Referitor la periodicitatea de 
va naţie a frecvente' de tact, aceasta 
trebuie scăzută pentru flanger Tn 
generai ş> în mod specia! pentru 
Hangerul dublu. Concret, modulaţia în 
frecventă a generatorului de tact se 
face cu un semnal sinusoida! de 
frecvenţă foarte joasă, sub 1Hz, de 
preferinţă 0 1 + 0,25Hz Profunzimea 
de modulaţie trebuie sâ asigure un 
baleiaj al frecventei de tact pe un 
domeniu de 5-6 octave. 


In încheierea acestei scurte 
introduceri, precizăm că datorită 
posibilităţii de comutare a fazei, atât pe 
unul dintre fl angara, cât şi pe traseul 
semnalului direct, rezultă practic o 
infinitate de variaţii care pot fi introduse 
în spectrul semnalului procesat. 

Descrierea schemei 

In flangerul dublu pe care 11 
propunem, rezultat exclusiv a! 
experimentelor personale, am folosit 
douâ dintre cele mal cunoscute şi 
accesibile circuite integrate 
specializate pentru Întârzierea 
electronică analogică, Ne refenm la 
circuitele integrale TDA1022 
(PHILIPS) şi TCA350 (ITT), a căror 
capacitate este da 512, respectiv ISO 
unităţi de stocare/comutare. Am optat 
pentru aceste circuite integrate cu 
capacităţi diferite, pentru ca cele douâ 
caracteristici de transfer să nu fie 
identice; în acest fel. deşi sunt 
controlate prin intermediul aceluiaşi 
generator de tact, liniile de întârziere 
produc variaţii spectrale sumate mult 
mai complexe, iar rezultatele 
perceptuale sunt mult mai 
impresionante. 

Schema procesorului este 
prezentată în figura 3 având in 
structura sa următoarele siaje: 

* un etaj de intrare realizat cu 
tranzistorul Ti. cu rol dublu: 
amplificator de tensiune şi filtru "trece- 
jos". Amplificarea etajului este de circa 
20dB si este necesară pentru a adapta 
tensiun e uzuale de la ieşirea 



Figura 2 


5 











































AUDIO 


Ciy 

preamplificatoarelor la intrarea 
circuitelor integrate TDA1022 şl 
TGA350. Filtrul ■trece*jcs" 
preîntâmpină apariţia distorsiunilor de 
intermoduSaţie în cazul procesării 
semnalelor audio cu componente 
puternice la frecvenţe înalte; 

- un etaj defazor realizat cu 
tranzistorul T2, cu sarcina egal 
distribuită în circuitele colector şi 
ernitor. La bornele acestor rezistoare 
de sarcină apar semnale audio egale, 
dar în contrate ză; 

- liniile de întârziere propriu-zise, 
realizate cu cele două circuite integrate 
specializate, respectiv TDA1022 şi 
TCA350. Modul de conectare şi 
circuitele de polarizare ale acestor 


Concret, frecvenţa de tăiere a filtrelor 
a fost stabilită la 6,3kHz, iar panta de 
atenuare este de -BdB/ocfcavă pentru 
filtrul de intrare şi de -12dB/octavă 
pentru filtrele de ieşire. 

In figura 4 este prezentată 
schema generatorului bifazic de tact, 
care asigură funcţionarea circuitelor 
integrate TDAÎ022 şi TCA35Q. Modul 
de control şi performanţele 
generatorului bifazic sunt specifice 
aplicaţiei care vizează obţinerea 
efectului menţionat. 

în structura generatorului de 
tact observăm două unităţi: 

- oscilatorul controlat în 
tensiune, realizat cu două porţi 
inversoare, conectate In configuraţie 


Stabilirea frecvenţei limită 
superioară la 500kHz, pentru ambele 
modalităţi da control, corespunde 
vatorii maxim admise pentru frecvenţa 
de tact a circuitelor integrate TDA1G22 
şi TCA350 

TranzistoareleT1-T4 sunt de tip 
NPN, oricare din seria BC (BC107, 
BC171, BC173), Diodele din 
oscilatorul controlat în tensiune sunt cu 
siliciu de tip 1N4146, iar celelalte sunt 
cu germaniu. de tip AA117 sau 
similare, 

Alimentarea procesorului se 
face de ia o sursă de tensiune bine 
filtrată şi stabilizată prin intermediul 
stabilizatorului monolitic de lip 7815 
sau 78L15, 



circuite integrate au fost simplificate la 
maximum, obţinând suplimentar şi 
compatibilizarea cu restul montajului, 
Ambele circuite sunt controlate de 
către acelaşi generator de tact. De 
remarcat câ lima de întârziere realizată 
cu TDA1022 pnmeşte semnal audio 
din circuitul de ernitor al defazorului, în 
timp ce TCA350 poate primi semnal 
audio în fază sau în confrafază; 

- etajele de ieşire realizate cu 
tranzistoarele T3 şi T4. cu noi dublu: 
filtre "trece-jos" de ordinul doi şi 
repetoare pe ernitor, Filtrele sunt 
necesare pentru eliminarea 
componentelor reziduale de tact, în 
scopul îmbunătăţirii raportului semnal/ 
zgomot; 

- mixerul pasiv de ieşire, care 
realizează sumarea semnalelor 
întârziate cu semnalul direct, în fază 
sau în contrafază. 

Frecvenţa de tăiere şi panta de 
atenuare ale celor trei filtre din 
structura etajelor de intrare i ieşire au 
fost stabilite în concordanţă cu 
valoarea minimă a frecvenţei de tact, 
care este si frecventă de eşantionare. 


Figura 3 


de astsbil Oscilatorul are două ieşiri 
complementare,, iar controlul 
frecvenţei se poate face manual sau 
automat; 

- generatorul de semnai 
sinusoidei de frecvenţă foarte pasă, 
care modulează în frecvenţă 
oscilatorul controlat în tensiune. 

Pentru valorile din schemă, 
domeniu! de va naţie a frecvenţe! de 
tact este cuprins între 12 r 5kHz şi 
500kHz pentru control manual şi între 
14,5kHz şi 500kHz pentru control 
automat, In acest din urmă caz, 
domeniu! de baleiaj este de 35:1 s iar 
periodicitatea este de aproximativ 
Q r 3Hz (pentru Cx-lpF). 


Atenţie : alimentarea circuitului 
■ ntegrat MMC4G49 se face mai puţin 
obişnuit, şi anume cu plusul pe 
terminalul 1; masa corespunde 
terminalului 8. 

Reglaje şi măsurări 

Pentru efectuarea op a raţiilor de 
reglaj şi a măsurărilor ce se impun, 
sunt necesare un generator de 
audiofrecvenţă şi un osciloscop bine 
etalonat, ceea ce permite folosirea 
acestuia şi pentru măsurarea 
tensiunilor şi a frecvenţelor 

Reglajul începe cu generatorul 
bifazic de tact. Se pozil[Qneaz ă 


TEHNIUM * Nr, 10/1997 


























































* 


AUDIO 


cursoarele semireglabîlelor SR3 şi 
SR4 la jumătatea cursei, 
potenţiometrul PI se roteşte la capătul 
corespunzător plusului sursei de 
alimentara, ;ar S3 se cornută în poziţia 
M Se conectează osciloscopul pe una 
din ieşirile de tact şi se măsoară 
perioada semnalului dreptunghiular 
vizualizai pe ecran, care trebuie să 
corespundă unei frecvenţe de 
12,S+13kHz. Se roteşte Pi la 
extremitatea cealaltă, pentru care 
frecvenţa trebuie să fie de aproximativ 
500kHz (reglabilă din nezistonul marcat 
cu asterisc). 

Reglajul generatorului de 
semnal sinusoidal de frecvenţă foarte 
joasă se face cu S3 în poziţia M: pe 
contactul corespunzător punctului Ase 
conectează osciloscopul. Din reglajul 
coordonat al semireglabilelor SR3 şi 
SR4 se urmăreşte obţinerea unui 
semnai sinusoidal fără limitări, cu 
excursie Intre 2V şi 13V. 

Se cuplează osciloscopul pe 
una dintre ieşirile generatorului de tact 
şi se trece comutatorul S3 în poziţia A. 
Pe ecranul osciloscopului se va 
vizualiza modulaţia de frecvenţă a 
semnalului dreptunghiular; 

profunzimea acestei modulaţii se 
reglează prin intermediul 
polenţiometrului Pi Domeniul de 
baleiaj trebuie sâ fie cuprins între 14 5 
si 500kHz (limita superioară reglabilă 
din rezistorul marcat cu asterisc şi 
conectat la punctul A al comutatorului 
S3), 

Pentru reglarea procesorului 
propriu-zis, se conectează intrările de 
tact ale circuitelor integrate TDA1022 
şi TCA350 gu ieşirile corespunzătoare 
ala circuitului integrat MMC4Q49 din 
structura generatorului bifazic. Se 
poziţionează cursoarele 

semireglabilelor SR1, SR2 şi 
polenţiometrului PI la jumătatea 
cursei; comutatorul SI se 
Irece în poziţia centrală, iar 
S3 în poziţia M. 

Se aplică la intrarea 
procesorului un semnal gb 

sinusoidal cu frecvenţa de 
1kHz şi amplitudinea de 
2 5G+30Gm Vrms. Se verifică J 


care limitează. Apoi se conectează 
osciloscopul pe emitorul tranzistorului 
T3 şi sa reglează SR1 până la 
obţinerea unui semnal maxim şi fără 
distorsiuni. Se conectează 
osciloscopul pe emitorul tranzistorului 
T4 şi se reglează SR2 până la 
obţinerea semnalului maxim, fără 
distorsiuni. 

întinai, se verifică funcţionarea 
întregului procesor. Se cuplează 
osciloscopul la ieşire şi se comută S3 
în poziţia A. Re ecranul osciloscopului, 
sinusoida de 1kHz va fi supusă unor 
importante modificări periodice. La 
anumite momente, semnalul se 
anulează total; dacă acest Iu cai nu se 
întâmplă, trebuie reglat mixerul de 
ieşire, înlocuind temporarrezistoarele 
marcate cu asterisc cu semireglabile 
de 25kTl şi 50kfl Se trece S3 în poziţia 
M şi se reglează conjugat aceste 
semireglabite până la obţinerea celor 
mai pronunţate minime, pentru 
semnale de intrare a căror frecvenţă 
vanază între 100 si 1000Hz, Precizăm 
că valorile indicate în schemă (pentru 
cele două rezistoare din structura 
mixerului de ieşire, marcate cu 
asterisc), corespund exemplarelor de 
TDAl022 şi TCA35G folosite în 
montajul experimental. Pentru alte 
exemplare, la care factorul de inserţie 
poate sâ difere cu l*3dB, se 
recomandă tatonarea acestor 
rezistoare, in scopul obţinerii unui > 
flanger cu rejeeţie de cel puţin 60dB 

Probe de funcţionare 

Probele de funcţionare reală a 
unui flanger se fac, de obicei, pe 
semnal cu spectru larg şi dens (zgomot 
alb sau roz, aplauze etc.), dar datorită 
eficienţei ridicate a flangerului dublu, 
efectui poate fi pus în evidenţă pe 


oricare alt tip de semnal. Concret, se 
aplică ia intrarea procesorului un 
semnal complex, cu amplitudinea de 
maximum 3Q0mVrms; ieşirea se 
conectează la un amplificator de 
putere. Cu comutatorul S3 în poziţia A, 
prin acţionarea comutatoarelor S1, S2 
şi a potenţi o metru tur P1.se obţin ceie 
mai interesante tipuri de flanger dublu, 
dinamic, negativ sau pozitiv. Cu 
comutatorul S3 în poziţia M, se obţin 
variante de flanger static negativ şi 
pozitiv, pentru diferite poziţii ale 
comutatoarelor SI, S2 şi 
polenţiometrului PI. Dacă 
potenţiometrul PI se înlocuieşte cu un 
potenţiometre pedală şi se limitează 
domeniul variaţiei frecvenţei de tact, 
utilizatorul poate interveni asupra 
structurii spectrale numai în anumite 
momente şi Intr-na manieră adecvată 
secvenţei sonore care se procesează. 
Acest efect, prin care utilizatorul 
controlează modul de evoluţie a 
întârzierii, viteza, forma şi profunzimea 
acestei variaţii, este cunoscut sub 
denumirea de who-phase, 

Pentru a limita variaţia 
frecvenţei de tact la domeniul 
50+500kHz, potenţiometrul pedală de 
10K1I seînsenază spre plusul sursei 
de alimentare cu un rezistor de 
15+22MÎ. 

