Tehnium/1998/9806c

gssr 

ru dinamic d< 
croem'i^° r 

,\tmeW u 


eieeW^U 

„ audiofmm' 


NliiW° 

~yjattm eVU< 
^.«nărawr 


# • 

































ERA ELECTRONICII “SOLID STATE" 


Această eră a dispozitivelor se n-ic inductoare se 
întinde pe durata unei jumătăţi de secol şi poate fi numită 
pe drept cuvânt era electronicii moderne 

Probabil că daca ar trebui sa fie ales un unic simbol 
pentru întreg acest univers pe care îi reprezintă 
electronica, acesta ar fi tranzistorul 

Nu pot fi imaginate astăzi elei: r cr ca sau 
informatica fără acest minuscul dispozitiv eâectrco c care 
multiplicat în milioane de exemplare pe c- p 

dând naştere microprocesorului, este reprezentat ce 
tranzistor 

Deşi este puţin cunoscut. primele pagini dn rstona 
tranzistorului sunt scrise mai întâi de tranzistorul cu efect 
de câmp şi abia mai apoi de cel bipolar. 

Intr-adevăr în an ut 193C cercetător ~ 

Julius Edgar Lilienfeld descoperă faptul că se poate 
comanda conducţia Intr-un cristal aplicăncu-^se ac-esr 2 
un câmp electric perpendicular. Acesta a depus m m u te 
brevete referitoare la ceea ce putem considera asîâz 
primul tranzistor cu efect de câmp ; respectiv în 1926 
(US Patent no. 1900.018) şi în 1930 (US Patent 
no. 1745.175). 

Un alt cercetător cu preocupări în domeniul 
efectului de câmp a fost britanicul Oscar Heil care, în 
1935, a obţinut şi e! un brevet pentru invenţiile sale (British 
Patent no/l 745.175). 

Firma Bell Telephone Laboratories a început studiul 
mişcării electronilor în solide încă înainte de primul război 
mondial. Grupul său de cercetători avea ca principal 
teoretician pe W. Shockiey (din anul 1936), iar în 1945 
s-a ataşat grupului X Bardeen. 

La sfâşitul anilor ’30 tânărul fizician din 
laboratoarele Beii, William B. Shockiey, încearcă să 
înlocuiască comutatoarele electromecanice utilizate în 
telefonie pentru stabilirea conexiunilor, preoeupându-se 
cu precădere de o teone propusă ce Wsfler Sc~ot> * * 
referitoare la efectul de redresare a curertjiur aze^-a*. 
observat într-o joncţiune metal-semicooductc r 

Schockley a întrevăzut posibi ta tea a-: 
semnalului prin intermediul uneîzone situate sub £‘^ 3 : J 
de metal Primele sale încercări pentru realizarea unu 
asemenea dispozitiv (efectuate cu cupru şi oxid de cupru 
în anul 1939, au fost infructuoase. El a reluat aceste 
studii după cel de-al doilea război mondial, în echipă cu 
John Bardeen şi Walter FL Brattain, utilizând ca material 
semiconductor germaniul. 

Această echipă realizează în anul 1947 primul 


tranzistor cu vârfuri, al cărui prinbpMfcAr dtcr are a 
fost lămurit în aprilie 1949 de Bardeer 5 Erasi ■- 

in anul 1948 Shockiey le pu :: primul 
tranzistor bipolar cu joncţiuni înace^ ar 5~ccxtey 
şi Gerald L. Pearson de ia Bell L abcr^r— remarcă 
efectul unui câmp asupra unei joncbin ^ oa siiau. 
Anul 1948 poate fi considerat anul ?n care e—râr:n ca a 
fost cu adevărat revoluţionată, consoarte acestei 
revoluţii le trăim şi astăzi. 

Primul tranzistor cu joncţiuni a tos: ies i~s ‘r alie 
"951 de Shockiey, Sparks şi Teal. 

Apoi, în 1952 Shockiey publică ■ ; z storului 
cu efect de câmp unipolar, în timp ce George G. Dacey 
s a~ M. Ross realizează primul element (în 1953) cu 
aburul germaniului. 

Unul dintre primele tranzistoare cu efect de câmp 
zi zează în 1955 t cercetătorul francez Stanislas 
Teszner Acesta funcţiona la frecvenţe relativ ridicate 
ra za zat tot cu ajutorul germaniul (fiind 
denum -t lacrei"! r 

Oar T cu'â~r e : . ncepe să se impună ca 
matenal sem : * ie ie o parte prin gama sa de 

temperatură mai car $ catorită modalităţilor mai 
simple de fucm cu acesta As re ' 1960, Dawon Kahng 
şi John Ataila de la Be Laboratories propun o structură 
de siliciu în care un electric de comandă izolat (poartă) 
provoacă crearea unui canai conductor între joncţiunile 
PN. 

J. Torkel Wallmark de la RCA întrevede 
posibilitatea elaborării funcţiilor logice cu ajutorul MOS- 
urilor. Un alt cercetător de la firma RCA t doctorul Paul 
K. Weiner dezvoltă această Idee cu ajutorul MOS-urilor 
cu straturi subţiri de sulfura şi seleniură de cadmiu. 

în aceiaşi timp, firma Texas Instruments depune 
un brevet asupra circuitului integrat, autor Jack Kilby 
1959), iar firma Fairchild pune la punct procedeul "planari 1 
(1960). 

Primul circuit integrat MOS (1962) este datorat 
„ rrcrstem ş -e~3 ' _e 2 'adoratoarele de cercetări 
etectrcr es aie fames RCA Este vorba despre o reţea 
de op ■ oerecr de tranzislDare cu caia V interconectate 
sub forma une porţi duble ct patru întrăr 

Au urmat, în avalanşă, apanţia uno^ no “atenale 
(arseniura de galiu). noi structuri, depăşirea tutu re 
graniţelor (de frecvenţă, de putere etc.) care păreau 
intangibile. Iar lucrurile nu se vor opri cu siguranţă aici! 

Şerban Naieu 


Redactor şef : ing. ŞERBAN NAICU 


Abonamentele la revista TEHNIUM se pot contracta la toate oficiile poştale din ţară şi prin filialele 
ROD1PET SA, revista figurând la poziţia 4385 din Catalogul Presei Interne. 

Periodicitate : apariţie lunară. 

Preţ abonament : 6000 lei/număr de revistă. 

• Materialele în vederea publicării se trimit recomandat pe adresa: Bucureşti. CP 42, CP 88. Le 
aşteptăm cu deosebit interes. Eventual, menţionaţi şi un număr de telefon 2:2 - cuteîi fi contactaţi. 

• Articolele nepublicate nu se restituie. 





















ELECTRONICA LA ZI 


COMUNICAŢII RADIO-PACHET DE AMATORI (IV) 
dr.ing. Şerban Radu lonescu/Y03AVO 
Cătălin lonescu/Y03GDK 




- urmare din numărul trecut - 
Figura 6 prezintă schema 
unui modulator AFSK ce poate fi 
programat să genereze orice frecvenţă 
din gama 0Hz...2497 T 5Hz cu un pas 
de 2,5Hz. Di vizorul fracţionar are trei 
celule cu circuitul integrat HEF4527, 
deci M poate lua orice valoare întreagă 
între 0 şi 999 inclusiv (C^ este 
programat cu M Qi Cl 2 cu M 1 şi Cl 3 cu 
M ? ). In vederea satisfacerii condiţiei 
enunţate mai înainte s-a dovedit 
suficientă o valoare pentru factorul de 
divizare fix K=512, Semnalul sinusoidal 
de ieşire este aproximat din 32 


îndeplineşte şi funcţia de filtru trece- 
jos de netezire, 

2 . Demodulatoare AFSK 

Sarcina demodulatorului 
AFSK constă în recuperarea 
informaţiei digitale în condiţiile practice 
ale unei transmisii printr-un canal de 
comunicaţii imperfect din punctul de 
vedere al caracteristicii echivalente de 
transfer şi prin prezenţa perturbaţilor. 

în cadrul problematicii 
abordate, diversele aspecte ale teoriei 
semnalelor, printre care şi prelucrarea 
lor, prezintă o importanţă deosebită, 
întrucât recepţia reprezintă un proces 


Ftogcmcra 
I rrV'O > 


m 

ffHz] 

428 

Î070 

480 

1200 

508 l 

1270 

880 

2200 



nu 

CLK Registru deplasare 

> 


intrare sene/îesire paralei o 

2 

—► 

D T celule 

L "r - r— 


1 


Rî 


Rr 




14 


\ 

\ 

-IF 

- 7 

\ 

3 


12 


, II 


Tm 9 


IC 




03 

4 mm? 


A ' 

5 

B 

EO 

C 


D 

OJr 

CA5 

cur 

E 


>OK 

-9* 

ST q _ 


1 

□ 

T _TLrLL 2 fi£M* 


\ 


14 


\ 

"1F 


2 


3 

12 


13 


02 

4 40=4527 


A 

S 

3 

EO 

C 


0 

OUT 

CAS 

cu 

E 


>OX 

V 

SF q_ 


\_ 


recepţioneze optim semnalul căruia îi 
este adaptat. Modelul cel mai simplu 
şi totodată cel mai important pentru 
elucidarea aspectelor de bază ale 
problemei presupune că influenţele 
parazite în semnalul recepţionat r(t) 
sunt aditive: 

r(t) = u(t)+z(t) (2-i) 

unde u(t) este semnatul emis ia sursa 
de informaţie ( de modulatorul AFSK 
în cazul nostru), iarzţt) este un zgomot. 
Sarcina receptorului, în ansamblu, 
constă în extragerea din r(t) a 
componentei u{t), în modul cel mai bun 
cu putinţă. Receptorul trebuie să 
decidă în mod optim, sensul afirmaţiei 
fiind precizat în funcţie de datele 
apriorice despre semnal, despre 
zgomot şi efectul deciziei (costul erorii, 
de exemplu). 


cn 

A HEF4527 


\ 

nr 

\ 

2 

V_ 

3 

12 1 


13 


A ! 