ConcluzJI 

In acest material am prezentat 
un flanger dublu de mare eficienţă, 
rezultat al unor experimente 
personale. Printr-o simplă modificare 
(prin care se reduce domeniul de 
variaţie a frecvenţei de tact, dar 
permiţăndu-i utilizatorului un control 
direct ai acesteia), se obţine un who- 
phaser performant, 


forma semnalului pe ceie 
două ieşiri ale defazoruîui. 
Dacâ apar distorsiuni, se 
modifică valorile 

rezistoarelor din reţeaua de 
polarizare a tranzistorului 


Figura 4 



TEHNIUM • Nr. 10/1997 

























































AUDIO 


1 


CIRCUITE INTEGRATE AMPLIFICATOARE PENTRU CĂŞTI 


irig. Au rel ian Mateescu 


Circuitul integrat K<D174YH17 
asie produs In Comunitatea Stal el or 
Independente şi este destinat 
construcţiei de casetofoane player 


ambelor canale; 

G. intrare nemversoare pentru 
amplificator 1* 

7. conemune oootstrap pentru 

ttCrf 


CASCA) 





portabile (Walkman). Circuitul este 
încapsulat în masă plastică, are 
gabaritul 103(7,2x1,75 mm si se 
prezintă in capsulă DIL16, 

Caracteristici tehnice pentru 
Ua=3V şi temperatura mediului 
ambiant de 25'C- 

* curentul "consumat' în lipsa 
semnalului = 5mA; 

- tensiunea de zgomot la ieşire, pe 
sarcină de 40£1, la frecvenţa de 20kHz, 
este de 0,G6mV; 

* coeficient de amplificare în tensiune 
(la f=1kHz. (Jinlrare=60mV, Rs=40Ii) 
este de 20aB; 

-coeficientul de distorsiuni armonice 
[pentru putere de ieşire de IQmW, 
f=1KHz} este de-1%; 

- diferenţa Intre canale la amplificare 
în tensiune (la 1kH2 r Rs-40il, 
Pout= 10mW) este de 1 dB; 

- banda de frecvenţa reprodusa = 
20+20. OOOHz; 

- tensiunea de alimentare 1,6^6.EV; 

- tensiunea nominală 3V: 

- tensiunea la intrare: maxim TSOmV; 

* impedanţade sarcină minimă 3012; 

- temperatura pentru mediul 
ambiant :-25+55"C 

Legăturile la pini sunt 
următoarele: 

1, borna (+) pentru amplificatorul 2: 

2 neconectat; 

3. conexiune bootstrap pentru 
amplificatorul 2; 

A intrare neinverşoare pentru 
amplificatorul 2; 

5. borna (+} pentru preamplificarorul 


Figura 


amplificator 1; 

8. borna (+} pentru amplificatorul t; 

9 ieşire amplificator 1; 

10. neconectat; 

11. borna (-) amplificator 1; 

12. intrare nemversoare pentru 
amplificator 1; ■ 

13. intrare neinversoare pentru 
amplificator 2\ 

14. borna (-) amplificator 2 ; 

15 neconsolat; 

18, ieşire amplificator 2. 

In figura 1 aste prezentată 
schema electrică pentru funcţionarea 
In reg m stereo Sensibilitatea ia intrare 
este :e 20mV Rezistenţa de sarcină 
este ce 4CLL'canal 

Tn figura 2 este prezentată 
schema electrică de funcţionare a 
ce o r două a m o ficatoare lucrând In 
punte oe o s aremă corn jnâ cu vatoare 
ae 5Cii Baterea v^ată sa r C'm- este de 
maxim 30mW 

ce-# 



HXl 


D.lCPI? 


va/w 


Figura 


NOUTĂŢI EDITORIALE 

Dacă mai era nevoie de o confirmare că editura ALL reprezintă în acest 
moment liderul cărţii de informatică de valoare din ţara noastră aceasta a 
venit. Este vorba despre excepţionala lucrare "1001 locaţii fantastice din 
WEB' - de Edward J. Renehar. Jr. (traducerea Şerban Proches' 

Nu mai trebuie insistat asupra subiectului, probabu unui dintre cele mai 
"fierbintr în zonele noastre ; WEB-ul. Acesta constă o.n aocumente 
interconectate (conţinând adesea grafică, animaţie imagini video şi sunet), 
provenind de fa mii de sisteme gazdă de calculatoare, aflate h peste 150 de 
'ţări ala lumii. Aceste documenta sunt bibliografii, reviste, colecţii multimedia, 
baze dedate, agenţii digitale de voiaj, magazieon-lineşi sute de alte lucruri, 
toate disponibile in zea de mu de locaţii Iar lucrarea este gândită ast*e! încât 
cititorul să economisească timp şi efort în căutarea informaţie: 

Nu vă spunem cât costă cartea, o doar că ea face Toţi banii! 

Vă recomandăm cu căldură lucrarea şi începând chiar de la numărul 
viilor al revistei noastre vă vom furniza informaţii ample legale de seriile de 
carte de informatică şi stimte exacte ale grupului editorial ALL (noi apariţii 
editoriale, modu în care se pot comanda şi primi la domiciliu lucrările dorite, 
preturile la zi ş,a.)___ 


8 


TEHNIUM * Nr. 10/1997 
















































































TEHN1UM • Nr. 10/1997 


LABORATOR 


RADIORECEPTOARE M.F. CU TDA7000 


[ + J. 3 VJ 




Figura 1 


ing, Serbart Naicu 


Circuitul integrat TDA7000 
reprezintă un receptor radio, cu 
modulaţie de frecvenţă care se poate 
realiza cu un număr minim de 
componente externa Are dimensiuni 
reduse (capsula SOT102HE de 
plastic, cu 18 pini DUS şi un preţ de 
cost acceptabil. Este produs de firma 
Philips. 

Circuitul integrat conţine un 
sistem FLL (Frequency Locked Loop). 
având frecvenţa intermediară de doar 
70kHz (mult diferită de frecvenţele 
intermediare tradiţionale: 455kHz la 
MA, si 10.7MHz la M F ). 
Selectivitatea FI se obţine cu ajutorul 
unor filtre active RC 

Unicul reglaj care este necesar, 
pentru selectarea frecvenţelor 
recepţionate, este cel al circuitului 
rezonant al oscilatorului. Circuitul de 


mijţ g Intern elimină semnalele de 
zgomot de ia Intrare, evitându-se astfel 
recepţia falsă a unor programe. 

Circuitul integral TOÂ700G are 
prevăzute intern (din construcţie} etaje 
speciale destinate să oprească radiaţia 
parazită a unor semnale electrice 

Circuitul integrat TOA7QOC 
include următoarele funcţii interne: 

- etaj de intrare RF; 

- mixer: 

- oscilator local: 

- amplificator/limitator FI; 

- demodulator de fază; 

- detector mute: 

* comutator mute. 

Schema bloc internă a circuitului 
integrat este prezentată In figura 1 
Tensiunea de alimentare a integratului 
Vp, (pinul 5)are valon recomandate de 
catalog cuprinse înjre 2,7 şi IOV 


W noul 


Sub nici un motiv nu se va 
depăşi tensiunea maximă de 12V. 

Curentul 'consumat’ (la 
Vp=4,5V) este tipic de 8mA Domeniul 
frecvenţelor de intrare 
între 1,5+110MHz, ceea 
toată banda UUS (MF). Se utilizează, 
în special, pentru recepţia benzii MF- 
CC IR cuprinsă între B7,5+100 MHz. 

Tensiunea de audiofrecvenţâ 
furnizată la ieşire (pinul 2), pe o sarcină 
de 22kfî. este tipic de 75mV, 

Sensibilitatea la intrarea în 
limitare (-3dB) (având impedanţa 
sursei» 75fî şi circuitul mute 
dezactivat este tipic de 1,5pV. 

Semnalul maxim admisibil 
(impedanţa sursel=750) este tipic de 
2Q0mV. 

Tensiunea oscilatorului (între 
pinii 5 şi 6 ai circuitului integrat} aste 


* 


1*r1!E 

X 


3 wotst 1 
; souncp * 

t _ 


4*1 


' T'J lî ' 

TDA7000 


vco 

Hh 


IM* 


X 

Main 




















































































































fcmbfCl 


Figura 2 

cuprinsă Ini re Vp^-Q.SV şi Vp=+0,5V 
Puterea disipată totală se 
prezintă ca în figura 2 

Ne propunem, în continuare, 
prezentarea unor scheme de 
radioreceptoare MF utilizând circuitul 
integrat TOA7GQO In cele ce urmează 
vom prezenta două astfel 
do radioreceptoare, iar Tn 
numărul viitor al revistei 
noastre încă un radio¬ 
receptor, în numerele 
viitoare, In fur 
interesul cititorilor, vom 
prezenta schemele unor 
radioreceptoare mai 
complexe, stereofonice, 
utilizând şi alte circuite din 
gamă: TDA7010T. 

TDA7020T, TDA7021T etc. 

Un prim radio-^ 
receptor cu modulaţie ce 
frecvenţă iFM). ca r e poate, 
recepţiona banda de UUS 
cuprinsă intre frecventele 
da 87.5 108MHz este 
prezentat în figura 3. Se 
remarcă simplitatea schemei, 
conţinând doar douâ mductanţe (şi 
acelea foarte simplu de realizat) şl 
condensatoare. Bobina LI, siluetă in 
circuitul de intrare (antenă), conţine 5 

Ccaco 


spire din conductor CuEm, cu 
diametrul de 0,5mm, având d>=5.5mm 
şi t=5mm. Bobina L2. situată în arcuitul 
de acord, formată din 4 spire din 
conductor CuEm de 0,5mm şi are 
G»=4,5mm , iar i=3mm. Bobinele sunt 
realizate în aer (pe corpul unor spirale 
- burghie - având diametrul 
corespunzător). 

Alături de bobina L2, pentru 
realizarea acordului servesc 
condensatoarele C15 [trimer de 
4 < 20pF) In serie cu C17 (56pF). 

Selectivitatea receptorului este 
asigurată de către diversele filtre 
active, interne circuitului integrat, 
acordata cu condensatoare (cu valori 
de sute da pF până la câţiva nF) 
conectate la pi nu integratului 

Redarea sunetului se face în 

CI IDflJflttl cu 

. 


Reglarea nivelului senor (volumului) se 
face cu ajutorul potentiometrului P 
(22hfl). 

Alimentarea cu 
montajului se face de 
stabilizată de +5V (sau trei bateri] de 
1,5V Tnsenate). 

Se pot recepţiona corect 
posturile al căror semnal depăşeşte 
nivelul de circa 10pV (sub care 
intervine circuitul mute ). 

Ca antenă de recepţie se poate 
utiliza o mică antenă telescopică (sau 
pur şi simplu un conductor de circa Im 
lungime). 

Dacă se doreşte recepţiona nea 
unor stătu fixe (postun prereglate) se 
poate asigura 'memorarea' acestora 
prin substituirea tnmerului CI 5 prin 
grupuri de condensatoare fixe, 


? 


-' 3 


[cat 

Ui* s«v# 


isopf 


190C/ 


IM 


cu 




-r* 


Uf 






□c 




1 ir* 




CTÎ 


x_- 


rMrf 




CASCA 


Figura 


cască (de 321'î), amplificarea 
semnalului de audiofrecvenţâ până la 
nivelul necesar atacului acesteia 
fâcându-se cu etajul amplificator, 
realizai cu tranzisloareleTl, T2 si T3. 


conectate prin intermediul unui 
comutator Valoarea acestora se 
determină onn încercări practice. Plaja 
de frecventă se reglează pnn ajustarea 
distantei dintre spirele bobinei L2 


LABORATOR 


10 


Figura 4 


TEHNIUM « Nr. 10/1997 

















































































LABORATOR 



ţ spaţiere). 

Cablajul acestui montaj este 
prezentat în figurile 4a (partea 
placată) şi respectiv 4b (partea 
plantată cu componente) 

Schema unui alt receptor MF, 
mai performant, la care audiţia se OJ* 
poate face direct de la un difuzor, este 
prezentată în figura 5 

Semnalul captat de antenă se 
aplrcă. prin intermediul > 
condensatoaretorCl şrC7. la pinul 13 
al circuitului integrat şi de acolo 
mixerului intern, unde acest semnal 
se adună cu cal provenit de la 
oscilatorul local intern (VCO- Voltage 
Controled Os cil la tor) din TDA7Q00 b}. 
Intre pinii 5 şi 6 ai circuitului integrat 
se află conectate elementele externe 
de acord ale oscilatorului; acestea 
constau In capa&taiea dioder vancap 
OV (variabilă cu tensiunea inversă 
aplicată la borne) şi induc ta n ta L 
Cu ajutorul potenţi ometrului P2 
se face reglajul acestei tensiuni de 
polarizare a diodei varicap şi deci 
acordul radioreceptorului pe postul 
dorit. 

Indu clanţa L are 120nH, fiind 
realizată din conductor de 0.6mm 
CuEm cu <t>=6rnm (5 spire la 2mm una 
de alta). 

Om amestecul semnalului 
recepţionat cu semnalul generat intern 
de VCO. rezultă semnalul de frecvenţă 
intermediară (FI) având frecvenţa de 
70kHz Acesta este filtrat Intr-o primă 
celulă de filtrare, compusă din 
amplificatorul operaţional intern (notat 
« fiţm o _ cit 


- 5V 



Ce** 

n 


& 
O C*6 O 


€fl 


C1C 




Ci 4 
C(3 


C12 



OV 


A O 

Q Q | 0 

00 cn .a Oc? 9 

cir y w 


0 0 iH =3ă^t,0 c " 

C7 o 

C23 


r C2Q 



0 C ' 5 


â 


Figura 

cu +1 în figura 1) şi condensatoarele 
de la pinii 8 şi 9 ai lui TDA7000, 
respectiv Cil şi Ci2. Urmează un al 
doilea amplificator operaţional (notat IF 
FILTER pe schema din figura 1 care 
formează. împreună cu 
condensatoarele de ia pinrr 10 şi 11 ai 
circuitului integrat (adică C4 şi C5) un 
filtru 'trece-bandâ' 

Condensatorul de ta pinul 17 al 
circuitului integrat TDA7000, respectiv 
C9, intră in alcătuirea demodulatorului 
de frecvenţă. 

La pinul 2 al lui TDA700Q este 



livrat semnalul de joasă frecvenţă 
(audio-frecvenţă). având un nivel de 
70mVw. Condensatorul coneciat Intre 
acest pin şi masă (C16) realizează 
dez accentua rea semnalului de joasă 
frecvenţă. 

Pentru a putea fi redat cu 
ajutorul unui difuzor (de 811), semnalu’ 
de AF livrat ta pinul 2 al lui TDA700Q 
este amplificat cu ajutorul circuitului 
integrat CI2. de tip LM386. 
Amplificarea semnatului poate vana 
între 0 şl 200, prin intermediul reglajului 
asigurai cu ajutorul potentiometrului 
PI 

Cablajul celui de-a! doilea 
receptor prezenta! este dai în figurile 
6a (parte placată) şi 6b (partea 
pianista cu componente) Se remarcă, 
în ambele cazuri, dimensiunile extrem 
de reduse ale celor două cablaje. Şl 
acest montaj are tensiunea de 
alimentare de +5V. 

Poate fi utilă [dacă sunetul redat 
are paraziţi) o ecranare a montajului, 
în special in zona frecvenţelor radio (In 
jurul circuitului TDA700Qşi a! bobinai). 
Bibliografie 
1, Le Haut Parleur, 
nr. 175 5715 august 1988; 

—, , 2. Electron ique Practlque 

X~1 \ nr. 2 Q 5/iulie-a ugust 1996; 

II J 3, Semiconduclors for 
Radio and Audio Systems 
Data Handbook, Philips, 
ICOlb. 1992. _ 


TEHNIUM • Nr. 10/1997 









































































LABORATOR 



pH-METRU ELECTRONIC TERMOCOMPENSAT 


îng, Ntcolae Sfetcu 


EJsmeritul esenţial al acestui 
inşi rumeni de măsură îll reprezintă 
amplificatorul operaţional cu curent de 
alimentare foarte mic (Cil. figura 1) 
de ordinul zecimilor de pieoamperi 
(valoarea acestuia creşte cu 
temperatura}. Circuitul integrat OP-8Q 
(Precision Monolithics Inc,) prezintă un 
curent de alimentare tipic de 15D 


femtoamperi la +2S D C şt 500 
femtoamperi la +125*C. El este utilizat 
ca butTer, datorită impedanţei extrem 
de mari a sondei pH. realizată dintr-un 
fir de argint introdus în cuva de 
măsurare a pH-ului soluţiei, cuvâ 
legată la masă pentru a se realiza 
închiderea circuitului. De menţionat că 
se poate utiliza o sondă pH standard 



(OMEGA PNE-1304, de exempţu) sau 
o construcţie propne. dar în ambele 
cazun se realizează o calibrare 
corespunzătoare 

Tensiunea de ieşire a sondei pH 
depinde linear de pH-ul şt temperatura 
soluţiei supusă măsurătorilor (proba). 
După o primă amplificare cu Cil, 
semnalul rezultat se aplică unui 
amplificator controlat în curent (CÎ2), 
care este comandat de un semnal 
dependent da temperatură pentru a 
compensa schimbările tensiunii de 
eşire a sondei pH datorate variaţiilor 
de temperatură ale probei Semnalul 
aplicat la intrarea de control a CI2 
(pentru compensarea variaţiilor de 
temperatură) este generat de sursa de 
referinţă de tensiune de precizie (CI3), 
,a care se foloseşte atât tensiunea de 
ieşi re stabilizată Vc. de +2.5V, cât şl 
ieşirea Vt a cărui tensiune variază în 
funcţie de temperatură Ieşirea Vo 
(+2.5V) este utilizată atât pentru 
alimentarea unei părţi dm montaj, cât 
şi pentru generarea tensiunii negative 
de alimentare a Cit, prin utilizarea 
intrării inversoare a unuia dm cefe patru 
ampif.calcare operaţionale ale €14. 
Ieşirea dependentă de temperatură a 
CI 3 este aplicată succesiv altor două 
amplificatoare operaţionale ale CI4, 
semnalul rezultant fiind cel care 
comandă. in curent, C<2 (vanatia tipică 
cu temperatura a tensiun.i de la Vt este 
de I.SmVrC) 

In final, semnalul de la ieşirea 
C12 este aplicat amplificatorului final al 
CI4, rezultând o dependenţă, după 
realizata corecţiilor, de IV/pH, pentru 
2_pH- '2 Acurateţea măsurătorilor 
poate atmge 0,01 pH fa 25‘C şi O.OSpH 
pentru intervalul 0'C.,.70*C. 

Tenslunea rezultantă se aplică 
voltmetrufui digital, realizat cu Ct5 şi 
CI6, al cărui afişaj indică direct 
valoarea pH-ului probei. Pentru 
creşterea preciziei de afişare a 
voltmetrului se ut izeazâ un comutator 
2x2 (k), pentru pH<10 şi pentru pH>10, 

Montajul trebuie realizat cu 
foarte mare atenţie, datorită curenţilor 
extrem de mici cu care se lucrează, în 
special la mirarea CM Din această 
cauză, dacă este posibil, partea de 
cablai corespunzătoare trebuie 


12 


TKHNIUM * Nr. 10/1997 
















































































































LABORATOR 



Two* 

t - - C5 

Ir 


JVU43-1S 


LM320-1& 


ies 

n«w 


-0*19/ 


—oov 


-O-iSY 


\MU7t 0 


-Q*Sv 


r ^ 


Figura 2 “ 


temperatură (R14J pentru 2V ta ieşire. 

7. Pentru a creşte acurateţea, 
se repetă etapele 4, 5 şi 6, întrucât 
aceste ajustări sunt interactive. 

S, Se îndepărtează scurtcircuitul 
la masă al punctului C. 

9 La temperatura de +25*C, se 
aplică +295,GmV ia intrare; se 
ajustează din nou coeficientul de 
temperatură (R14) pentru 2V la ieşire, 
Pentru acurateţe maximă, folosiţi o 
soluţie tampon la un pH şi temperatură 
cunoscute şi reglaţi din nou R14 pentru 
o ieşire corectă. 


argintată. Componentele electronice 
pasive trebuie să aibă un drift de 
temperatură cât mai scăzut. Se pol 
utiliza circuite integrate echivalente 
dar, Tn cazul unor performanţe mai 
mici, eroarea de măsură creşte 
corespunzător. Pentru Ci3 se pot folosi 
drept circuite echivalente sigure; 
AD580 (Analog Devices), LM18S-2 5 
(National Semiconductor}, LT1019 
(Linear Technology), sau REF03 
(Ratheon); pentru CU: AD515 (Analog 
devîces), OPA103DM. OPA12B (Burr 
Brown). CA3130, CA3420 (RCA), 
1CL7611. ICL8500 (Intersil); <ar pentru 
CI4;HA1-5Î34 (Harris) sau LT1014 
(Linear Technology). CI3 se va afra în 
contact termic cu proba 

Alimentarea montajului trebuie 
realizată cu o sursă foarte bme filtrată 
şi stabilizată. In figura 2 se propune o 
variantă de stabilizator pentru 
tensiunile de ±15V şi +5V (întregul 
montaj are un consum maxim de 
l50mA). Pentru □ mai bună acurateţe 
a măsurătorilor, alimentatorul se va 
realiza îritr-o carcasă separată. Este 
suficient un transformator cu miezul de 

l.îcm’. în primar: 7700 spire cu 
diametrul G,03mm; în secundar: 2x525 
spire cu diametrul 0.15 mm şi 2 8 Os pire 
cu diametrul G,3mm. 

Cablajul montajului este 
prezentai în figura 3 şi figura 4 

Procedura de calibra re a pH- 
metrului este următoarea 

1 La o temperatură de +25‘C, 
se ajustează panta temperaturii (R6) 
pentru o temperatură la ieşire care 
corespunde Ea 2.98V 

2. Se ajustează compensarea 
temperaturii (RUJ la 25*C pentru - 
0.25V Tn punctul B. 


sonda pH deconectată). 

5. Se ajustează compensarea 
cu temperatura (Rîl) pentru 7V la 
ieşire. 

6. Se aplică *271mv la intrare; 
se ajustează căştigul coeficientului de 


Bibliografie 

- Precis Ion Monolithlcs ■ Data 
Book, 1990; 

• National Semiconductor - Data 
Book, 1962; 

- Colecţia revistei 'Tehnium*, 


3. Se scurtcircuitează la masă 
punctul C 

4. Se aplică 0V la intrare (cu 



Figura 3 


■ c- b a g t K 

0OOODOO O 



Figura 4 


0 % a D CM3 Bfiî 

o o o " o 

w ăî Ăa TVT 


TEHNIUM • Nr. 10/1997 


13 











































































































ELECTROAUMENTARE 



REGULATOR DE TENSIUNE CU TIRISTORI 
ing. Fiorin Bălan / Y07LBX 


Schema propusa are un regla} 
larg de tensiune, respectiv de la 20V 
la aproximativ 220V, ceea ce o 
recomandă ia folosirea de către 
consumatorii mai pretenţioşi, de putere 
medie - 4,4KW. Se poate folosi la 
acţionarea unei maşini de găurit (MG3, 
MG4 sau echivalente şi de puten mai 
mari} precum şi ta alimentarea unor 
sarcini electrice reziştive sau motoare 
electrice. 



tranzistorului 12 conduce la injectarea 
de curent în baza lui T3, care se 
deschide şi, la rândul lui, alimentează 
baza lui T2, ducând ia saturarea rapidă 
a lui T2 şi T3, procesul fiind 
regenerativ. Condensatorul se va 
descărca rapid prin perechea T2-T3, 
pe transformatorul de impulsuri care 
are rol dublu: de separare galvanică a 
părţii de forţă de oscilator, precum şt 
cel deformare a comenzii bialternanţă 
sa 



Nu se recomandă depăşirea 
puterii de 4,4kW din următoarele 
considerente: 

- creşterea masivă a gabaritelor 
radiatoarelor de răcire, obligatorii 
pentru tiristoare, cât şi celelalte piese 
mai mari şi implicit a gabaritului cutiei 
montajului: 

- necesitatea ventilării forţate a 
părţii de forţă; 

- noţiunile elementare de 
tehnica securităţii muncii presupun o 
împământare corectă a carcasei 
(rezistenţa prizei de pământ să fie 
£4 il) precum şi folosirea de materiale 
izolatoare de bună calitate: bandă de 
sticlă, stictotextolit, ebonită sau 
bachelită pentru piesele care trebuie 
izolate. 