3 

EO 

c 


D 

OU 

CAS 

OU 



>QK 

■? 

st a 


13 


Q£A 



UJ 

rst 

QC 

a k< 

GB 


GA 

D 


4015 



066 


Qlj 

m 

QC 

OK< 

05 


GA 

0 


4015 



05A 


GD 

IST 

QC 

a k< 

QB 


QA 

D 



4015 


RI6 RJ5 Rf4 


m=R!6=1MCm 

R2=R(5=3W1% 

[Î3&R14=21CW1% 

R4=R13=15QKn% 


m rii m R9 


RB R7 R6 R5 


R5=R’2=130K/I% 
R6=R’ Î=11W% 
R7-R10*',Q5KT% 
RS=R9=lOCWt% 


eşantioane uniform repartizate pe o 
perioadă, valoarea unui eşantion fiind 
reţinută până la eşantionarea 
următoare (interpolare de ordinul zero), 
după principiul din figura 7. La o 
frecvenţă de eşantionare aşa de mare 
(practic, pentru radio-pachet de peste 
32kHz), în cele mai multe situaţii, 
reţeaua de cuplaj şt polarizare a 
diodelor varicap din modulatoarele în 
frecventă ale emiţătoarelor 


Fgira 6 

aleator, teoria prelucrării 
semnalelor utilizează ca 
instrument matematic de bază 
calculul probabilităţilor şi în 
particular teoria statistică a 
deciziei, fdeea principală, care se 
degajă din studiile teoretice şi 
experimentale, constă în 
recunoaşterea faptului că pentru 
un semnai dat există un singur 
receptor în măsură să 



ase 

CD 

RST 

QC 

QK< 

Q0 


QA 

D 


4015 


AA 


jc Tx 


Rguo 7 


TEHNIUM • Nr. 6/1998 


















































































































































ELECTRONICA LA ZI 


O schemă bloc simplificată a 
unui receptor optim pentru un anumit 
tip de semnal u(t) este aceea din figura 
8 , în care s-a notat u'(t) estimarea 
semnalului emis. 

Filtru) adaptat la semnalul 
u(t) este un filtru liniar a cărui funcţie 
pondere (răspunsul filtrului la un impuls 
de durată infinit mtcă şi de nivel infinit 
mare) este: 

h(t)=u(t-t) {2-2} 

t fiind o întârziere arbitrară, utilă în 
general la asigurarea realizabitităţii 
fizice a filtrului. Din (2-2) rezultă că 
caracteristica de frecvenţă a filtrului 
adaptat este egală (la o anumită scară) 
cu funcţia spectrală conjugata a 
semnaiuiui la care filtrul este adaptat, 
înmulţită cu un fazor ce pune în 
evidenţă parametrul t. Filtrul adaptat 
are proprietatea de a defaza 
componentele spectrale ale 
semnalului, astfel încât acestea ajung 
în fază şi se însumează aritmetic dând 
valoarea maximă a semnaiuiui de 
ieşire. 



Figura 9 


*' )= jf +a 4+t]- 


(2-3) 
j/vMT) 

\ ^ / 


Datorită faptului că variaţia în 
timp a semnalului FSK poale fi 
reprezentată şi sub forma (2*3), în care 
\j/k este o constantă pe intervalul de 
semnalizare [kT, (k+1)T], depinzând de 
structura secvenţei {ak} până la 
momentul kT, se poate înţelege uşor 
de ce demodulatorul optim AFSK 
coerent constă din două sec: uni 
asemănătoare, şi anume una optimă 
pentru semnale elementare de forma 
cos[(tJCfc+Aco)t+\i/k]pT(t-kT), iar cealaltă 
pentru semnale de forma cos[(oi*- 
Ao>)t+vuk]pT(t-kT). Fiecare din cele 
două secţiuni are schema bioc din 
figura 9 r In care procesul de integrare 
se reia periodic la începutul fiecărui 
interval de semnalizare, iar filtrul trece* 
jos elimină componentele cu frecvenţe 
2(coq+Aco) şi 2 (o)c-Aod) rezultate în urma 
multiplicărilor. 

2 


Asigurarea coerenţei 
multiplicărilor şi potrivirii intervalelor de 
integrare cu cele de semnalizare cade 
în sarcina unui bioc de sincronizare, 
care în lipsa unui canal de legătură 
dedicat sincronizării între emiţător şi 
receptor (deci, aşa cum este cazul 
comunicaţiilor radio-pachet), trebuie să 
extragă semnalele necesare din însuşi 
semnalul recepţionat. Blocul de 
sincronizare întregeşte schema bloc a 


(cel pu: r 2 h" i .recent!) indicele de 
modulaţie are valoarea 2/3 în cazul 
emisiunilor din unde scurte şi 5/6 în 
cazul emisiunilor in u"de ultrascurte, 
condiţia enunţată nu este îndeplinită. 

Ori de câte ori indiceie de 
modulaţie este raţional, de forma m/q 
(m şi q numere naturale fără factori 
comuni), apariţia componentelor 
spectrale discrete poate fi forţată 
aplicând semnalului recepţionat o 


rffl 



figuaS 


demodulatorului AFSK optim, din 
figura 10, şi de fapt acurateţea 
funcţionării sale asigură acestuia din 
urmă apropierea de limitele 
performanţelor teoretice. 

Constrângerea de a obţine 
semnalele de sincronizare numai din 
cel recepţionat conduce la complicaţii 
tehnice deosebii de mari, mult 

influenţate de standardul adoptat 

prag decizie - 1 



fuijr 

I 

fcr 



_ 

+ 

>07 




A 

4 

1 


4 


J 

—u 

l— 

L 



JJ 

Pr+lJ- 




pentru semnalul AFSK (adică de 
raportul dintre valorile frecvenţelor de 
semnalizare pe de o parte, şi dintre 
acestea şi tactul de bit pe de alta). 
Aceasta datorită faptului că procesul 
de sincronizare se bazează pe 
existenţa unor componente spectrale 
discrete în spectre! semnale: _ AFŞK. 
şi s-a amintit deja că astfel de 
componente apar numai ca că .iac 
de modulaţie q are valoare '-t'eagâ 
Cum însă în practica radioamatorilor 


prelucrare neliniară, procedeul cel mai 
uzual constând în ridicarea sa la 
puterea q (deci. în căzui nostru la 
puterea 3 şi respectiv 6). 
Componentele spectrale discrete pot 
fi izolate prin filtrări de bandă îngustă, 
pot fi mixate apoi între ele, iar prin 
divizarea frecvenţei produselor 
rezultate se obţin în final componentele 
sincrone de frecvenţe (ox+A<u), (coc-Am) 
şi 2rr/T. Pe seama datelor estimate 
până la începutul intervalului de 
semnalizare k se poale estima l Fk, şi 
cu acest defazaj se ajustează faza 
oscilaţiilor locale aplicate 
multiplicatoarelor. 

Nu se cunosc, până în 
prezent, realizări practice de 
demodulatoare optime coerente care 
să poată fi utilizate în practica 
amatorilor, mai ales că lor li s-ar 
pretinde şi viteze de intrare în 
sincronism mari, ţinând seama că cele 
mai muite pachete durează sub o 
secundă. 

Din punct de vedere al 
complexităţi tehnice problema nu se 
uşurează sur; en: de mult nici dacă se 
renunţă la cona t-a de coerenţă în 
favoarea demodulatorului optim 
"ecoerer- a care schema bioc este 



Figura 10 


TEII NIL.M • Nr. 6/1998 

























































ELECTRONICA LA ZI 


Q 


redată în figura 11. E! se bazează pe 
cunoaşterea apriorie a valorilor 
nominale pe care le au cele două 
frecvenţe de semnalizare şi generarea 
lor de către o bază de timp locală. 
Rămâne însă în continuare de extras 
din semnalul AFSK recepţionat 
sincronizarea de bit. S-ar putea folosi 
în acest scop alternarea regulată a 
celor două frecvenţe de semnalizare 
pe o durată convenită, la începutul 
emisiei, înainte de primul cadru din 
pachet, urmând ca după aceea, pe 
durata restului pachetului, 
sincronizarea tactului de bit să fie 
menţinută tot pe seama bazei de timp. 

Cele sumar expuse până 
acum conduc la concluzia că, în 
condiţii de amator, pentru 
standardele de semnalizare 
adoptate iniţial (şi iarg răspândite în 
prezent), nu sunt încă accesibile 
demodulatoare optime din punctul 
de vedere al probabilităţii de eroare 
la un anumit raport semnal/zgomot 
dat. 

Cu acceptarea degradării 
inerente a performanţelor în condiţii de 
semnale slabe, dar cu câştigul 
simplităţii, s-au impus în practica 
demodulării semnalelor modulate în 
frecvenţă digital variante ale schemelor 
cu discriminator şi diferenţiale. 

Dacă pentru transmisiuni de 
viteză foarte redusă (circa 75 baud) au 
putut fi adaptate fără mari dificultăţi 
schemele clasice de discriminatoare 
pentru semnale analogice (cum ar fi, 
de exemplu, chiar cea bazată pe două 
circuite selective de bandă îngustă 
acordate pe frecvenţele de 
semnalizare, urmate de detectoare de 
anvelopă diferenţiale), pentru 
comunicaţiile radio-pachet acestea nu 
dau satisfacţie. Având la dispoziţie într- 
un interval de semnalizare maximum 
4,23 perioade pentru viteza de 300 biţi/ 
s şi respectiv 1,83 pentru aceea de 
1200 biţi/s, nu se poate asigura la 
ieşirea discriminatorului o atenuare 
suficientă a oscilaţiei de intrare, lucru 
care conduce la creşterea pronunţată 
a probabilităţii de estimare greşită a 


datei curente recepţionate, pe seama 
reglajului foarte critic al praguiui 
comparatorului de nivel din biocul de 
decizie. 

Deşi există variante 
constructive care ameliorează această 
situaţie pe calea dublării frecvenţei 
semnalului AFSK de intrare, înainte de 
a fi aplicat discriminatorului, totuşi 
soluţia care elimină complet acest 
neajuns constă într-o translaţie 
spectrală în sus, de tip bandă laterală 
unică. 

Figurile 12 şi 13 redau un 
mod de aplicare a acestei idei în cazul 
unui demodulator pentru viteza de 
1200 biti/s, în care rolul 


superioară unică, având la bază 
principiul defazării. Reţeaua de 
defazare are patru poli (la frecvenţele 
trecute în paranteze) şi asigură o 
atenuare a benzii laterale nedorite cu 
aproximativ 40dB, Valoarea frecvenţei 
de oscilaţie liberă a oscilatorului buclei 
se reglează cu potenţiometrul P la 
21,7kHz. îndepărtarea componentelor 
de înaltă frecvenţă din semnalul de 
eroare ai buclei este uşurată de faptul 
că la ieşirea comparatorului de fază de 
tip “sau exclusiv" (din circuitul PLL 
HEF4046), la sincronism, apare un 
semnai rectangular cu frecvenţă dublă 
(43,4kHz) si factor de umplere nominal 
50%. 



discriminatorului de frecvenţă este 
preluat de o buclă PLL de ordin doi. 
Spectrul semnalului de intrare este 
translata! în jurul frecvenţei cu valoarea 
de 21,7kHz, într-un bloc modulator de 
amplitudine cu bandă laterală 



Figura 12 


Formarea datelor este 
asigurată prin comparaţie relativă la 
componenta medie a tensiunii de 
eroare, m(t)’ fiind estimarea semnalului 
modulator. întrucât valoarea acestei 
componente medii depinde de 
valoarea frecvenţei libere a 
oscilatorului buclei, modificarea 
acesteia din urmă sub acţiunea 
variaţiilor temperaturii ambiante în mod 
special, poate provoca pierderea 
datelor din prima parte a pachetului. 
Pentru a preîntâmpina această situaţie, 
schema prevede aplicarea la intrarea 


TEHNIUM * Nr. 6/1998 


3 



















































































ELECTRONICA LA ZI 


translatorului de spectru a unei oscilaţii 
locale având frecvenţa egală cu cea a 
purtătoarei semnalului AFSK 
(1700Hz), pe întreaga durată de timp 
cât acesta lipseşte. Comutarea intrării 
translatorului între cele două semnale 
este comandată de detectarea 
prezenţei unei purtătoare în lanţul de 
frecvenţă intermediară a receptorului. 

Varianta de demodulator 
descrisă mai sus se poate aplica şi 
transmisiunilor cu viteza de 300 biţi/s, 
dar pentru acestea a fost imaginată o 
altă tehnică, aplicată de altfel pe scară 


demodulare bazată pe măsurarea 
semiperioadelor este supusă unei erori 
sistematice de cuantizare. 
Exemplificarea mecanismului de 
producere a erorii, în cazul unei tranziţii 
de ia frecvenţa de 1270Hz !a cea de 
1070Hz, este schiţat în figura 14, unde 
pentru claritatea desenului s-a înlocuit 
forma de undă sinusoidală cu una 
triunghiulară. Astfel, dacă schimbarea 
de frecvenţă se produce Intr-un 
moment suficient de apropiat de 
începutul semiperioadei, ca în figura 
14(a), timpul scurs între cele două 


curente. Dacă însă schimbarea 
frecvenţelor are loc mai târziu, este 
posibil ca cea de-a doua trecere prin 
zero să apară înaintea momentului de 
prag, ca în figura 14{b). Se va trage 
astfel concluzia falsă că frecvenţa nu 
s-a modificat, rămânând 1270Hz. 
Noua valoare a frecvenţei va fî 
detectată abia la sfârşitul următoarei 
semiperîoade a semnalului AFSK, şi 
anume a celei negative. Analiza cazului 
cel mai nefavorabil pune în evidenţă 
că eroarea maximă care se poate face 
cu privire la determinarea momentului 



măsurarea timpului scurs între două 
treceri prin zero succesive ale 
semnalului AFSK, întrucât pentru a 
cunoaşte cât mai repede valoarea 
frecvenţei unui semnal sinusoidal este 
suficient să i se măsoare durata unei 
jumătăţi de perioadă. 

Pentru frecvenţa de 
semnalizare de 1070Hz o 
semiperioadă durează 467,3ps r iar 
pentru aceea de 1270Hz ea durează 
393,7us. Comparând durata unei 
semiperioade a semnalului AFSK cu 
praguf optim dat de media celor două 
valori, adică cu 430,5ps, se poate şti 
care este frecvenţa de semnalizare 
curentă. însă, datorită faptului că tactul 
de bit ia emisie nu este coerent cu faza 
semnalului AFSK. tehnica de 


noua frecvenţă este determinată 
imediat, la încheierea semiperîoadei 
momentul schjmbcmî frecventei 


durata unui bit. 

- continuare în numărul viitor- 



momentul schimbării frecventei 



Rgja 14 


prag corupere e -! 


TEHNILM • Nr. 6/1998 












































































































AUDIO 


FILTRU DINAMIC DE ZGOMOT (D.A.N.F.) 

ing. Emil Marian 



Filtrul dinamic de zgomot 
prezentat In acest articol 
(D.A.N.F.-Dynamic Audio Noise Fifter) 
reprezintă un montaj electronic cu 
rezultate practice deosebit de eficiente. 
E! deţine o serie de performanţe foarte 
bune, care II impun în atenţia 
amatorilor de audiţii HI-FI. 

Cu ajutorul acestui montaj se 
poate elimina zgomotul unei benzi 
magnetice imprimate (TAPE HISS), 
acel "fâsâit" supărător auditiv, sesizabil 
mai ales în pauzele dintre două pasaje 
muzicale. 


semnalului audio de intrare, din punct 
de vedere al amplitudinii, al compoziţiei 
spectrale de frecvenţă şi al duratei 
semnalelor de frecvenţă medie-înaltă. 
Aceşti trei factori determină 
instantaneu (împreună) banda de 
trecere a FTJU. 

Structura montajului a fost 
aleasă astfel încât el să prezinte 
constante de timp diferite în ceea ce 
priveşte variaţia lărgimii benzii de 
trecere (mărirea sau micşorarea ei). 
Constanta de timp care priveşte 
mărirea benzii de trecere a FTJU este 



Figura 1 

Concomitent., montajul este 
deosebit de util şi la utilizarea HI-FI a 
radioreceptoarelor, mai aies în cazul 
recepţiei stereofonice a unor posturi din 
benzile undelor ultrascurte. Aceeaşi 
îmbunătăţire evidentă a calităţii audiţiei 
se obţine şi în momentul utilizării DANF 
împreună cu un pick-up ; efiminându- 
se zgomotul datorat uzurii în timp a 
discurilor. 

Montajul face parte din 
categoria filtrelor dinamice de zgomot, 
în esenţă, el reprezintă un filtru trece- 
jos comandat în tensiune FTJU, a cărui 
frecvenţă de tăiere se modifică în mod 
continuu, în funcţie de structura 
semnalului audio ce conţine programul 
muzical sonor. Prin funcţionarea sa, 
DANF elimină zgomotele din banda 
frecvenţelor medii-înalte 

(1,5kHz-F2GkHz), de tipul celui HISS, 
din momentele în care semnalul audio 
prezintă în acest domeniu de frecvenţă 
un nivel mic, sau când acesta lipseşte 
(pauze). Banda de trecere a FTJU se 
modifică în permanenţă, în funcţie de 
nivelul şi compoziţia spectrală 
instantanee a semnalului audio, 
rezultatul fiind eliminarea completă a 
zgomotului HISS. Considerentul de 
bază ce determină funcţionarea 
montajului îl constituie analiza 


diferită de cea destinată micşorării ei. 
în acest fel se obţin două calităţi 
esenţiale privind funcţionarea 
montajului: 

- semnalele tranzitorii (de foarte 
scurtă durată) de frecvenţă medie- 
înaltă “trec” nedistorsionate (efectul 
PUMP); 

- se evită zgomotul de modulaţie 
(efectul BREATH1NG) determinat de 
amplitudinea mare a unor semnale de 
frecvenţă medie, care în lipsa unei 
constante de timp adecvate, referitor 
la "închiderea” FTJU, poate să-î 
genereze (WHEZEE). 


Un ansamblu de blocuri 
funcţionale electronice suplimentare 
ale montajului, care creează în mod 
practic un efect vizual deosebit de 
plăcut, este grupajul indicator cu LED- 
uri referitor la banda de trecere 
instantanee a FTJU,în funcţie de 
spectrul semnalelor audio de frecvenţă 
medie-înaltă, ea a fost împărţită în trei 
domenii şî anume: 

- frecvenţă sub 1,5kHz (LOW) - se 
iluminează un LED roşu; 

- frecvenţe între 1 : 5kHz-10kHz 
(MID) - se Iluminează un LED galben; 

-frecvenţe peste 10kHz (HIGH) - se 
iluminează un LED verde. 

Se menţionează că filtrul FTJU 
lucrează în domeniul 1,5kHz-^20kHz, 
cu o pantă de atenuare după frecvenţa 
de tăiere fc de circa 9dB/octavă. 

Montajul prezintă următoarele 
performanţe: 

- Impedanţa de intrare: Zi-47kQ; 

- impedanţa de ieşire:Ze=1Q0£2; 

- banda audio: M=2QHz^2QkHz; 

- atenuarea la capetele benzii audio 
A~±0,5dB; 

- banda de frecvente de lucru 
AfL=1,5kHz+20kHz; 

- reducere zgomotAN=15dB/1QkHz; 

-dinamica de lucru D>100dB; 

- raport semnal/zgomot S/N>85dB; 

- semnal de ieşire: Ue=2Vrms/ 1 Gk£2 , 
Uemax=1 0Vrms/ 1 0k£2; 

- distorsiuni armonice totale 
THD<0,1%; 

- distorsiuni de jntermodufaţie 
TJD<0,01%. 




TEHNIUM • Nr. 6/1998 
















































AUDIO 


o 


Schema bloc a reducătorului de 
zgomot DANF este prezentată în 
figura 1. Se observă că pe ambele 
canale informaţionale L şi R este 
amplasat câte un filtru trece-jos 
comandat în tensiune FTJU. 
Concomitent, cele două semnale audio 
din L şi R sunt însumate de un filtru 
trece-sus FTS (fără însă a se afecta 
separarea completă a celor două 
canale informaţionale, L şi R), Filtrul 
FTS realizează o analiză a spectrului 
de frecvenţe medii-înalte L+R, 
concomitent cu prelucrarea informaţiei 
care priveşte amplitudinea instantanee 
a acestuia. Biocui corelator de 
prezenţă (BCP) ţine cont de durata 
semnalelor de frecvenţă medie-înaltă. 
Urmează un bloc detector de 
amplitudine (BDA), care furnizează o 
tensiune continuă ce controlează 
instantaneu banda de trecere a celor 
două filtre FTJU 1 şi FTJU2, 

Modul lor de funcţionare este 
prezentat în figura 2. în lipsa 
semnalelor de frecvenţă medie-înaltă, 
sau în cazul în care acestea prezintă 
o amplitudine foarte redusă 
(comparabilă cu cea a zgomotului), 
banda de trecere a celor două filtre 
FTJU1 şi FTJU2 se reduce {vezi figura 
2a), rezultatul fiind eliminarea 
zgomotului. în cazul în care semnalele 
de frecvenţă medie-înaltă prezintă o 
amplitudine medie sau mare (mascând 
din acest motiv zgomotul), în mod 
instantaneu banda de trecere a celor 
două filtre FTJU1 şl FTJU2 se lărgeşte 
{figura 2b), lăsând nemodificat 
semnatul audio de pe cele două canale 
informaţionale, L şi R. 