Schema electrică (figura 1) se 
compune din: oscilatorul care 
furnizează impulsuri în dinte de 
fierăstrău şi partea de forţă 
reprezentată prin tinston şi siguranţa 
de 20A, Oscilatoare pentru astfel de 
vanatoare de tensiune sunt construite 
Tn genera! cu TUJ-uri (ROS 11-13, 
2N1671, KT117) si dau rezultate 
excelente, dar se găsesc foarte rar în 
magazine. 

Oscilatorul a fost realizat cu 
tranzistori obişnuiţi (BC107, BC177) 
funcţionând astfel: condensatorul 
nepofarizat de 0 r 5pF, încârcăndu-se cu 
tensiune prin intermediul rezistenţei R3 
de 62012, injectează prin R4 în baza lui 
1 2 curea} § î! dgscfo ric Deşch r. . 

14 


pentru grupul de tiristoare antiparalel, 
reprezentâmd un triac, 

Transformatorul de impulsuri 
asta da fapt piesa de bază a 
montajului, el trebuie să polarizeze 
corespunzător grilele tiristorilor în 
raport cu catozii pentru ca tensiunea 
de ieşire să fie aproximativ ca cea 



Figura 2 


prezentată în figura 3, Se poale 
observa că s-a urmărit sincronizarea 
impulsurilor de comandă pentru cele 
două alternanţe, transformatorul 
asigurând polaritatea convenabilă a 
impulsurilor de deschidere a porţilor 
tiristorilor şi de asemenea izolarea 
galvanică de oscilatorul de formare. 
Constructiv el a fost bobinai pe un tor 
de fentă HM2Q0 rusesc (figura 2}. fiind 
disponibil, cu pi=2000, bobinând în 
primar 60 spire de sârmă CuEm 
b0,25mm, iar în secundar două 
înfăşurări identice tot de 60 spire cu 
sârmă CuEm<j>Q,25mm. Se observă pe 
schema de principiu asteriscurile care 
arată începutul înfăşurărilor. Pentru tor 
se pot folosi ferite româneşti 


“AFERRO”, fabricate la Fabrica de 
ferite Bucureşti, A41 (cu pi=l800 şi 
marcaj punct alb+alb) sau AS 
(ţii=2200, marcată cu punct gri). De 
asemenea, foruri MZ-6-08 023x11x12, 
realizate la fabrica de Ferite din 
Urzicenî, din ferită moale. 

Amplitudinea tensiunii de 
comandă se poate regla din 
potenţiometml P=100K12 şi care se 
scoate pe cutia mon!ajului, pentru ca 
reglajul puterii dorite să se facă cât mai 
uşor. Prin intermediul tranzistorului TI 
şi al pieselor aferente (R1, CI, R2. R3) 
comanda pe cupletul T2-T3 este 
fermă, scăcându-se de aşa zisele 
'bâlbâieli "în funcţionare, care pot duce 
la ruperea burghie!or ia maşinile de 
găurit sau alte necazuri în funcţionare. 

Siguranţa de 20A este strict 
necesară, se foloseşte un soclu normal 
LF25 şi se pune alături de 
potenţibmetrul de reglaj şi de 
voStmetru, pe tabloul frontal. 

Puntea 1PM4 redresează 
tensiunea de reţea, nemaifiind 
necesară filtrarea (de aici se 
alimentează oscilatorul, prin 
intermediul lui R6 si se stabilizează cu 
un Zener de 15V) şi în sarcină, se 
stabileşte dacă sunt necesare fillre 
(voluminoase) pe intrarea de reţea, 
pentru a nu se strica forma de undă 
sinusoidală. Dacă totuşi mai sunt 
"scăpări" în reţea, un filtru compus 
drntr-un condensator de 0,1 pF/IQOOV 
înseriat cu un rezistor de 4712T3W ar 
trebui să fie de ajuns. Dacă tot mai 
sunt probleme pe reţea, în sensul 
stricării sinusoide: reţetei (fapt 
constatat cu un osciloscop) sau ai 
introducerii de impulsuri de tensiune 
(zgomot pentru aparatura 
pretenţioasă), se poate monta câte un 
şoc pe fiecare braţ al reţelei. Acesta se 
bobinează pe o bară de ferită de joasă 
frecvenţă (Al 41. A5 etc,), cu lungimea 
de 1OOmmşi00-1Omm K bobinându-se 
100 spire de fir CuEm 2+3mm, lucru 
destui de greu de realizat, mai ales că 
trebuie lăcuit şi bine rigidizai! 




Figura 3 

TEHNIUM • Nr. 10/1997 
























































ELECTRO ALIMENTARE 


m 

CONVERTOR DC-DC 

Alexandru Zanca 


Sunt situaţii practice când avem 
ta îndemână o sursa de tensiune fixă 
de o anurmtâ valoare (acumulator, 
baterii, transformator ai redresor), dar 
aparatul pe care dorim să-l alimentăm 
funcţionează cu o altă tensiune. Există 
două situaţii, cu două moduri deosebite 
de razdvara: dacă tensiunea cerută de 
aparat este mai mică decât cea de 
care dispunem, problema se rezolvă 
uşor cu un divizor de tensiune 
dimensionat corespunzător, ori şi mai 
bme. cu un stabilizator de tensiune 
adecvat Dacâ Insă tensiunea cerută 
este mai mate decât cea de care 
dispunem, situaţia se complică (şi de 
obicei costă!), trebuie achiziţionat a-t 
acumulator sau baterie, rebobmat 



Figura 1 



fol [pjpo] O-fe-D 
| Q I O M ^ ^ O" ! 


IQOOI IOOQI 


0 05 

El? 3â 


Figura 3 


transformatorul (dacă e posibil) 
—sau cumpărat altul etc. 

O sol uţte I a înde mân ă cane face 
apel doar ia zestrea de piese a 
constructorului amator este 
realizarea unui convertor DC-DC 
care să ridice tensiunea de cane 
dispunem la o valoare dorită 
Lin astfel de dispozitiv este 
convertorul OC-OC ilustrat în 
■4figura 1 Şi care este capabil să 
ridice tensiunea de ia 6V DC la o 
tensiune de 12V OC, fiind realizat 
cu componente aflate in posesia 
oricărui, radioamator. 

Funcţionarea convertorului este 
simplă Semnalul dreptunghiular 
furnizat de oscilatorul tip multi- 
vibrator, realizat cu Iranzistoarele 
ş:T5 atacă iranzistoarele Tî şi 
T2 cana convertesc tensiunea 
<r conllnuâ do alimentare în 
tensiune dreptunghiulară, care 
după redresare şi multiplicare do 
către celulă dlodă-condansator Dl -*-D4 
si CUC4, este stabilizată de către 
stabilizatorul realizat cu Iranzistoarele 
T3. T6 şi T7. Consumul Tn go; este în 
jur de 2mA. Montajul se realizează pe 
o plăcută de sticiotextoiit placat cu 
cupru, desenul cablajului fiind ilustrat 
In figura 2 iar dispunerea pieselor tn 
figura 3 Dispozitivul odată realizat (nu 
necesită reglaje suplimenta re) va fi 
închis înţr-o cutie dm aluminiu de 
dimensiuni corespunzătoare. 
Iranzistoarele Ti. T2 şi T3 se vor 
monta pe nişte rruci radiatoare. 

Lista de piese 

R1 =33i i; R2= R0= R7=S2t i; R3-R5=2,2KD; 
RU-R6-R13=2CKi 1 RS=1 jK£ţRlO=Rl 1 =570£Z 
R12 e 1 5KU;C 1 =e3=500 M mSV;C2=C4= 
lOOOpFri 5V;CS“C6 m 47nF;C7=iOQjiF/ 
i5V.Tt-T2=T3=AD155, T4=IS=T7= 
BC107; T6i=BC470, D1D4=BY112, 
D7-PL3V7Z 


TEHNIUM • Nr. 10/1997 


15 



















































































CQ-YO 



TRANSCEIVER MONOBANDĂ QRP(I) 

ing. Dinu Costin Zamfirescu/ YQ3EM 


în cele ce urmează este 
prezentată schema îmbunătăţită a 
unui tranşeeiver CW pentru banda de 
14 MHz, proiectat, realizat şi 
experimentat de autor în anii 80, 
Emiţătorul, având o putere utilă de 
1 ,SW, are alimentatorul echipat cu un 
transformator de reţea de mici 
dimensiuni, provenit de la un receptor 
portabil, cu tranzistori, indigen. 

în varianta originală (fără 
condensator variabil şi fără 
manipulator electronic încorporat) 
întregul transceiver se prezintă sub 
forma a două incinte realizate din 
circuit imprimat, avănd forma şi 
dimensiunile a două penare şcolare de 
lemn (I), bineînţeles afară rămânând 


compartimente separate. Din acest 
motiv, unele module care conţin piese 
mai puţine, au rezervă de spaţiu. 
Realizând montajul pe o singură placă 
de circuit Imprimat, se poate obţine o 
compactare apreciabilă. 

între anii 1983-1963 au fost 
realizate cu acest gen de l rana cei ver 
mai multe su te de QSQ, cu aproape 40 
de ţâri drn trei continente, folosind o 
antenă dipol 'indoor'’, amplasată într- 
o cameră aflată ia parterul unei clădiri 
cu 3 etaje şi acoperişul de tablă (I). 

în vara anului 1988 au fost 
realizate sute de GSG cu 60 de ţân şi 
cinci continente utilizând de ace stă 
dată un dipol "out door" de 2x6,3m 
suspendat ia 15m de sol, dar “flancat* 



transformatorul de reţea, manipulatorul 
şi comutatorul de emiste-recepţie. Nu 
s-a urmărit să se “împingă' 
miniaturizarea la exirem. fiecare piesă 
rămânând uşor accesibilă; s-au folosit 
rezistenţe de 0,5W obişnuite, bobine 
ecranate din blocul de sunet al 
televizoarelor alb-negru indigene, 
multe blocuri au fost realizate cu 
piesete 'culcate' etc. Deoarece 
montajul a fost realizat iniţial sub forma 
mai multor biocun complet separate 
(module), o fost posibil să se 
experimenteze comod fiecare bloc 
până la găsirea formei celei mai bune 
şi să se realizeze mai multe configuraţii 
experimentale, schimbând convenabil 
modulele Având dimensiuni 
compatibile, plăcile modulelor au fost 


de două biocun de beton armat. 
Satisfacţiile traficului QRP sunt 
apreciabile: autorul îşi aminteşte şi azi 
de unele QSO făcute In QRP cu staţii 
VK (QSi-urile respective se află în 
colecţie). Montajul a fost completat cu 
manipulator electronic încorporat, 
acţionat direct de la panoul frontal şi 
apoi încasetat Împreună cu un 
transmatch exterior, funcţionează şi In 
prezent la Y03KWU. singura piesă 
care s-a defectat fiind un condensator 
styroflex. In condiţiile actuale de 
propagare, traficul QRP este foarte 
anevoios, dar în anu ce vin este posibil 
să asistăm la o revigorare a propagării. 

Montajul s-a dovedit perfect 
reproductibil, fi nd realizat şi de alţi 
radioamatori, care l-au folosit 


lipite între ele ulterior, formând împreună cu un amplificator de putere 

16 


rf; 

Toate componentele suni 
indigene, majoritatea fund folosite în 
aparatura BLC (bunuri de larg 
consum). Varianta iniţială utiliza ca etaj 
RF de putere un tranzistor BD135 
alimentat fa 12V. 

Această prezentare a avut ca 
scop trezirea interesului cititorului şi o 
mai bună înţelegere a spiritului în care 
a fost conceput acest transceiver 
Ideea de bază a fost de a nu utiliza 
piese scumpe sau greu de procurat. 
De asemenea, schema trebuia să 
conţină un număr mic de etaje, ceea 
ce reduce costul materialelor şi efortul 
de realizare, dar In acelaşi timp 
măreşte fiabilitatea şl 
reprodudibilitalea. 

Transceiverul, fiind destinat 
lucrului QRP (deşi se poate folosi şi ca 
exciter), s-a ales numai modul de lucru 
CW. Modul de lucru SSB la emisie 
devine posibil doar cu adăugiri 
ulterioare Deoarece transceiverul este 
monobandâ, partea de RF se 
simplrficâ considerabil. în acelaşi timp 
nu mai este justificată. în varianta CW, 
utilizarea unui filtru cu cuarţ sau 
electromecanic, deşi apar unele 
inconveniente în partea de recepţie. 
S-a renunţat la unele facilităţi, cum ar 
fi: sistemul AGC din receptor, 
posibilitatea de a lucra QSK etc 
Aceste elemente se pot adăuga 
ulterior, ca şi altele, cum ar fi: atenuator 
In inepte ia intrarea Rx, ampiificatorAF 
do putere, puntB refleetemetru 
Incorporată, transmatch etc. 

Comutarea emisie-receplia se 
face în curent continuu, fără relee şi 
fără dioce de comutaţie Comutarea 
antene* se poate face manual, cu 
ajutorul unui comutator obişnuit. 

în ceea ce , priveşte 
performanţele tehnice, s-au făcut 
unele compromisuri, mai ales în partea 
de recepţ.e. Astfel, deşi sensibilitatea 
este dBstul de bună (circa IpVJ şi 
selectivitatea acceptat] i£ (chiar în 
poziţia de recepţie $SB), gama 
dinamică este destul de redusă (65dB) 
In comparaţie cu un receptor de trafic 
moderni (peste IQDdB), iar problema 
recepţiei CW în două locuri de pe 
scală, caracteristică receptoarelor 

TEHNIUM • Nr. 10/1997 





























simple cu conversie directă nu a fost 
rezolvată. Această problemă se poate 
eventual rezolva ulterior introducând 
încă o schimbare de frecvenţă, ceea 
ce permite şi lucrul SSB la emisie. 

în ceea ce priveşte stabilitatea 
de frecvenţă nu a fost făcut nici un 
compromis; oscilatorul de frecvenţă 
mai ridicată utilizează un cuarţ 
(sacrificiu material absolut necesar), 
iar VFO-ul lucrează pe o frecvenţă 
joasă (circa 2MHz), Practica a arătat 
că, în condiţii de amator, nu se poate 
realiza o stabilitate de frecvenţă 
conform normelor ia un VFO lucrând 
pe 14MHz: apar probleme legate de 
stabilitatea "mecanică" şi "termică". 

Calitatea "tonului" la emisie este 
foarte bună, iar radiaţia nedorită 
(armonice şi componente de mişcare) 
este redusă cu mai mult de 40dB sub 
nivelul semnalului util. 

Atenuarea frecvenţei imagine 
este 60dB, iar a frecvenţei 
intermediare peste 90dB, 

în ceea ce priveşte raportul 
performanţe/costuri, transceiverul îşi 
păstrează alractivrtatea, Cei care 
doresc un transceiver la nivelul 
performanţelor maxime în toate 
compartimentele (mai puţin costull) îşi 
pot procura un transceiver .ndustriai, 
dar cu siguranţă că /iu li vor folosi în 
regim QRP! 

Să examinăm schema bloc 
simplificata din figura 1. Pe poziţia 
recepţie, semnalul de 14MHz este 
convertit în 2MHz cu ajutorul 
schimbătorului de frecvenţă 5F1 şi ai 
oscilatorului cu cuarţ XO. 
Demodularea se face cu ajutorul 
detectorului de produs DP şi al 
oscilatorului variabil VFO, 
Selectivitatea se obţine In partea de AF 
cu ajutorul filtrelor Fi şi F2, 
Amplificatorul AF atacă o cască de 
mare impedanţâ (2x2Kii). Pe poziţia 
emisie, semnalul de la VFO este 
manipulat în biocu; oe manipulare (BM) 
şi condus - a schimbătorul ce frecventă 
de emisie (SF2>, unde se obţine 
frecvenţa de emisie 

Amplificatorul RF de emisie 
ridică nivelul de putere al semnalului la 
circa un watt. Biocu! de manipulare 
conţine şi un monitor audio, care 
produce o frecvenţă de circa 800Hz, 
care este condusă la intrarea AAF. 

în varianta originală 
transceiverul conţinea 3 CI de tip 
TAA661 [SF1, XO. DF. VFO si SF2). 



£o—C 


+ a 


TEHNIUM • Nr. 10/1997 


17 























































































































*1ZV 



un CI de tip [ÎM324 (AAF, F1 şi F2>, un 
CI de bp JJA3054 (BM). un tranzistor 
BOI35 şi 3 franzistoare BC108 
Ulterior s-au mai adăugat trei CIO 
pentru manipulatorul electronic 
încorporat. Atât emisia, cât şi recepţia, 
se puteau face doar Tn intervalul 
14+14,1 MHz. Filtrul Fi pentru SSB 
era folosit pentru recepţia CW cu 
selectivitate mai redusă VFO-ut nu 
avea condensator variabil (ce ocupă 
spaţiu), ci diode varicap comandate de 
un potenţiometru. a cărui cursă de 
270° acoperea 100kHz (fără 
demulliplicare?) Deşi se utiliza un 
buton cu diametrul de 40mm, acordul 
pe poziţia F2 se făcea dificil şi ar fi fost 
necesară o demultiplicare.Ulterior s-a 
utilizat un potenţiometru bobinat cu 
demultiplicare corespunzătoare (10 
ture). 

în figura 2 se prezintă schema 
de principiu a părţii de recepţie a 
transceiverului, la care s-au făcut 
câteva modificări. Această schemă 
conţine trer module (plăci) SFt+XO; 
DP+VFO şi F1/F2+AAF Nu sunt 
figurate elementele de comutare 
emisie-recepţie şi nici sistemul RIT. 
Receptorul poale fi folosit ca atare, 
prevăzăndu-se recepţia întregii benzi 
(14+14,35MHz). Realizarea 
receptorului este prima etapă In 
construirea Iranscetverul u i R e ceptoru I 
conţine 5 CI (sau 3, dacă se foloseşte 
[1M324). El poate fi testat şl fără filtrul 
AF (două TAA661 şi un singur f)A741}. 
dar performanţele de selectivitate sunt 
mai slabe. 

Schimbătorul de frecvenţă şi 
detectorul de produs sunt realizate cu 
ajutorul multiplicatorului electronic din 
TAA661, care. Tn funcţionarea clasică 
(de catalog), îndeplineşte funcţia de 
demodulalor MF de coincidentă. 

18 


Intrarea "de semnal' trebuie să 
fie liniară. Pentru aceasta se va ţine 
cont ca semnalul să nu depăşească 
iQmVef la pinul 12, care reprezintă 
intrarea unui repetor pe emitor ce 
atacă una din înfrânte multiplicatorului. 
Cealaltă intrare a multiplicatorului 
(unde se aplică oscilatorul local) nu 
poate fi atacată decât prin intermediul 
amplificatorului limitatei 1 , a cărui intrare 
este pinul 6. In funcţionarea clasică 
acest amplificator-! miţaior constituia 
ultima parte a lanţului afi MF 

Tensiunea aplicată la pinul 6 nu 
este critică, trebuind totuşi să 
depăşească de mai multe on valoarea 
de circa IQQpV la care începe 
limitarea, pentru a se elimina 
zgomotul. Tensiuni ma» man de Q.SVef 
aplicate la pinul € şi respectiv de 3Vef 
la pinul 12 pot deteriora circuitul 
integrat. 

Deoarece semnalul la ieşirea 
amplificatorului limdator esle 
dreptunghiular (poate fi vizualizat la 
ieşirea 8, divizat da 10 ori), 
multiplicatorul lucrează în comutaţie 
din punct de vedere al semnalului de 
oscilator Spectrul semnalului de ta 
ieşirea multiplicatorului esle 
a semănător cu spectrul semnalului de 
la ieşirea unui mixer în ine! cu 4 diode 
şl conţine Tn principal componente de 
frecventă fh±fs; 3fh+fs: Sfhifs etc 
Este prin urmare un mixer dublu 
echilibrat. Ieşirea este la pmui 14 prin 
intermediul unui alt repetor pe emitor. 
O primă filtrare a semnalului de ieşire 
se face la pinul 1, care reprezintă 
ieşirea propriu-zisâ a multiplicatorului, 
'borna caldă' a unei rezistenţe de 
sarcină integrate de 8.5KQ. In 
funcţionarea clas.că (ca demodulator 
MF), la pinul 4 este conectat un 
condensator, care, împreună cu 
rezistenţa de 8.5K£). constituie un filtru 
trece-jos, eliminând componentele RF 
si totodată atenuând parţial 
componentele audio de frecvenţă 
mare (realizează dazaccentuarea) 
Acest aranjament se menţine şi Tn 
funcţionarea ca DP, deoarece la ieşire 
este necesar de asemenea un FTJ. 

in funcţionarea ca SF (sau ca 
modulator echilibrat) semnalul ia ieşire 
esteftF, iar la pinul 1 trebuia conectat 
un filtru trece-bandâ, sub forma unui 
circuit acordat. Deoarece rezistenţa de 
8.5Kil sunlează acest circuit, filtrarea 
poate să nu fie suficientă şi se continuă 
la ieşirea 14 (în Ft), Atragem a lenţi a 


celor care utilizează TAA661 ca mixer 
că problema circuitului LC de la pinul 
1 este fundamentală. 

a) conectarea unui condensator 
de 2,2-lOnF (ca la DP şi demodulator 
MF) duce la o reducere drastică a 
amplificării mixerului, cu cât frecvenţa 
intermediară este mai mare, şi 
montajul devine inutilizabil: 

bţ lăsarea Tn gol" a pinului 1 şt 
efectuarea firtrăm doar Tn AFI poata fî 
o soluţie doar dacă fî£l+2MHz. 
Capacitatea parazită de circa lOpF de 
ta pinul 1 face ca Tn realitate să se 
realizeze lot o configuraţie de FTJ, 
Dacă fi esle mic. sa poate folosi un 
condensator adecvat (zeci sau sute 
pF) şi se poate renunţa la circuitul LC; 

c) conectarea unui circuit LC 
direct, fără condensator de blocare, 
perturbă grav regimul de curent 
continuu al CI; 

d) circuitul LC 'absoarbe* 
i înglobează) capadiaiea parazită şi nu 
se mai obţine scăderea amplificăm cu 
BdB/oclavâ ca în cazurile a) şl b), în 
realitate amplificarea scade, dar Tn 
mică măsură Dacă Au este 
amplificarea mixerului la frecvenţe 
joase (arca 50, depinde de tensiunea 
de alimentare) se obţine; 

A=Ao(1-CWQ&) 

unde Oo-este factorul de calitate 
propriu ai bobinei, iar Q, este factorul 
de calitate în prezenta rezistentei de 
8,5Kil. 

Dacă Q*=10 şi Qc=TQ0, 
reducerea amplificăm este de doar 
10 %. 

Configuraţia cu circuit LC la 
pinul 1 permite să se lucreze chiar la 
fi=30MHz f ără u minuarea amplificării 
(cazul b). 

In figura 2 cele două 
oscilatoare au fost realizate cu ajutorul 
amplificatorului hmitator din TAA6G1. 
Pentru aceasta s-a conectat între pinii 
8 şi 6 o reţea de reacţie selectivă 
(circuite LC sau cuart) care să 
determine frecvenţa de lucru. La 
intrarea 6 se asigură o tensiune 
suficientă pentru intrarea în limitare şi 
amplificarea SF si DP nu depinde de 
frecvenţă. Configuraţia LC seamănă 
cu cea de la oscilatorul Coipitts 

Schema de oscilator cu cuart 
poate lucra şi 'overtone". Autorul a 
folosit un cuart de 4MHz în locui 
cuarţului de 12MHz, păstrând circuitul 
LC acordat pe 12MHz ( a se vedea 
revista RADIO nr.8(1995. pag.8-91. 

TEHN1UM • Nr. 10/1997 















CQ-YG 


Circuitul de intrare a! 
receptorului conţine o pereche de 
circuite cuplele acordate în mijlocul 
benzii (14,175MHz), Atenuarea de 
60dB pentru frecvenţa imagine ar 
putea fi insuficientă In anumite 
circumstanţe, întrucât frecvenţa 
imagine “cade" parţial în banda de 
radiodifuziune de 31 m. o reducere cu 
l0G+20QkHz a frecvenţei primului 
oscilator poate rezolva problema. O 
soluţie radicală este utilizarea unui 

r 

cuarţ de 16MHz. Acum frecvenţa 


întreaga schemă din figura 2 
constituie o superheterodînă cu fi 
variabilă, dar selectivitatea se obţine în 
AF r ca Sa orice receptor cu conversie 
directă (sincrodînă) şi nu în AFI. 
Schema poale fi considerată mai 
degrabă ca o ..* sincrodină cu 
schimbare de frecvenţă (!!) decât ca o 
superheterodînă propriu-zisâ. 