Se menţionează că lărgimea de 
bandă a fitrelor FTJU1 şi FTJU2 este 
controlată continuu de acţiunea 
combinată a blocurilor FTS, BCP şi 
BDA. în acest mod, nivelul tensiunii 
continue de comandă a blocurilor 
FTJU1 şi FTJU2 este stabilit automat 
în funcţie de frecvenţa, nivelul şî 
compoziţia spectrală a semnalelor L+R 
de frecvenţă medie-înaltă. Un alt bloc 
electronic este amplificatorul 
antiiogaritmic (AAL), urmat de blocul 
de afişaj (BA) care, prin iluminarea 
LED-urilor, prezintă instantaneu banda 
de trecere a filtrelor FTJU. 

Schema electrică a 
reducătorului de zgomot DANF este 
prezentată în figura 3 (unul din cele 
două canale informaţionale). Se 
observă că semnalul audio ce urmează 


a fi prelucrat se aplică, de la intrarea 
montajului, prin intermediul grupului 
R1C1, la intrarea neinversoare a 
amplificatorului operaţional CI-1A. El 
formează împreună cu circuitul integrat 




CF1B şi componentele electrice pasive 
aferente, filtrul trece-jos comandat în 
tensiune FTJU. Amplificarea 
amplificatorului operaţional CU A este 
fixată de raportul rezistoarelor R3/R5. 

Q Q Q Q 33 

ll^ 

m m m rn *— rn m c_ 

£Z 

(fi—(f) 




g* 1 1 


n 


LJ 

W cn -Q A 

ro TIP 

* Ir 

Ls, \ 

r- i 

pr 3 

rS 3! 


MO 


6 


TEHNIUM • Nr. 6/1998 































































































AUDIO 



Figura 4 



în domeniul frecvenţelor joase 
ale semnalului audio reactanţele 
capacitive ale condensatoarelor C4 şi 
C5 prezintă valori foarte mart- Acest 
lucru determină la ieşirea 
amplificatorului operaţional CI1B 
prezenţa unei surse de impedanţă 
echivalentă scăzută. în acest caz, 
amplificarea amplificatorului 
operaţional Cil A este de circa 20dB. 

TEHNIUM • Nr. 6/1998 


în cazul apariţiei semnalelor de 
frecvenţă medie-înaltă, reactanţele 
condensatoarelor C4 şi C5 vor 
descreşte odată cu creşterea 
frecvenţei. în acest caz, la ieşirea 
amplificatorului operaţional CI1B apare 
un efect de bootstrap, care determină 
în final mărirea virtuală a valorii 
rezistenţei R5. Datorită acestui fapt, 
amplificarea lui CI IA pentru ^spectrul 


frecvenţelor înalte devine mai mică T 
deci filtrul trece-jos îşi micşorează 
banda de trecere atenuând semnalele 
de frecvenţă înaltă. Pentru a modifica 
frecvenţa de tăiere fc a filtrului trece- 
jos FTJU, tranzistorul TI {de tip FET) 
a fost astfel amplasat încât să poată 
şunta la masă semnalul aplicat la 
intrarea neinversoare a amplificatorului 
operaţional CUB. 


7 



























































































































































AUDIO 


In figura 2a este prezentata 
alura benzii de trecere tensiune- 
frecventă a FTJU, în cazul In care 
tranzistorul TI prezintă o rezistenţă 
echivalenta drenă-sursă mare, iar 
semnalele de frecvenţă medie-înaltă 
sunt atenuate, 

în figura 2b este prezentată 
situaţia în care filtrul FTJU "este 
deschis 11 , deci rezistenta echivalentă 
drenă-sursă a tranzistorului TI este 
minimă, "scurtcircuitând la masă 
intrarea neinversoare a amplificatorului 
operaţional CfIB. 

Se observă că frecvenţa de 
tăiere a FTJU devine 20kHz, iar în 
acest caz semnalul audio trece 
nemodifical spre ieşirea montajului. 
Semnalul de comandă aplicat în grila 
tranzistorului TI permite ca banda de 
trecere a filtrului FTJU sâ fie ajustată 
pentru orice spectru de frecvenţe 
medii-înalte. Acest lucru permite ca 
semnalele de frecvenţă joasă să freacă 
spre ieşirea DANF nemodificate, iar 
zgomotul care nu este mascat de 


nivelul de la care zgomotul este 
eliminat sau atenuat. 

în mod practic, potenţiometrul 
R27 reglează nivelul tensiunii continue 
aplicate la intrarea neinversoare a 
amplificatorului operaţional CI2, deci 
implicit nivelul tensiunii continue 
obţinute la ieşirea acestuia. 

Rezultatul este determinarea 
punctului static de acţionare asupra 
valorii rezistenţei echivalente drenă- 
sursă a tranzistorului T1. Funcţionarea 
dinamică a tranzistorului TI este 
determinata de semnalul “alternativ" de 
comandă, care apare în funcţie de 
spectrul de frecvenţe medii-înalte 
proprii programului muzical sonor. 
Componenta “alternativă" de 
comandă, preluată de la ieşirea 
amplificatorului operaţional CI2A, este 
determinată prin sesizarea amplitudinii 
semnalului audio de frecvenţe mediu 
înalte preluat de la ieşirea 
amplificatorului operaţional CUB, 

Blocul corelator de persistenţă 
(BCP) este format din grupul 


D4C21R39 şi apoi folosit la comanda 
blocului comparator de niveluri, realizat 
cu ajutorul amplificatoarelor 
operaţionale IC2C şi IC2D, Ele 
comandă reţeaua logică formată din 
diodele D5, D6, D7 care, la rândul ei, 
permite intrarea în stare de eonducţie, 
deci iluminarea LED-uriîor 

Potenţiometrul semireglabîl R37 
a fost prevăzut în vederea reglajului ce 
priveşte frecvenţa instantanee de 
taiere a FTJU corelată cu iluminarea 
celor trei LED-uh şi anume: 

-f < 1,5kHz- iluminare LED roşu (R); 
-fe 1,5kHz10kHz - iluminare LED 
galben (Y); 

-f> 10kHz-iluminare LED verde (G). 
Realizare practică şî reglaje 
Montajul se realizează practic 
folosind o plăcuţă din sticlostratitex 
placat cu folie de cupru. 

O variantă de cablaj imprimat, 
care a dat rezultate practice foarte 
bune, este prezentată în figura 4. 
Dispunerea componentelor electrice 
pe placa de cablaj este prezentată în 



semnalele de frecvenţă medie-înaltă 
să fie atenuat şi chiar eliminat din 
banda audio. 

Din schema-bloc a DANF 
rezultă modul în care se obţine 
semnalul de comandă al filtrelor FTJU, 
destinat controlului dinamic a! 
acestora. Filtrul trece-sus FTS separă 
componentele de frecvenţă medie- 
înaltă ale semnalului de intrare L+R. 
Reţeaua trece-sus este formată din 
grupul R8R29R30R31C6C17 şi 
amplificatorul operaţional ÎC2A. 

Grupul RC menţionat anterior 
este pilotat de semnalul obţinut la 
ieşirea amplificatorului operaţional 
IC1B, care actualmente determină 
punctul operant de "tăcere" {frecvenţa 
fc) a filtrului trece-jos FTJU, 

Amplitudinea nivelului de 
“tăcere” este determinată de 
potenţiometrul R27, care stabileşte în 
urma unui reglaj manual preferenţial 


R32R33D2C20. El realizează 
coeficientul de corelaţie al semnalului 
de comandă aplicat în grila 
tranzistorul ui n T1, determinând 
constantele de timp {timpul de 
deschidere şi timpul de revenire) care 
privesc acţionarea filtrului trece-jos 
FTJU, în vederea minimalizării 
posibilităţii de apariţie a modulaţiei de 
zgomot (efectele BREATHING. 
WHEZEE etc.) + Constantele de timp de 
valon diferite au fost alese pentru 
“mascarea" efectivă, în orice situaţie, 
a zgomotului de fond HISS. 

O a doua cafe de comandă, 
proprie montajului, este formată din 
amplificatorul antilogaritmic (AAL) 
realizat de amplificatorul operaţional 
IC2B şi grupul D3R35R36, care preia 
un semnal de comandă de la ieşirea 
amplificatorului operaţional IC2A. 
Semnalul obţinut la ieşirea AAL este 
ulterior redresat şi filtrat de grupul 


figura 5. Se menţionează că ia 
această variantă de cablaj s-a prevăzut 
şi sursa de alimentarea cu energie 
electrica a montajului, a cărui schemă 
electrică este prezentată în figura 6. 

în vederea obţinerii unui montaj 
cât mai complet, pe placa de cablaj 
sunt prevăzute conexiuni pentru 
mufele de intrare şi ieşire de tip RCA. 
Printr-o modificare minoră, 
constructorul poate adapta la fel de 
bine mufele de tip DIN. Calităţile bune 
ale circuitului integrat pA4136 (în ceea 
ce priveşte raportul semnaî/zgomot, 
frecvenţa de lucru etc.) l-au impus ca 
o componentă de bază a montajului cât 
mai compactizat. deoarece el conţine 
patru amplificatoare operaţionale. 

Se menţionează că se poale 
utiliza şi circuitul integrat TL084, dar 
este necesar să se efectueze 
modificările în cablaj în privinţa pinilor 
de definesc cele patru amplificatoare 


8 


TEHNIUM • Nr. 6/1998 































AUDIO 


Q 

© 


operaţionale (intrări, ieşiri, alimentare). 

După realizarea practică a 
montajului, acesta se amplasează în 
interiorui unei cutii cu design plăcut. Pe 
panouî frontal se amplasează 
potenţiometrul R27, LED-urile şi 
evident comutatoarele ce definesc 
comehzile principale. 