Există două procedee prin care 
schema din figura 2 poate realiza 
selectivitatea în canalul de frecveţa 
intermediară: 


2..ZHMHZ 



imagine este cuprinsă între 
18 7*18,35MHz, unde nu sunt staţii de 
radiodifuziune. Schema din figura 2 nu 
este adecvată dacă fz>15MHz şi se 
recomandă utilizarea unui oscilator 
separat cu tranzistor (figura 3} 

Circuitul format din L4 şi 
condensatorul de 33pF se acordă pe 
2,175MHz La panul 14 se obţine 
semnalul pe frecvenţa intermediară, 
care este amplificat cu circa 4QdB faţă 
de semnalul provenit de la antenă Nu 
există AFI, ci doar un filtru trece-bandă 
FTB acordat pe 2,175 MHz. Acest filtru 
(ca si circuitul de intrare) are o bandă 
de trecere de 400kHz. Ţinând cont de 
contribuţia tuturor circuitelor RF. se 
obtme o bandă în jur de 350kHz. 
Reglajul amplrficânr se face manual-, cu 
ajutorul potenţiometruluî de 5000. 
Procedeul poete părea rudimentar, dar 
se evită intermodulaţîile care ar putea 
fi introduse de un etaj AFI comandat. 
Cum fi nu este prea mare, nu apăr 
probleme deosebite, dacă se utilizează 
conexiuni scurte si ecranate la 
potenţâometru Se observă că 
începând de Sa acest potentiomeîru 
până la ieşirea la casca audio schema 
rămasă constituie un receptor cu 
conversie directă pentru 2 h-2,35MHz, 
formal din DP+VFO, FTJ şi AAF, De 
altfel, acordând L5, L6, L7 şi L8 pe 
1,9MHz (eventual mărind capacităţile 
de acord, dacă este nevoie), se poate 
realiza un receptor pentru banda de 


a) se înlocuieşte oscilatorul cu 
cuarţ cu un VFG şi se foloseşte în 
canalul fi un filtru 53B cu cuarţuri 
"centrat" pe 2MHz; 

b) se mat intercalează un etaj 
SF. realizând o schemă de 
superheterodinâ cu dublă schimbare 
de frecvenţâr cu prima frecvenţă 
intermediară variabilă (2+2,35MHz) şi 
a doua fixă (500kHz)„ prevăzut cu filtru 
electromecanic. 

Aceste soluţii clasice sunt 
binecunoscute, cu avantajele şi 
dezavantajele lor. Cei care doresc, le 
pot implementa uşor pornind de la 
schema din figura 2, înfr-o etapă 
ulterioară. 

în ciuda simplităţii, schema din 
figura 2 realizează o bună stabilitate 
(ca în cazul b) şi o selectivitate 
acceptabilă fără a utiliza filtre scumpe: 
rămâne dezavantajul receptorului cu o 
conversie directă, amintit la început. 
Totuşi, la recepţia GW există 
posibilitatea de a opta (acţionând 
asupra RIT-ului) pentru poziţia de 
acord neinterferată 

Filtrul ÂF realizat cu cele doua 
etaje cu [îA741 are o bandă de trecere 
de circa 2kHz pe poziţia SSB (FI) şi 
de câteva sute de Hz pe poziţia CW 
(F2}. 

Pentru o bună înţelegere în 
figura 1, filtrele sunt figurate separat, 
In realitate, caracteristica filtrului se 
modifică doar prin conectarea 
condensatoarelor do 22nF la secţiunile 


16Qm, care poate fi testai ca atare. 

TEHNIUM * Nr* 10/1997 


b şi c ale comutatorului cu 2 poziţii x 3 
contacte. Secţiunea Ka introduce o 
atenuare suplinientarâ pe poziţia CW, 
astfel ca ia frecvenţa de 90QHz 
amplificarea sâ râmânâ aceeaşi. In 
trafic, la comutarea filtrului, semnalul 
util rămâne la acelaşi nivel, 
concomitent cu reducerea zgomotului 
şi atenuarea staţiilor care interferau. 
De altfel, pe poziţia CW (cu F2), 
sensibilitatea limitată de zgomot este 
mai mare. 

Filtrul SSB (FI) este un filtru 
trece-jos compus din două celule 
Butterworth de ordinul 3. 
Condensatorul de S.2nF de la pinul 1 
al DP şi condensatorul de 68pF de la 
pinii 10 şi 3 de la AAF fac parte din 
filtru; toleranţele pentru piesele filtrului 
vor fi de cel mult 5%. Se vor utiliza 
condensatoare styroflex. Panta 
asimptotică a filtrului este de 36dBf 
octavă. La frecvenţa de 2,25kHz 
atenuarea este de 6dB, dar la 
frecvenţa d e 4,5kHz, atenu area aj ung e 
la 36dB. Pe poziţia CW se obţine o 
rezonanţă pronunţată, în jur de 900Hz 
şi o îngustare a benzii de trecere. 
Condensatorul de cuplaj cu AAF de 
0,15ţiF a fost ales astfel ca şi pe poziţia 
SSB să se atenueze componentele 
audio de frecvenţe joase. Astfel brumul 
va fi mai redus, mai ales rn poziţia CW. 
Deşi amplificarea DP+AAF este în jur 
de BOdB, zgomotul la ieşire este mic 
şi nu este necesar un reglaj al 
amplificării în AF. în acest mod 
operatorul este obligat sâ acţioneze 
asupra poteţiometrului de 500SÎ, 
reducând concomitent cu volumul si 
posibilitatea ca DP să introducă 
intermodu laţii supărătoare. 

Filtrul din canalul de frecvenţă 
intermediară este atacat prin 
intermediul unul atenuator, care 
asigură o terminaţie aproximativ 
corectă a filtrului,'indiferent de poziţia 
potenţiometoiiui. 

Efectul intermodu laţiilor poate fi 
mai redus dacă se utilizează un filtru 
fi acordabil. In figura 4 se dă o schemă 
care utilizează un condensator variabil 
dublu, cu dielectric solid, fără 
de multiplicare. S-a renunţat la ideea 
monoregiajuiui, acorduf filtrului 
refâcându-se când “ne plimbăm" prin 
bandă. 

Totuşi selectivitatea continuă să 
fie determinată de filtrul AF; banda 
realizată de cele două circuite în fi este 
circa 15+20kHz, în ciuda cuplajului 

19" 
































* 


CQ-YO 


si 


Modificarea VFO-ului în transceiverul “Radio 76” 


ing. Fiorin Băfan/Y07LBX 


Pentru micşorarea fugii da 
frecvenţă a oscilatorului în TxRx 
'Radio 76* se propune înlocuirea 
tranzistorului KT315 cu FET-lil 
KP3Q3V. Schema modernizării 
circuitului este arătată în figură. 

Rezislorul R1 de pe placa 
osdlatonjluî trebuie scos. iar R2 se va 
mări la 0,6-1,2 Mii. Cablajul nu se va 
schimba, este necesară numai 
perforarea lui pentru baza şi emitorul 
lui VT1, de asemenea corpul 
tranzistorului sa îndoaie şi se lipeşte la 
cea mai apropiată masă a cablajului. 

Prin această schimbare se 
permite micşorarea fugii de frecventă 
a VFO-ului dala 2,SKHz la 600-700HZ, 
prin reducerea timpului de fugă de la 
30-40 minute la 10-15 minute, 
micşorând aproape de două ori 
abaterile de frecvenţă ale VFO-ului. La 
trecerea de pe Rx ta Tx schimbarea de 
frecvenţă se micşorează de la 250 Hz 
la 150Hz. 

Totuşi înlocuirea se face cu 
oarecare mărire a benzii de frecvenţă 
a VFO-ului, de 10%, şi scăderea 
tensiunii semnalului de ieşire. Mărirea 
benzii de frecvenţă e binevenită (ea 
chiar trebuie mantă având ţn vedere că 


vechea bandă sovietică era mai 
îngustă), iar dacă după refacerea 
circuitului Uieş a VFO-ului e mai mică 
da IV, trebuie înlocuit condensatorul 
C4 cu o capacitate de 240-300pF, De 
asemenea, trebuie să fie precizat 
numărul de spire al bobinei L3. Dacă 
Uieş e cuprins înbe 1 -1,2V e necesară 
numai mărirea numărului de spire ai 
bobinei. 

Pentru îmbunătăţirea formei 
semnalului generat, în paralel cu L2 se 
poate conecta în direcţia diodei 
KD503B condensatorul Că cu 


capacitatea măntă Ea îOOGpF. 

Pentru mărirea stabilităţii 
frecventei VFO-ului in locul diodei 
Zener D814V din blocul oscilatorului se 
poate pune o diodă D818 cu indicii V- 
H. tensiune pe rezislorul de 'acord* 
dându-se de pe C6 (în blocul 
oscilatorului) şi nu de la Ci 

Rezislorul R1. trebuie mânt la 

ison. 

în locul FET-ului KP303V se 
poate pune KP303D sau KP303E, 
Bibliografie 
Recio(Rusia) nr 3/1987. 



slab cu SF şi între circuite. Folosirea 
mai multor circuite, comandaie cu 
van cap (eventual împreună cu circuitul 
VFO-ului} pune probleme de aliniere şi 
nu reduce banda substanţial. în orice 
caz, schema dm figura 4 este utilă 
dacă se constată că apar probleme 
datontă statnlor de radiodifuziune dm 
banda de 22m (13,6* 13.8MHz) sau 
dacă donm să facem trafic CW, atuncr 
când vecinul de stradă face trafic SSB 
(I). Pentru situaţiile deosebite se poate 



monta şi un atenuator de 10sau2Qd8 
la intrarea receptorului (a se vedea 
revista TEHNIUM nr.3/97), 

Tn figura 5 este dată schema 
unui VFO separat care se poate folosi 
în locul VFO-ului, cu ŢAA661 din 
figura 2. în cazul utilizării unor 
oscilatoare separate, ampiificatorul- 
limitator dm ŢAA661 lucrează ca 
separator. După realizarea schemei 
din figura 2 se poale trece Ea 
realizarea de oscilatoare separate 
(figurile 3 şi 5) Tn cazul 
când se urmăreşte 
realizarea integrală a 
transceiverul ui. Utilizarea 
oscilatorului dm figura 2 

Tabeiul Ti 


atât la emisie, cât şi ia recepţie (ca în 
once transceiver}. complcâ puţin 
comutarea emisie/receplie Având 
oscilatoare separate, este suficient să 
se comute alimentarea şi antena. 

Toate bobinele se realizează pe 
carcase ecranate cu oală de ferită 
(lOxIOxISmm) de tipul folosii în 
modului de sune) aS televizoarelor alb- 
negru Electronica' în tabelul Ti se 
dau numărul de spire (se bobinează cu 
sârmă CuEm $0,1 mm} si inductanţa 
nominală. 

Bobinele cu 70 spire se folosesc 
in receptoarele MA Tn AFI l punct roşu), 
iar cele cu 10 spire Tn modulul de sunet 
TV (punct negru+ punct galben), 

(continuare tn numărul viitor) 


J3obîna 

TTOX3 

Ta 

T5T7 

TT 

L8 

TT 

TToXTf 

UT 

Nr.spire 

io 

70 

10 

l7Q 

70 

7 

14 

10 

Induc nftm 

(pH) 



ii 

150 

: ^ 

iS 

T" 

3 


20 


TEHNIUM * Nr. 10/1997 








































VlDEO-T.V.i 


DEPANAREA TELEVIZOARELOR fN CULORI (IX) 

ing. Şerban Naîcu 

ing. Horia Radu Clobănescu 



1 VTUNN 

2 VOL 

3 BR! 

4 SAT 

5 CON/H UE 

6 BAL/TON/HUE 

7 VHF-L 

8 VHF-H 

9 AFC 

10 UHF 

11 VTR 

12 AV 

13 KEYBO 

14 KEYB1 

15 KEYB2 

16 KEYS3 

17 KEYB4 

18 KEYB5 

19 KEYB6 

20 MDSTR 

21 VSS 

22 RED 

23 GREEN 

24 BLUE 

25 FBL 

26 HSYNC 

27 VSYNC 
26 DO SC 

29 IDENT 

30 TEST 

31 XTAL1; 

32 XTAL2 

33 RESETN 

34 SND1 

35 RMOT 

36 SNDQ 

37 EFFECT 

38 SYSTEM 

39 SCL 

40 SDA 

41 STDBY 

42 VDD 


Tabelul 1 

tensiune de acord (pentru diodele vâri cap) 

tensiune de reglaj volum 

tensiune de reglaj strălucire 

tensiune de reglaj saturaţie (culoare) 

tensiune de reglaj constant sau nuanţă (NTSC) 

tensiune de reglaj ton, balans sau nuanţă 

tensiune de comutare a benzii VHF-low’ 

tensiune de comutare a benzii VHF-high 

intrare de tensiune de CAF analogică 

tensiune de comutare a benzii UHF 

ieşire de comandă a constantei de timp VTR 

tensiune de comandă audio/video (int/ext) 

linie tastatură 

linie tastatură 

linie tastatură 

linie tastatură 

linie tastatură 

linie tastatură 

linie tastatură 

ieşire STROBE 

masă 

ieşire de roşu OSD 
ieşire de verde OSD 
ieşire de albastru OSD 
ieşire de stingere rapidă OSD 
intrare impuls sincronizare linii (OSD) 
intrare impuls sincronizare cadre (OSD) 
intrare oscilator RC pentru OSD 
intrare semnal de coincidenţă 
intrare de test (conectată la masă) 
intrare oscilator cu euart (10MHz) 
ieşire oscilator 
reset 

Intrare de sunet mono/bilingv 

intrare semnal telecomandă 

ieşire mono/stereo sau canal sunet 1/2 

ieşim de comandă efecte sonore 

ieşire de selectare sistem 

ieşire semnal de ceas - magistrala t2C 

ieşire semnal de date - magistrala 12C 

intrare/ieşire tensiune de cornul are STAND-By 

tensiune de alimentare (+5V) 


Microprocesorul de comenzi 

Microprocesorul 
(miorocontrolerul) are rolul de a furniza 
comenzile necesare controlului 
televizorului, concomitent cu afişarea 
pe ecran a stării fiecărei comenzi, 
precum şi realizarea unor funcţii cum 
ar fi: comanda de la distanţă, acordul 
pe canal, controlul automat al 
frecvenţei (CAF) etc, 

In televizorul Royal este utilizat 
microprocesorul P C A 34 C440/401 
(CTV220S), pentru varianta fără 
teietext, sau PCA84C640/ 
030(CVT320S), pentru varianta cu 
teietext. Tipul de microprocesor utilizat 
pentru varianta cu teietext 
funcţionează si în variantă fără 

■ I 

tel a text, dar invers nu (nu poate fi 
comandat modulul de teietext, celelalte 
funcţii realizându-SB identic, 
procesoarele fiind aompatibile'pin la 
pin). Schema bloc a procesorului 
PCA84C640/030(CTV320S) este 
prezentată Tn figura 1, configuraţia 
pinilor este dată în figura 2, iar 
semnificaţia acestora în tabelul 1, 
Funcţiile realizate de acest procesor 
sunt: 

- furnizarea tensiunilor în 
impulsuri necesare [după integrare) 
comenzilor analogice de strălucire, 
contrast, saturaţie, nuanţă, volum; 

- fu miza rea tensiu nii Tni mpu I suri 
necesară (după integrare) acordului 
selectorului de canale; 

- furnizarea tensiunilor de 
comutare a benzilor; 

• afişarea pe ecran a stării 
fiecărei comenzi de mai sus, precum 
şi a altor informaţii, în general la 
apăsarea unul buton al tastaturii sau 
telecomenzii; 

- realizarea comandării de la 
distanţă a televizorului, inclusiv funcţia 
de stand-by; 

- realizarea memorării, prin 
intermediul unei memorii nevolatile de 
tip EEPROM a tensiunilor de acord 
corespunzătoare fiecărui canal, 
precum si a reglajului preferenţial (PP) 
al parametrilor: volum, strălucire, 
contrast, saturaţie, nuanţă; 


minute In absenţa unui semnal TV, 
oprirea după un interval de timp 
prestabilit de utilizator. 

La pinii 2, 3, 4, 5, 6 sunt 
furnizate tensiuni în impulsuri, cu 
factorul de umplere variabil, având 
amplitudinea de 5V, din care, după 
integrarea cu celulele R101Z-C153- 
R132-C709, R102Z-C102-R133- 
R141 -C121, R102-C103-R134- R138- 
C121, R103-C1Q4-R135-R138-C120. 
R104-C105, R149-C119-R146, vor 
rezulta tensiunile continue pentru 


pinul 1 este furnizată o tensiune în 
impulsuri cu factor de umplere variabil 
şi amplitudine de 5V care comandă 
tranzistorul Q107 de tip PH2369 şî din 
care rezultă tensiunea de acord a 
selectorului cu valori cu prinse între 0,5- 
29V. La pinii 7, 3, 10 se găsesc 
tensiunile de comutare a benzilor VHF- 
1, VHF-3, UHF (după notaţia afişată pe 
ecran), Pinii 13-19 sunt utilizaţi pentru 
conectarea tastaturii, dar si pentru 
implementarea unor opţiuni de 
configurare prin intermediul diodelor 
D101, Dl02, Dl05, Df06 între unii 


- realizarea unor funcţii auxiliare: reglarea volumului, saturaţiei, 

MUTE, oprirea automată după 5 contrastului, strălucirii, nuanţei. La dintre aceşti pini si pinul 20 (STROBE). 

TEHN1UM • Nr. 10/1997 21 

















VIDEO-T.V. 


La pinii 22, 23, 24, €5 Suni furnizate 
semnalele R. G. B necesare afişării pe 
ecran (OSO) precum şi semnalul de 
stingere rapidă (Fast Blanking) 
necesar stingerii semnalului de TV pe 
zonele unde este afişată informaţia 
OSO La pinii 26 şi 27 sunt conectate 
semnale Hsync şi Vsync provenind de 
la etajele de baleiaj, necesare 
sincronizării semnalelor OS0. In lipsa 
semnalelor de sincronizare, nu este 
afişată informaţia OSD, La pinul 28 
este conectat circuitul RC al 
oscilatorului pentru OSD. Din 
semireglabilul VR102 se reglează 
frecventa acestui oscilator, care se 
manifestă prin modificarea poziţiei 
afişării pe ecran. La pinii 31 şi 32 este 
conectat cuarţul care stabileşte 
frecvenţa de ceas a microprocesorului 
(10MHz). La pinul 33 este conectat 


IC301- In varianta cu teletext - sau 
direct IC305-în varianta fără teletexi-. 
In scopul afişării pe ecranul TV a 
funcţiilor comandate 

La pinul 28 ai microprocesorului 
(OSD CLK) este conectată reţeaua RC 
(C131, R170. VR102) care stabileşte 
frecvenţa de oscilaţie a generatorului 
de OSD Pentru sincronizarea 
semnalelor OSD sunt necesare 
semnalele Hsync (pinul 26) şi Vsync 
(pinul 27}, provenite de la etajele de 
baleiaj respective. La pinii 31 şi 32 este 
conectat cristalul de cuaii XT1Q1 
(10MHz) care de termină frecvenţa de 
lucru a microprocesorului. 

Funcţiile tastaturii se realizează 
prin scurtcircuitarea microîntreru- 
pătoarelor SW01, SW02, SW20, 
SW22.SW16.SWV1.SW17, SW12şi 
SW13 (stand by). Acestea realizează 


IDENT (de identificare) este conectat 
la pinul 29 al microprocesorului Acest 
semnal are (la pinul 22 al circuitului 
integrat TDA83Q6A) tensiunea de circa 
9V cu semnal şi circa 0,5V fără 
semnal. 

La pornirea secvenţei de 
căutare automată, tensiunea de acord 
integrată şi aplicată pinului VT al 
selectorului de canale începe să 
crească de la nivelul curent pini este 
recepţionai un semnal utilizabil de TV, 
moment în care căutarea se opreşte Tn 
punctul optim de recepţie. Dacă în 
banda în care se realizează căutarea 
nu s-a reuşit găsirea unui semnal, 
atu net banda este comutată în ordinea 
VHF-1. VHF-3, UHF, VHF-1 etc. pnn 
intermediul tensiunilor de comutare de 
la pinii 7, 8,10 ai procesorului, care au 
nivele de 0 sau +5V, Tn funcţie de 



circuitul care realizează resetarea 
microprocesorului (R16S, R106Z, 
Ci39). La pinul 35 este conectat 
semnalul provenind de la 
telecomandă, prin intermediul 
receptorului în infraroşu IR 101. Prin 
Intermediul pinilor 39 şi 40 se 
realizează comunicaţia serială pe 
magistrala î a C cu memoria EEPROM 
(IC 102) PCF 8581/8582 sau 24C0V 
24C02 şi cu decodorul de tetetexl - 
tC90l (dacă este cazul). La pmul 41 se 
realizează comanda de stand-by. iar la 
pinul 42 este co nene tată tensiunea de 
alimentare de +5V. 

Semnalele furnizate la pinii 22 
(roşu), 23 (verde), 24 (albastru) şi 25 
(fast btanking-stingere rapidă) se 
aplică comutatorului OSD/teletext 

22 


conexiuni între pinii 13+19 si masă 

Realizarea prinderii automate 
şi a buclei de CAF 

Semnalul CAF furnizat la pinul 
18 al circuitului integrat TDA8305A 
este conectai prin intermediul 
tranzistorului Q108, diodelor Dl 12, 
D113,semireglabllului VRlOl.la pinul 9 
al microprocesorului. Semireglabilul 
stabileşte punctul da nul al CAF şi se 
r eg!ează astfel încât, cu televizorul 
comutat In AV r Tn pinul 9 al 
microprocesorului tensiunea sâ fie 
2,5V (se măsoară cu un instrument 
digital cu impedanţâ mare de intrare şi 
toleranţă mică). De la pinul 22 ei 
circuitului integrat TDA8305A, pnn 
intermediul tranzistorului Q205 şi al 
rezistentelor R163. R103Z, semnalul 


banda selectată. Pe pinii selectorului 
de cana'e se aplică tensiuni de 0 sau 
+ 12V, rezumate din tensiunile de la pinii 
corespunzători ai procesorufui, 
prelucrate pnn intermediul etajelor cu 
tranzistoarele Q101, Q102, 0103, 
0104. Q105, Q106. 

Tensiunea de acord de la pinul 
1 al microprocesorului are forma din 
figura 3. constând dintr-un semnai de 
formă dreplungbiularâ, cu 
amplitudinea de 5V şi factor de 
umplere variabil. Există 16384 de 
treple de variaţie a factorului de 
umplere a acestei tensiuni Această 
tensiune este aplicată tranzistorului de 
comutaţia Q1Q7, alimentat In colector 
dala tensiunea de +33V stabilizată cu 
circuitul integrat KA33V (TAA550, 

TEHNIUM • Nr. 10/1997 
































































VIDEO XV, 



ZTC33), Din colector, tensiunea Tn 
[impulsuri este integrată prin celulele 
R157‘C126, R15S-C2G2 şi aplicată 
pinului VT al selectorului. Această 
tensiune este corectată permanenl Tn 
interiorul procesorului de tensiunea de 
CAF pnmitâ la pinul 9, provenită de Ea 
circuitul integrat multifuncţional 
TDAB3Q5A. De la acelaşi circuit, de la 


ofoamAc 

QPCiyPWM* 

C™/*WM2 

>*C4mu 

HO 

i 

12 

MJ 

PU 

,PCO 



semnalului o tensiune da 1,5V, Acesi 
semnai serveşte fa: 

- realizarea căutării automate; 

- trecerea automată în STAND- 
BY după S minute de la întreruperea 
emisiunii TV ţi neprimirea nici unei 
comenzi de către microprocesor; 

• realizarea funcţiei MUTE în 
lipsa programului TV sau la comutarea 
programelor. 
Semnalul de la 
pinul 22 al 
TOA8305A. fiIIral 



Dl 12, DII 3 şi semi regi abilul VR101, 
Prin aceasta, plaja de vanaţie a 
tensiunii CAF este redusă la plaja 0-5V, 
având valoarea nominală de 2.5V, care 
se reglează cu semi reglabilul VR101, 
cu circuitul de CAF dezactivat (pinul 19 
al TDA03O5A la GND). Variaţia 
semnatului de CAF la intrarea în pinul 
9 al microprocesorului asie prezentată 
ţn figura 4, în Interiorul 
microprocesorului, un convertor 
analog-digital eşantioneazâ semnalul 
analogic de CAF pe 3 biţi, iar un 
Tabelul 2 


Refenntă CAF 

0 

1 2 

3 

4 

5 

G 

7 

Ref la VDD-5V 

0.6 

1.3 1,9 

2,5 

3.1 

3,8 

4.4 

5 


Figura 2 


"CT7T 

CV72CJ 

PCA44C440VO?» 