în vederea calibrării montajului, 
se utilizează sursa de zgomot pe care 
vrem să-l eliminăm {o bandă 
magnetică imprimată care ulterior a 
fost "ştearsă”, sau semnalul de la 
radioreceptorul stereo, cu reglajul de 
acord "între posturi”). 

Utilizând un amplificator de 
audiofrecvenţă de putere, se pune în 
evidenţă (auditiv, în boxe) zgomotul de 
tip HISS* acţionând potenţiometrul 
R27. Ulterior se efectuează reglajul 
acestuia, până când zgomotul 
“aproape dispare" (la limita de audiţie 
a acestuia). După aceasta se 
acţionează potenţiometrul R37 r astfel 
încât să se obţină iluminarea LED-ului 
roşu(R), fără ca L£D-ul galben (Y) să 
fie iluminat. Acest reglaj rămâne 
definitiv, tar în funcţie de sursa de 
zgomot pe care vrem să-l eliminăm se 
mai pot face mici ajustări "de poziţie" a 
cursorului potenţiometrul ui R26, 

Realizat şi montat, reducătorul 
de zgomot DANF va fi de un real folos 
oricărui amator de audiţii HI-FI, 
posesor al unui montaj eficient ce oferă 
o îmbunătăţire majoră a audiţiei 
oricărui program muzical sonor. 
Bibliografie 

- Popular Electronics - aprilie, 1989; 
-Tehnium - colecţia 1980-1998; 

- Reducătoare de zgomot, Emil Marian. 
1995, Ed. Teora. 


PROGRAMAREA IN WEB 

Autori;Kris Jamsa, Suleiman Lalani şi Steve Wawley 
Colecţia SOFTWARE / HARDWARE 
data apariţiei: octombrie 1997 
ALL Educaţional 


Programarea 

ÎN 

WEB 


ta&t l_-■ 


O lucrare masivă, de mare utilitate oricui doreşte să înţeleagă 
mai bine arhitectura şi terminologia Web şi apoi să treacă la scrierea de 
programe. Dacă programarea în Web poate părea extrem de dificilă, 
prin împărţirea programului în mai multe rutine de bază şi codificarea 
fiecărei rutine în parte, această operaţie poate fi substanţial simplificată. 

Sunt prezentate pe larg protocoalele Web, reguli care permit 
standardizarea modului de comunicare al calculatoarelor, lucrarea 
accentuând cu predilecţie Protocolul de Transport Hiper -Text (HTTP). 

Lucrarea prezintă aspectele începerii iucurului cu HTML, scrierea 
unui server WEB simpiu, a unui browser simplu, dezvoltarea browserului, 
începerea lucrului cu VRML, limbajul Perl, crearea de scenarii CGI în 
Perl. Sunt tratate şi aspectele privind programarea în WEB utilizând 
Java şi Java Script, programarea în WEB utilizând VBScript si Active X. 

O carte fundamentală pentru utilizatorii sistemului WEB, cel mai 
mare rezervor de informaţie electronică din lume, 

WEB-ul, acest subiect fierbinte ai sfârşitului de mileniu, sistem de 
comunicaţie global care permite calculatoarelor să transfere date 
hipermedia în Internet, nu poate lăsa indiferent nici un cititor dornic să 
se informeze. 


Grupul Editorial ALL - Serviciul “Cartea prin poştă 
Sunaţi si comandaţi! 




ALL 


Tel.:Gl/4I3.l6JZ 01/413.11,58 
01/413.07.15; 

Fax:01/413.05.40 

sau scrieţi la O P I2, CP, ]07 t Bucureşti 

NOI VĂ ADUCEM CĂRŢILE ACASĂ! 


* S-a născut la 3.11.1950, ia Bacău; 

9 A absolvit Facultatea de 

Electrotehnică, specialitatea 
"Maşini şi Aparate Electrice”, din 
cadrul Institutului Politehnic 
Bucureşti; 

■ A fost repartizat la întreprinderea 
Electromagnetica; 

* în anul 1981 s-a transferat la 
Institutul de Cercetări şi Proiectări 
pentru Electrotehnică (l.CP.E.) 
unde a ocupat succesiv funcţiile de 
cercetător ştiinţific (1983) r inginer 
principal fll (1986) şi inginer prin¬ 
cipal IE (1993); 

* A îndeplinit responsabilităţi de şef 
de contract pentru lucrări de 

TEIINIUM • Nr. 6/1998 



ing. Emil Marian 


cercetare din domeniile: 
transformatoare, încălzitoare prin 


inducţie, servomotoare de c.c., 
tahogeneratoare şi instalaţii 
complexe de reglaj al puterii 
transmise; 

* A obţinut 5 brevete de invenţie; 

■ în prezent este profesor la liceele 
de specialitate din Bucureşti, unde 
predă electronică industrială şi 
desen tehnic; 

* A publicat şase cărţi cu subiect de 
electronică; 

■ A debutat în TEHNIUM în anul 
1982 şi a publicat până în prezent 
în această revistă peste 100 de 
articole; 

* Este căsătorit şi are doi copii. 


9 



























MICROEMITĂTOR M.F. 

3 

ing. Dinu Costin Zamfirescu/Y03EM 


Microemilătorul (^iTx), a cărui 
schemă este dată în figura 1, poate 
produce semnale FM în banda de 80m 
de radioamatori (3,5-*-3,8MFIz). 
Alimentat dintr-un singur element de 
1,5V, el poate genera o purtătoare RF 
cu o putere de circa lOmW, cu un 
consum de 1(M2mA. Frecvenţa de 
iucru poate fi modificată cu ajutorul unui 
condensator variabil de 2x3Q0pF cu 
dielectric solid, folosit în receptoarele 
portabile ("Cosmos"-Electronica). 


dispozitiv de simetrizare între antenă 
şi fîder (sus), de pildă simetrîzorul 1:1 
cu tor de ferită. Se poate folosi şi o 
antenă long wire cu lungime totală 
(până la Cv din figura 2) de 39m sau 
chiar mai scurtă, utilizând un mic 
transmatch, ca în figură. Pentru teste 
se poate folosi antena şi transmatchul 
emiţătorului “mare" (conform 
autorizaţiei), după ce în prealabil s-a 
făcut acordul (dacă aveţi reflectometru 
pentru Zo=7512). 


impare, dar care rămân “rezonabile”, 
fără a afecta grav inteligibilitatea. 

Transceiverul staţiei, dacă este 
industrial şi nu prea vechi, poate 
funcţiona şi FM în banda de 80m. Prin 
urmare avem la dispoziţie un excelent 
“receptor de test". 

Dacă modul de lucru FM nu este 
disponibil, dar există posibilitatea dea 
recepţiona AM, nu disperaţi: se poate 
încerca recepţia semnalelor FM 
improvizând un discriminator cu 
Circa 1 OmA 



Renunţând la condensatorul 
variabil, frecvenţa se poate regla la 
valoare fixă, convenabilă (din bandă) 
cu ajutorul miezului reglabil al bobinei 
LI. în această situaţie, utilizând pentru 
alimentare o capsulă de baterie sau 
acumulator miniatură de 1,5V, tot 
montajul poate fi redus aproape la 
dimensiunile unei cutii de chibrituri (mai 
puţin microfonul). Trebuie precizat de 
la început că, deoarece frecvenţa nu 
este suficient de ridicată, fără o antenă 
"fuII size" raza de acoperire a 
emiţătorului este foarte mică, montajul 
dovedindu-se inutilizabil.S-a făcut 
această precizare pentru a "tăia" din 
start apetitul de a-l utiliza ca "emiţător 
de supraveghere”. Deoarece 
impedanţa de sarcină necesară este 
de 7512, se poale utiliza o antenă dipol 
XI2 de 2x19.6m, alimentată cu cablu 
coaxial cu impedanţa caracteristica de 
7512. Este bine să se utilizeze un 
Anina LW 


ooo 


Cv 

-350pF: 






de la ulx 


L 

~25uH 


— Figura 2 


Bineînţeles, antena LW necesită 
priză de pământ: puteţi utiliza şi 
instalaţia de calorifer a blocului, căci 
cu lOmW nu veţi produce TVI (hi!). 

Deşi pentru o putere atât de 
mică modurile de iucru cele mai 
eficiente ar fi fost CW sau SSB, s-a 
preferat FM, deoarece este simplu de 
realizat (faţă de SSB sau chiar faţă de 
AM), fără consum de piese şi energie 
suplimentar, doar adăugând un simplu 
amplificator de microfon care consumă 
mai puţin de G,2mA. Deviaţia de 
frecvenţă este mică, de iSkHz, ca în 
benzile de radioamatori VHP şi UHF. 

Regulamentul de 

radiocomunicaţii pentru serviciul de 
amatori din România (iunie 1992) 
permite modul de lucru F3E (telefonie 
FM) şi în benzile de HF (unde scurte) 
cu precizarea ca Af<3kHz. în alte 
regulamente, mai vechi, se indică chiar 
Af<2 T 5kHz (sistemul NBFM pe banda 
de lOm). Cei care doresc să nu 
depăşească deviaţia de frecvenţă de 
2,5-3kHz pot utiliza (imitatorul AF cu 
diode din figura 3. în acest mod se 
evită distorsiunile pe care le poate 
introduce tranzistorul TI (AF) la 
semnale mari. în realitate diodele 
introduc ceva distorsiuni de armonice 


ajutorul filtrului AFI (pentru AM!) şi al 
detectorului AM. Este suficient să se 
asculte dezacordând intenţionat 
receptorul AM cu câţiva kHz t ta o 
frecvenţă mai mare sau mai mică faţă 
de frecvenţa de lucru (cu 3^6kHz). Veţi 
constata că se pot găsi doua puncte 
de recepţie în jurul frecvenţei de lucru 
la care demodularea se face aproape 
corect. Dar dacă se face acordul exact, 
distorsiunile cresc mult, până la 
scăderea totală a intetîgibilitâţii şi în 
plus semnalul AF scade f deşi S-metrul 
indică maximum. Explicaţia constă în 
aceea că circuitele AFI convertesc 
FM >FM+AM dacă purtătoarea este 
amplasata pe porţiunile liniare ale 
flancurilor caracteristicii de 
amplitudine-frecvenţă a filtrului AFI. 
Detectorul AM cu diodă este insensibil 
la FM şi demodutează doar AM Dacă 
acordul se face pe purtătoare, 
conversia FM >AM este defectuoasă 
(modulaţia de amplitudine este 
distorsionată, având armonice pare în 


la colectorul 
Iul Tl. -a— 


22Gnr 


DLD2-FFD10S. Dl 
Figura 3 


D2 


io 


TEHNIUM • Nr. 6/1998 














































1/U 


Figura 4 


special) în figura 4 sunt prezentate 
cele două situaţii, în figura 4a, plasând 
purtătoarea pe unuî din flancurile 
filtrului, atţionănd asupra butonului de 
acord (punctele A sau B) s conversia 
FM->AM este aproape perfecta, 
deoarece se folosesc porţiuni liniare 
aîe caracteristicii (porţiunile îngroşate), 
în figura 4b (acord 'perfect 11 ) conversia 
FM“-»AM este defectuoasă {se 
foloseşte o porţiune curbă a 
caracteristicii). Distanţa în kHz între 
punctele A şi B este ceva mai mare 
decât banda de trecere AFI (în partea 
AM receptorul are circa 6kHz). 