PCAB4C64QP/Q9D 

PCAA4C444fY4» 


pinul 22, provine tensiunea de IDENT 
care, după aducerea la un nivel 
corespunzător (circa 4.5V), este 
aplicată pinului 29 ai procesorului In 
trmpul căutării automate, viteza de 
căutare este stabilită de existenţa sau 
inexistenţa semnalului de IDENT. 

Funcţionarea buclei de CAF 
şi acordut/căutarea automată 

în funcţionarea buclei de CAF şi 
a acordului automat sunt implicate 
circuitul integrat multifuncţional 
TDA8305A şi microprocesorul. 
Semnalele necesare funcţionăm 
corecte sunt: 

- semnalul IDENT furnizat la 
pinul 22 al TDA8305A şi aplicat la pinul 
29 al microprocesorului; 

- semnalul de CAF furnizat la 
pinul 18 al TDA83Q5A şl aplicat la pinul 
9 al microprocesorului: 

- semnalul VT furnizat la pinul 1 
al microprocesorului. 

De remarcat este faptul că 
semnalele furnizate de TDA83Q5A, 
având niveluri cuprinse între 0-12V, 
trebuie reduse în plaja 0-5V peninj a 
fi aplicate microprocesorului. 

Semnatul IDENT 

Acest semnal indică prezenţa 
sau absenţa semnalului TV prin 
I nterm ediu I i im pu I su I u i de s i n cron izare 
linii. In prezenţa semnalului, la pinul 22 
al TDA8305A este furnizată o tensiune 
continuă de 9.8V, rar in 


de componente 
reziduale prin 
condensatorul 
€240 este aplicat 
prin R234. Q205. 
di vizorul rezistiv 
R163-R1Q3Z, 
pinului 29 al 
microprocesorului. 
Acest semnal va avea la intrarea In 
pinul 29 nivelurile: +SV cu semnal şi QV 
fără semnal. 

Semnalul de CAF 
Acest semnal constituie 
informaţia de eroare care indică 
decalajul frecvenţei intermediare 
aplicate la intrarea de FI a circuitului 
TDAB3Q5A în comparaţie cu frecvenţa 
corectă de 38.9MHz Această eroare 
poale proveni de la un dezacord al 
selectorulur dat de tensiunea vancap. 
on în timpul căutăm automate, on în 
timpul funcţionăm normale, de acordul 
incorect, fuga termică a oscilatorului 
din selector sau. uneori, de fuga 
frecvenţei emiţătorului (la 
convertoarele din instalaţiile de antenă 
colectivă sau cablu TV realizate 
neprofesional}. Circuitul integrai 
TDA8305A furnizează acestâ 
informaţie de eroare la pinul 18, sub 
forma unei tensiuni continue cuprinsă 
în intervalul 0-1IV, avănd valoarea 
nominală (la acord corect) de circa 6V 
Pinul 18 este oolarizat extern cu 
divizorul rezistiv R231. R232 conectai 
între tensiunea de alimentare de +12V 
şi masă- Tensiunea de CAF, filtrată de 
componenta video reziduală şi de alle 
componente parazite prin 
condensatorul C237. este aplicată 
pinului 9 al nmcroprocesouJui pnn 
intermediul etajului buffer (adaptor de 
impedantăţ rea>izaţ cu Q1Q8, diodele 


comparator compară nivelul de la 
intrare cu nivelurile de referinţă interne 
prezen tate în tabelul 2. 

Eventualele diferenţe Intre tensiunea 
coreeiă (2,5V) şi tensiunea de CAF 
aplicată sunt corectate pnn intermediul 
tensiunii de varicap da la pinul 1 al 
microprocesorului. Dacă valoarea 
tensiunii de CAF este mai mare decât 
nivelul de referinţă 4 (3, IV} sau mai 
mică decât nivelul de referinţă 2 (1,9V), 
atunci tensiunea VT va cresle/scadaln 
sensul corectării frecvenţei de ta 
intrarea FI (echivalent cu corectarea 
acordului selectorului). Circuitul de 
CAF din interiorul microprocesorului 

funcţionează numai in, prezent a 

semnalului.IDENT cu Q-valoare mai 

m are de 3 . S V în Pinul 29 al 

microprocesorului. 

Acordul automat 
Secvenţa de acord automat 
începe pnn apăsarea tastei SEARCH 
(căutare). La apăsarea acestei taste, 
pe ecran vor apare: 


Figura 3 

- banda selectată; 

- sistemul selectat; 

- bara indicatoare a lesniuniide 

acord¬ 
aj Dacă se apasă tasta 
SEARCH atunci când televizorul este 
acordat pe un semnal TV, tensiunea de 
acord VT va fi măntă până la dispariţia 
semnalului IDENT (aproximativ o 
creştere a frecvenţei de 5MHz) După 
aceasta, căutarea are toc ca şi când 
televizorul nu ar fi fost acordat. 
Tensiunea de acord creste, frecventa 


TEHNIUM • Nr. 10/1997 


23 



















































VIDEO-T.V. 


de acord creşte, ier în acest timp 
intrările de CAF şi IDENT sunt scanate 
de microprocesor. în mod normal, 
semnalul de sincronizare trebuie să fie 
prezent cu circa 1,5MHz înainte de 
acordul corect. în lipsa IDENT, 
căutarea se face cu circa 0,SMHz/pas 
de căutare (pasul a din figura 4), La 
apariţia IDENT şi în acelaşi timp la 

Şam t Starea 


defectele de tipul menţionat, se verifică 
tensiunile de alimentare ale TDAS305A 
şi microprocesorului, componentele 
externe asociate secţiunilor de CAF şi 
IDENŢ, precum şi circuitele integrate 
menţionate. O sene de defecte mai 
des întâlnite suni menţionate mai jos: 
* bobina de acord CAF T2Q3 sau 
condensatorul de acord defect. 

2 Starea i 


Tensiunea de CAF are valori anormale 
şi circuitul nu funcţionează corect; 

• defectare a secţi unii d e CAF din 
TDA8305A(se manifestă la fel ca unul 
din ultimele două defecte); 

• scurtcircuitarea condensatorului 
C240 de la pinul 22 al TDA8305A. La 
microprocesor nu ajunge semnai ui 
IDE NT, ceea ce face ca secţiunea de 

5R* 



atingerea semnalului de referinţă 6 
(4,4V), din figura 5, de tensiunea de 
CAF de la pinul 9. pasul de căutare se 
micşorează la circa 0,2MHz (pasul b). 
După scăderea tensiunii de CAF sub 
nivelul de referinţă 5 (3,8V), pasul de 
căutare se micşorează din nou la circa 
50kHz (pasul c), Tensiunea de CAF 
trece prin minim, după care se 
stabilizează la nivelul de referinţă 3 
(2,5V), ca în figura S. De remarcat că 
plaja de CAF între nivelurile de 
referinţă 2 şi 4 (1,9-3.IV) este 
considerată ca bandă de zgomot 
admisibilă. 

Defecte 

■ Un defect destul de întâlnit si 
care uneori crează probleme 
depanatorilor este acela că, în timpul 
secvenţei de căutare automată, 
acordul nu se realizează (căutarea 
nu se opreşte) pe nici un program, 
în aceste cazuri, căutarea are loc în 
mod continuu. Acest defect trebuie 
diferenţiat de cazul în care acordul se 
realizează pa majoritatea posturilor, 
dar pe unul singur (sau pe câteva) 
căutarea nu se opreşte, ceea ce nu 
constituie un defect propriu-zis, ci este 
mai mult o problemă de proiectare, 
care va fi analizată ta capitolul 
consacrat unor îmbunătăţiri Tn 
funcţionarea televizoarelor Royal 
propuse de autori. în generai, la 

24 


Continuitatea bobinei se măsoară cu 
ohmmeîru), dar condensatorul de 
acord este greu de verificat, deoarece 
se află sub blindajul (ecranul) bobinei. 
In general, este bine ca această cauză 
să fie lăsată Ea sfârşit, după epuizarea 
celorlalte posibile defecte, deoarece 
necesită înlocuirea bobinei sau a 
condensatorului şi refacerea acordului, 
operaţie care este dificil do realizat fără 
aparate specializate (vezi reglarea 
CAF). Condensatorul sa înlocuieşte 
prin înlăturarea blindajului, 
eliminarea cond ens atorulu i vechi 7 
şi montarea la loc a bl in d aj ului şi 
a unui condensator de 82pF 
ceramic pe spatele cablajului; 

* Defectarea VR101. Se 4 

înlocuieşte semi regi abilul şi se fws 
reglează tensiunea de 2.5V pe 3 

pinul 9 al microprocesorului, ] 

după punerea la masă a pinului 

19 al TDA8305A- Drn practică, se 
constată că un reglaj peste 2,5V 
până la 2,7V este corect, dar sub 
2,5V, este posibil ca unele programe 
să nu mai fie prinse; 

* scurtcircuitarea C238 d e la pi nu I 
19 al TDA8305A. tn acest caz circuitul 
de CAF este blocat, iar tensiunea de 
ia pinul 18 este în jurul a 6V şi nu 
variază; 

* scurtctrcu ita rea cond e nsatoru I ui 
C237 de la pinul 16 al TDA8305A. 


CAF a microprocesorului să nu fie 
activă. Toate defectele datorate lipsei 
IDENT se manifestă şi prin lipsa 
sunetului în prezenţa unui semnal 
memorat anterior; 

• defectarea microprocesorului; 

* defectarea sursei stabilizatoare 
de 5V (LM70Q5 sau echivalentă). In 
cazul acestui defect, ciudat ca formă 
de manifestare, tensiunea la ieşirea 
sursei si care totodată alimentează 
microprocesorul are valoarea de circa 



7V şi aparent funcţionarea este 
normală. Totuşi, deoarece nivelurile de 
referinţă interne ale microprocesorului 
sunt dependente de tensiunea da 
alimentare, acestea vor fi diferite de 
cele normale şi vor duce fa o 
funcţionare defectuoasă a secţiunii 
CAF.' 

_ (continuare in numărul următor) 

TEHN1UM * Nr. 10/1997 

































CLUJ-NAPOCA, str. Posterir nr. 73 t fel; .064438401. s 

BBS; 064-438402 (după ora 16:30)V fax: 064-438403 $ 

BUCUREŞTI» st* Popa Nab nîS>. sectorul U, te l/f ax?5(l $583606* 
c-mail: \ îticom^viâcom.cJiitcj.ro *■ 

Bw^VVV .jLÂ te 

DISTRIBUITOR PENfRU ROMÂNIA: 

> ■ TRANSFORMATOARE LINir HR-DIEMEN 
hj ^f - TELECOMENZI TIP HQ / _ _// 

»v w Pafir i^^â bL 

I CEL MAI MARE DISTRIBUITOR DE COMPONENŢI 

IV *** Materiale electronice din ROMÂNIA: 


DE, TRANZISTOARE, 

TE INTEGRATE, MEMORII, 
TOARE, CÂPACITOARE, 
CABLURI Şl CONECTORI, 


TEHNIUM. 10/1997 

CUPRINS: 

ELECTRONICA LA ZI 

* Sisteme de transmisiune cu spectru împrăştiat 

- irig. Şerban Naicu. ing. Gheorghe Costea Pag. 1 

AUDIO 

* Efecte sonore în tehnica analogică şi digitală {IV) r - Aurelian Lăzâroiu şi 

ing. Cătălin Lâzâroiu Pag. 5 

* Circuite integrate amplificatoare pentru căşti - ing. Aurelian Mateescu Pag. 8 

LABORATOR 

* Radioreceptoare MF cu TDA7000 - ing Şerban Naicu Pag.9 

* pH-metru electronic termocompensat - ing. Nicolae Sfetcu Pag. 12 

ELECTROALIMENTARE 

* Regulator de tensiune cu tiristori - Ing. Florin Bălan Pag. 14 

* Convertor dc-dc * Alexandru Zanca Pag. 15 

CQ-YO 

* Transceiver monobandă QRP - ing. Dinu Costin Zamfirescu Pag. 16 

* Modificarea VFO-ului în transceiverul Radlo'76 - ing. Fiorin Bălan Pag. 20 

VIDEO-T.V. 

■ Depanarea televizoarelor în culori (iX) * Ing. Şerban Naicu şi Pag. 21 

inq Horia Radu Ciobăneseu