Procedeul acesta, de 
demoduîare a semnalelor FM cu Ai 
mică, este un paleativ şi nu poate 
suplini un descriminator "cinstit”. 
Autorul îşi aminteşte că la începutul 
anilor 60, când lucra de zor AM în 
banda de 20m a fost odată chemat de 
o staţie F care se auzea extrem de 
distorsionat şt foarte slab, deşi 
purtătoarea era puternică, de parcă ar 
fi fostsubmodulat. Dezacordând puţin 
receptorul la o frecvenţă ceva mai 
mare sau mai mică decât purtătoarea , 
la indicaţia corespondentului, 
emisiunea s-a auzit clarîn două puncte 
de recepţie a fost prima lecţie de FM 
primită prin ... radio. 

Dacă trânsceiverul poale 
recepţiona doar SSB, încercarea de a 
recepţiona FM nu va reuşi: doar în 
pauzele de modulaţie se poate “auzi 11 
purtătoarea sub forma unei fluierături 
Din acord se poate aranja să avem 


i 1,5V 



“zero beaf, dar semnalul audio este 
total neinteligibil. Doar dacă Af<2 T 5kHz 
sunt şanse să se poată înţelege câte 
ceva. 

Prin urmare, în modul SSB de 
recepţie puteţi face doar acordul exact 
(în lipsa modulaţiei). Comutând pe AM 
trebuie dezacordat receptorul (cu circa 
±5kHz). Pe modul FM nu mai trebuie 
făcută nici o manevră. Dacă apar acum 
distorsiuni, înseamnă ca Ai este prea 
mare r sau că trânsceiverul este 
proiectat pentru Af=2 r 5kHz, 

Folosind la emisie antena de la 
transceiver, microemiţătorul a putut fi 
recepţionat pe o raza de Ikm cu un 
receptor AM portabil cu sinteză de 
frecvenţă pentru radiodifuziune, având 
o purtătoare la emisie f=3737,5kHz şi 
recepţionând fie pe 3735kHz, fîe pe 
3740kHz. S-a utilizat antena baston a 
receptorului, puţin eficientă, deoarece 
este foarte scurtă faţă de lungimea de 
undă. în timpul serii, banda fiind 
aglomerată, raza de recepţie s-a 
redus. Folosind la recepţie un veritabil 
receptor FM (trânsceiverul 
dumneavoastră multimod) şi o antenă 
de recepţie acordată, este posibil ca 
raza de lucru să crească. 

Montajul poate fi utilizat de 
radioamatori autorizaţi pentru QSO 
locale, în cartier, emisiunea nefiind 
copiata de cei ce au receptoare doar 
SSB/CW. 

Să examinam acum schema de 
principiu, TI este amplificatorul de 
microfon, T2 este tranzistorul oscilator 
iar T3 este tranzistorul amplificator RF 
"de putere". 

Dacă se doreşte modul de lucru 
CW, etajul cu TI se poate suprima 
(inclusiv diodele varicap BB139) şi se 
poate manipula alimentarea, dar tonul 
emisiunii nu va fi de prea bună calitate 
(are “chirp fr ), deoarece lipseşte etajul 
separator (buffer) între oscilator(VFO) 
şi etajul de putere (PA). 


Cei care vor să lucreze CW 
(modul FM nu mai este posibil) vor 
utiliza un cristal de cuarţ în schema 
oscilatorului, care va fî modificată 
corespunzător 

în schema din figura 1, VFOul 
este de tip Clapp, Dacă se doreşte o 
acoperire mai mică, se poate folosi 
doar o secţiune a condensatorului 
variabil. Pentru a se verifica dacă 
oscilatorul funcţionează (fără a dispune 
de un osciloscop) se va proceda astfel: 

a) - se scurtcircuitează bobina 
LI. Tensiunea bază-emitor a 
tranzistorului T2 trebuie să fie de 0,6V 
(0,7V în emitor şi 1,3V în bază, 
raportată la masă). Dacă curentul de 
emitor nu este 0,7mA 3 se modifică 
eventual rezistenţa de 12kOdin bază; 

b) - se înlătură scurtcircuitul 
bobinei LI. Tensiunea bază-emitor a 
tranzistorului T2 se reduce la circa 0 T 4V 
(în emitor avem acum 0,9V faţă de 
masă). Acesta este un indiciu că 
oscilatorul lucrează şi că are 3a ieşire 
circa 150-200mVef RF. în prezenţa 
excitaţie tensiunea bază-emitor a 
tranzistorului T3 scade tot cu 0 ; 2V (de 
la Q,7V la 0,5V), Aceste cifre sunt 
orientative, dar cu ajutorul unui 



instrument de ac, de cel puţin 20kQA/ 
pe scala de 5 sau 6V se poate verifica 
atât prezenţa RF, cât şi a amplitudinii 
acesteia. Cele două tranzistoare 
primesc între bază şi emitor aceeaşi 
tensiune RF culeasă la bornele celor 
două condensatoare de 2 T 2nF. 

Etajul de ieşire are o celulă de 
filtru n, care atenuează armonica cu 
aproape 30dB. Experimental, 
armonica a doua "se aude" doar 
plasând receptorul portabil la mai puţin 
de 5m de antena de emisie. Cum- 
deviaţia de frecvenţă este prea mare 
(dublă), recepţia este distorsionată. 

Acordul filtrului H (al bobinei L3) 
se face cu ajutorul circuitului din figura 
5, care conţine o sarcină artificială si 
un detector. 

La ieşire se obţine 0 f 3-G,9VeL 
Randamentul detecţiei este de circa 
07-0,75.(pentru diodă cu germaniu). 
Dacă tensiunea RF ar fî de IVef 
instrumentul va indica: 


TEHNIUM • Nr. 6/1998 


11 


























CQ-YO 


2L — 

i = {Urf*1 ,41 *(0 1 7..,0 1 75)/0 S 1 MQ = 
(9,9...1 0,6)pA 

Cei care vor să ştie exact 
puterea utilă, vor verifica etalonareacu 
un alt voltmetru electronic RF. O 
metodă mai simplă, dar aproximativă 
este de a utiliza un semnal c.a. cu 
frecvenţa 5GHz, folosind un instrument 
c.a. obişnuit ca etalon şi înlocuind 
temporar condensatorul de 470pF cu 
47pF (figura 5). 

P = (U r FeF[V]/75Q) * 1000 (mV) 

Bobina L3 se reglează In 
mijlocul benzii pentru indicaţia maximă 
la jiA. 

Bobina L2 este folosită ca şoc 
de radiofrecvenţă şi inductanţa ei nu 
este critică (miezul se introduce 
complet). Bobina L2 are 24 de spire, 
iar bobinele LI şi L3 câte 10 spire, 
bobinate cu sârmă <M},1mm CuEm, pe 
carcase cu oală de ferită utilizate în 
modulul de sunet al televizoarelor 
Electronica alb-negru cu circuite 
integrate (bobinele sunt ecranate şi au 
dimensiunile 10x10x15mm). 

Tranzistorul T3 lucrează în 
regim neliniar şi are nevoie de o 
impedanţă de sarcină de 75H. Filtrul 
FI este simetric şi nu face adaptare, 
doar eliminarea armonicelor. 

Amplificatorul de microfon este 
gândit pentru un microfon dinamic de 
joasă impedanţă. Condensatorul de 
47nF (ceramic) conectat la intrarea de 
microfon (în paralel) evită pătrunderea 
RF. Altfel, cablul de microfon poate 
acţiona ca antenă în anumite condiţii 
(deşi este ecranat!) şi culege semnale 
RF de la staţii de radiodifuziune US, 
care, detectate de dioda bază-emitor 
a trazlstorului I1 T pot modula în 
frecvenţă mi croem iţă torul. 

Rezistenţa R1 se va regla ca 
potenţialul faţă de masă al 
tranzistorului TI să fie 0,7-0,8V. 
Aceasta reprezintă si tensiunea de 
polarizare inversă a diodelor varicap 
BB139. 

Datorită reacţiei negative în c.c 
(R1 nu este legată la +1,5V, ci la 
colector), tensiunea de polarizare a 
diodelor variază puţin când tensiunea 
de alimentare se modifică în limite 
rezonabile (odată cu descărcarea 
bateriei). Experimental, s-a constatat 
că alunecarea de frecvenţă a fost de 
câteva sute de Hz timp de mai multe 
zile. Totuşi, din cauza lipsei unui 
separator, frecvenţa variază odată cu 
conectarea antenei, cu acordul bobinei 


L3 sau al transmatch-ului (dacă există). 
Pentru modul de lucru FM, o alunecare 
de 1-2kHz nu este sesizabilă. 

între T2 şi T3 se poate încerca, 
dacă se doreşte, intercalarea unui 
repetor pe emitor cu un curent de 1 mA, 
cuplat din c.c. cu T2 (figura 6). 
Rezistenţa de 220Q se alege 
experimental (în prezenţa tensiunii de 
excitaţie RF). în schema iniţială, acest 
etaj nu este figurat economia de piese 
fiind maximă. 

Modulaţia de frecvenţă se 
realizează cu ajutorul celor două diode 
varicap, care în RF sunt conectate în 
paralel pe LI. 

Condensatorul de InF se 
consideră scurtcircuit în RF şi 
întrerupere în AF Rezistenţele de 4,7 
şi 47 kfi t precum şl condensatoarele 
de lOnFşi InF constituie un filtru trece- 
jos RC cu două celule, care începe să 
atenueze de la 3kHz în sus. Astfel, o 
parte din armonicele introduse de 
diodele Dl şi D2 (din figura 3) sunt 
eliminate sau cei puţin atenuate. Se 
realizează astfel un "Clipper AF destul 
de rudimentar (împreună cu diodele) 
şi se evită distorsiunile masive, care 
apar la depăşirea deviaţiei de frecvenţă 
maxime. Amplificarea etajului AF este 
de circa 25...30 ori, iar tensiunea de 
modulaţie pe diode nu depăşeşte 
Q,4Vvv (circa 140mVef), în principiu. 
Dar diodele nu sunt ideale şi limitarea 
nu este perfectă. Diodele nu s-au 
figurat în schema din figura 1 r 
deoarece dacă microfonul nu dă 
semnal mai mare de 5mVeL pericolul 
depăşirii deviaţiei de frecvenţă nu 
apare. 

în final, câteva cuvinte despre 
condensatorul CI de cuplaj cu baza 
tranzistorului TI. Este bine ca valoarea 


optimă să fie testată funcţie de 
microfonul folosit şi de vocea 
operatorului, astfel ca modulaţia să fie 
"deschisă”, să favorizeze frecvenţele 
înalte. Unele microfoane ţinute 
aproape de gură "ridică" frecvenţele 
joase în mod evident. Microfoanele de 
comunicaţii (nu cele provenite de la 
mag nete toane şi casetofoane) au o 
caracteristică de frecvenţă căzătoare 
(cam cu 6dB/octavă) sub 1kHz. De 
aceea, micşorând (dacă este cazul) 
valoarea lui CI sub 47nF se poate 
realiza o modulaţie apropiată de cea 
indicată pentru microfoanele de 
comunicaţii. 

Diodele varicap nu introduc 
distorsiuni importante, chiar la deviaţii 
de ±5kHz, deoarece excursia de 
capacitate necesară este de circa 
±1 pF. Dacă microfonul nu este suficient 
de sensibil, pentru a nu se introduce 
un aii etaj AF suplimentar, se pot 
conecta 3 sau chiar 4 diode BB139 în 
paralel. Tensiunea AF necesară 
obţinerii deviaţiei dorite este mai mică, 
iar distorsiunile scad, deoarece 
excursia pe caracteristica neliniară a 
varicaputui se reduce 

în figura 7 se prezintă o variantă 
de circuit imprimat executat pe o 
plăcuţă cu dimensiunile 95x55mm. 
Componentele se pot monta ‘culcat” 
sau “în picioare ,r funcţie de 
dimensiunile pieselor de care se 
dispune. Se va da importanţă 
completării “masei” pe suprafaţa liberă 
a circuitului Este figurat şi circuitul 
auxiliar din figura 3, precum si circuitul 
de măsură din figura 5, care se poate 
conecta 3a nevoie cu o conexiune 
adiţională (desenata punctat). 
Bineînţeles, în timpul utilizării acestui 
circuit, antena se deconectează. 



Figura 7 


12 


TElINiUM • Nr. 6/1998 




























































































VIDEO-T.V. 



FUNCŢIONAREA Şl DEPANAREA VIDEOCASETOFOANELOR (VIII) 
ing. Şerban Naicu 
ing. Florin Gruia 


-urmare din numărul trecut - 
Din această înfăşurare, cu 
ajutorul rezistenţei R101 (10KQ) se 
culege tensiunea alternativă de 50Hz 
cu ajutorul condensatorului Cili, 
După o prealabilă redresare cu efectul 
de diodă al joncţiunii BE a tranzistorului 
Q101, de tip2SC945 şi al diodei Dl 03, 
de tip 1N4148, se obţin impulsuri 
dreptunghiulare de 50Hz în colectorul 
lui Q101, Acestea vor servi drept 
irrfpuIsuri de tact pentru clock-ul 
videocasetofonului. 

Ultima înfăşurare a 
transformatorului serveşte la obţinerea 
tensiunii de 5,1 V a.c, necesară pentru 
încălzirea filamentului elementului 
dîsplay. Se observă conectarea 
punctului median virtual creat cu 
ajutorul rezistenţelor R111_şi R112 la 
catodul diodei Zener 102. în acest fel, 
acest punct va avea un potenţial 
negativ faţă de masă, de -6,8V. Acest 
bloc de alimentare este urmat de alte 
câteva stabilizatoare prezentate în 
figura 3. 

Notă: Pentru modelele notate 
cu * lipsesc următoarele elemente: 
Cili, 0112, D103, RHO şi Q101 
{etajul formator a! impulsurilor de 50Hz, 
referinţă pentru ceas). 

Pentru modelul notat cu ** este 
valabilă atât observaţia de mai sus, cât 
şi modificarea alimentării de la reţea 
care, se poate face în două variante, 
cu ajutorul comutatorului SX2-6D, 
pentru tensiunea reţelei de 110V sau 
pentru 220V (conform figurii 4). 

Notatia PRST.VTG înseamnă 


PRESET VOLTAGE. 

Din tensiunea de +15V, cu 
ajutorul tranzistorului regulator serie 
Q105, de tip KSB772, se obţine 
tensiunea stabilizată de +12V (PC 
12V), Tranzistorul Q105 este montat 
în conexiune Darlington cu Q106, de 
tip KSC945, care are montate în bază 
dioda de referinţă ZD104 de tip 
RD12EB2 (Uz=12V), în serie cu dioda 
de compensare termică Dl 09 de tip 
1N4148. 

Cu ajutorul tranzistorului 
regulator serie Q109, de tip 
KSC2328Y, se obţine tensiunea de 
+9V (PC9V) din tensiunea de +12V 
(AL12V). Tranzistorul Q109 are 
montate în bază dioda de referinţă 
ZD105, de tip RD9, 1EB2 (Uz=9,1V) 
în serie cu dioda de compensare 
termică D110, de tip 1N4148. 
Polarizarea bazei lui Q109 şi a diodelor 
Dl 10 si ZD105 se face din tensiunea 
de +12V (PC12V) (obţinută cu Q105) 
prin intermediul rezistenţei R125 de 
270£1 

Această tensiune de referinţă de 
9V este folosită şi de tranzistorul 
regulator Q107, de' tip KSC2328Y, în 
emitorul căruia se obţine tensiunea 
stabilizată de 9V. Cu ajutorul 
întrerupătorului electronic realizat cu 
tranzistorul Q110, de tip KSA928, 
această tensiune de +9V se aplică în 
cazul înregistrării (REC9V). Comanda 
bazei lui Q110 se face cu ajutorul porţii 
logice Q111 (un tranzistor logic) - 
KSR1004, la comanda înregistrare cu 
întârziere (DLYD REC). 


Tranzistorul Q112, de tip 
KSA928, joacă un rol asemănător, de 
întrerupător, dar pentru tensiunea de 
5V care se aplică de data aceasta în 
cazul redării, la comanda DLYDPB. 
Această comandă se aplică porţii 
logice Q113, de tip KSR1004. 

JVC HR-D171 E/EG 
JVC HR-D180 E/EG/EK 
JVC HR-D230 EG 

Schema de principiu este redată 
în figura 5. Blocul de alimentare este 
alcătuit din două părţi. în prima parte 
se află transformatorul de reţea, 
redresoarele, siguranţele fuzibiie şi 
condensatoarele electrolitice de filtraj. 

în partea a doua se află 
stabilizatoarele propriu-zise, realizate 
cu ajutorul unui integrat stabilizator 
specializat. 

Blocul de alimentare livrează 
următoarele tensiuni: + 12V (UNSW 
12V). +12V (SWD 12V). +5V (SWD 
5V), +12V (MOTOR), +45V, +17V 
(UNREG 17V), -30V, 4.5V c.a. 

Blocul se alimentează de la 
reţeaua electrică având posibilitatea de 
a se adapta cu ajutorul unui comutator 
(SI 01) la următoarele tensiuni: 110V, 
127V, 220V şi 240V. Pe circuitul către 
priză există o siguranţă fuzibiiă de 
protecţie FI (315 mA) şi o dublă celulă 
de filtraj antiparazili LF1, LF2 şi CI 01. 
în interiorul transformatorului de reţea 
mai există o siguranţă termică (T.F.) 
conectată între pinii 4 şi 5, care se arde 
la depăşirea temperaturii periculoase. 

înfăşurarea primară a 
transformatorului de reţea TI 01 are trei 

































































































































VIDEO-T.V. 




AC INPUT 

HiGH VERStON 22QV/S0IIZ 
IOWVER5ION 1 10V/60HZ 


Figura 4 


prize, permiţând adaptarea ia 
tensiunea reţelei. 

Secundarul are trei înfăşurări, 
dintre care una cu priză mediană. 

Prima înfăşurare secundară, 
conectată între pinii 10 şi 12 T cu priza 
la pinul 11, alimentează puntea 
redresoare DS1 r de tip S4VB1G, prin 
intermediul siguranţei fuzibile F2 (2A). 
La bornele condensatorului electrolitic 
de filtraj C3 (33Q0U.F) se obţine 
tensiunea continuă de 18,2V care se 
aplică circuitului integrat specializat 
ICI, de tip STK5481, la pinul 8. La pinul 
6 se obţine tensiunea stabilizată de 
12 V care ajunge la conectorul CN1 prin 
intermediul unei siguranţe fuzibile 
notate CP1 (ICP - FIO), de lOOmA. 
Aceasta tensiune este necomutabiiă 
(UNSW 12V) Intern,în ICI, tensiunea 
de 12V este preluată de un comutator 
electronic acţionat de comanda 
POWER /ON/OFF la pinul 5. La pinul 
4 este furnizată de tensiunea de 12V 
comutabilă (SWD 12V), a cărei 
prezenţă se poate constata în punctul 
de măsură TP2, Şî aceasta tensiune 
este protejată cu o siguranţă fuzibilă 
notată CP2 (ICP - FI 5) de l’sOmA. 

Tot din prima înfăşurare 
secundară (pinii 10 şi 12 ai 
transformatorului de reţea) se 
alimentează un redresor dublă 
alternanţă realizat cu diodele Dl şi D2 r 
de tip 10E2. La bornele 
condensatorului electrolitic de filtraj C2 
(2200 llF) se obţine tensiunea continuă 
de IS^V care se aplică la pinul 11 al 
lui ICI. La pinul 9 se obţine tensiunea 
stabilizată de +12V utilizată la 
acţionarea motoarelor (MOTOR 12V). 
Protecţia împotriva supracurentuluî se 
realizează cu siguranţa fuzibilă CP4 
(ICP - F2G), de 20GmA, Acest 
stabilizator are un curent de 
prepolarizare adus la pinul 10 de către 
rezistoarele R6 şî R3 f de la tensiunea 
de 51,2V. Filtrajul este asigurat cu 
condensatorul C6 (10|iF). 

Tot din punctul comun al 
rezistenţelor R6 şi R3 se ia un curent 
de prepolarizare prin intermediul 


rezistenţei R7 pentru sursa de 
stabilizare de 12V, necomutabilă. Acest 
curent se introduce în ICI prin pinul 7. 

De la priza mediană, prin 
siguranţa fuzibilă F3 (IA), curentul 
filtrat de condensatorul electrolitic C4 
(2200jiF) ajunge la pinul 2 al lui ICI 
(8 t 8V), îa pinul 3 fiind furnizată 
tensiunea stabilizată de +5V (SWD 
5V). Şi aici întâlnim o siguranţă fuzibilă 
de protecţie CP3 (ICP - FI 5), de 
150mA. Tensiunea de 5V se poate 
constata în punctul de măsură TP1. 

A doua înfăşurare secundară 
este conectată la bornele 8 şi 9 ale lui 
T101. Acesta alimentează printr-un 
rezistor de protecţie R2 de 1012 (F.R.) 
două redresoare monoalternanţă de 
polarităţi opuse. Primul redresor de 
tensiune pozitivă este realizat cu dioda 
D4, de tip ERAI 5-02 şi furnizează la 
bornele lui C5 (47uF) o tensiune de 


+51.2V. Ea este livrată ca atare la 
conectorul CN1 (notată +45V). 

Al doilea redresor este realizat 
cu dioda D5 r de tip ERA 15-02, la 
bornele lui C7 obtinându-se o tensiune 
negativă de -48,9\A Aceasta serveşte 
drept tensiune de intrare pentru 
stabilizatorul de -30V realizat cu 
ajutorul tranzistorului regulator serie 
Q1 ( de tip 2SA72Q {Q, R, S), In circuitul 
de colector se află o rezistenţă de 
protecţie R4, de 22012 (FR). Baza are 
ca diodă de referinţă pe D6, de tip 
HZ30-2 (Uz=30V), în serie cu dioda de 
compensare termică Dl3, de tip 
MAI 61. 

Ultima înfăşurare secundară, 
conectată între pinii 6 şi 7 ai lui TI 01, 
serveşte la încălzirea filamentului 
elementului display 

- continuare în număruf viitor - 



AC ti 

•0.12/.220,240Vmiţ)H* 


I.N.TA lîV 
l; 

5WD FÎV 
"-: •::: 

!'Wd w 

ţ*0'QHÎ'JV 
< *âv 

;yvr^G 1 ÎV 

AL4.i» CJ5J 
ACfl.îi raSV 


JJuF 




flfe 


KG 


1 2 V 





i- 1 — n 


ntv /Şsîsd 


LlS S 

jcTN. 12rV yivCSG 

1 

r mu \ 

(Tn 




JVS H» Dl IfS m-AHOiG .‘tCWf >iDt V’ f 2D5«/l?3rv‘. ?ih 

Figura 5 


14 


TEHNIUM • Nr. 6/1998 
































































































































































































LABORATOR 


MILIVOLTMETRU ELECTRONIC 


irig. Florin Gruia 



Prîntre împătimiţii domeniului 
audio al electronicii a existat 
întotdeauna pasiunea de a construi cu 
mijloace proprii cele mai diferite 
montaje sau chiar aparate din acest 
domeniu. Dar mereu constructorii s-au 
confruntat cu lipsa de aparatură de 
măsură de laborator, care să ajute la 
construire şi să atesteze rezultatele ei. 
Un generator audio, un milivollmetru, 
o sursă de tensiune reglabilă, un 
wattmetru au fost întotdeauna un vis 
greu de atins pentru pasionaţii 
electronicii audio. Dar dacă am putea 
realiza cu mijloace proprii un mic 
laborator audio, folosind scheme 
reproductîbile şi componente 
electronice la îndemâna oricui? 

în prezentul articol voi prezenta 
realizarea relativ simplă a unui astfel 
de aparat, un milivoltmetru electronic 
cu performanţe profesionale. El a fost 
realizat de autorul articolului în anul.... 
1978, şi de atunci funcţionează 
ireproşabili 

Ca schelet de bază am folosit 
structura miiivoltmetmlui IEMI E04G2, 
la care au fost modificate diverse 
subansamble şi s-au introdus etaje noi. 
Ca date tehnice putem enumera: 

- domeniul de măsură ai tensiunilor: 
1mV+300V; 

- eroarea de bază (f=1kHz) : 
±1%(cap de scală); 

- impedanţa de intrare: 10ML21 ! 35pF 
(mV)şi lOMHl ll8pF{V); 

- indicaţie reziduala: scală de ImV. 
intrarea "în vânt”: fără indicaţie; 

- tensiunea continuă suprapusă 
maximă <500V; 

- domeniul de frecvenţă (-3dB) = 
5Hz-2MHz; 

- puterea absorbită: 5VA; 

- condiţii nominale de măsură: 
+5 e C; +40°C; 

-instrument fotosit: microampermetru 
cu ac de sticlă, IOOllA, 

Facilităţi: 

- ieşire de monitorizare a semnalului 
măsurat: 

- calibrarea la cap de scală eu 
semnal etalon; 

- trecerea semnalului printr-un filtru 
“taie jos” (LF.CUT), care 
îndepărtează zona de frecvenţe joase, 
în special zona de brum rezidual. în 



TEHNIUM • Nr. 6/1998 


15 










































































































acest fel se pot face comparaţii 
referitoare la rejecţia diverselor circuite 
a frecvenţei reţelei şi la ponderea 
semnalului perturbator de joasă 
frecvenţă; 

- măsurarea raportului semnal/ 
zgomot cu ajutorul unuî filtru 
psopfometrîc, care ne oferă o imagine 
mai exactă asupra zgomotului de 
audio; 

- folosirea unui filtru "trece 
frecvenţă” acordat pe 1000Hz, util la 
măsurarea atenuării de ştergere la 
magnetofoane sau casetofoane. 

Voi descrie schema pe blocuri 
funcţionale, cititorului nerămânându-i 
decât să le pună cap la cap. La fiecare 
bloc funcţiona! există şi măsurările 
individuale, ele fiind utile şi la alte 

aplicaţii ale montajelor respective 
C2 


CI 3,,1 QpF 



BLOCUL DE INTRARE (figura 1) 
Blocul atenuatorului, blocul 
de intrare 

Datele tehnice sunt, în principat, 
cele de intrare generale. Atenuatorul 
de intrare are două trepte: mV şi V a 
cate 6 poziţii fiecare. Condensatorul CI 
(0,1 pF/IOOQV) trebuie să fie de foarte 
bună calitate şi se ecranează. Toate 
firele, de la mufa BNC la condensator 


(care e bine să fie lipit chiar pe mufă) 
şi către comutator trebuie ecranate, 
întregul bloc se află într-o cutie 
cilindrică metalică, ca o conservă (linia 
întreruptă), montajul delimitat de linia 
punctată fiind executat pe un circuit 
imprimat circular existent Intre cele 
două secţiuni ale comutatorului K. 
Punerea la masă, la carcasă, a 
întregului montaj se face prin masa 
mufei BNC. Nu se recomandă puneri 
multiple la masă, din cauza apariţiei 
curenţilor “vagabonzi” prin masa 
comună şi a apariţiei “rezistenţei” între 
diverse puncte de masă. Intre prima 
treaptă de atenuare {primele 6 poziţii 
ale comutatorului atenuator) 

cuprinzând zona milivolţilor, 

1mV*300mV, şi următoarea treaptă, a 
volţilor. 1V-S-30QV, există rezistenţa 
R1 =10MQ cu peliculă metalică, tip 
MLI, care divizează împreună cu R2 
şi R3 (IGkQ) semnalul de 1000 ori. 
Semireglabilul R3, care ajută la 
divizarea exactă 1/1000 este 
recomandabil să fie ceramic, pentru o 
bună stabilitate In timp. 

Condensatoarele C2 şi G3 ajută la 

compensarea în frecvenţa a divizării, 
conform figurii 2. 

Datorită capacităţilor parazite 
Cp ale montajului, la frecvenţe în site 
raportul de divizare nu se va mai păstra 
constant, frecvenţele înalte fiind 
defavorizate. De aceea, s-a montat în 
paralel cu Cp condensatorul de 
mascare C3(10nF) a cărui capacitate 
este mult mai mare decât a lui Cp. în 


LABORATOR 




MASA 


Rgura 3 

C[IN efirv cernu! 'CAL'} 


MASA” 


acest fel, valoarea lui Cp nu mai 
contează. Pentru compensarea 
divizării s-a montat condensatorul 
trimer C2 (3^-1 OpF) din a cărui reglare 
se obţine acelaşi raport de divizare, 
atât la frecvenţe joase că şi la frecvenţe 
înalte (MHz). 

Pentru protecţia etajului de 
intrare împotriva supratensiunii 
accidentale există două diode Dl şi D2 
care nu permit depăşirea tensiunii de 
0,7V pentru ambele alternanţe. Pentru 
alternanţa negativă tensiunea de 0,7V 
e maximă, prin intervenţia directă a 


S-a născut la 20 noiembrie 1947, 
la Bucureşti; 

A terminat liceul “Sf Sava”, secţia 
reală, în anul 1966; 

A terminat Facultatea de 
Electronică şi Telecomunicaţii în 
1972, secţia Radiocomunicaţii; 

A lucrat în stagiatură la Staţia de 
televiziune şi radiodifuziune 
(Direcţia de Radio şi Televiziune 
DRTV) Topolog, jud. Tulcea între 
anii 1972-1975; 

între 1975-1977, a lucrat tot la 
DRTV, unde a amplasat staţii de 
Leleviziune si translatoare TV; 
intre 1977-1988 - cercetător 
ştiinţific la ICE, laboratorul de radio 
UUS, unde a proiectat diverse • 
subansamble de radio cu aplicaţie 
militară, cu predilecţie; 

A participat ia două Comunicări 
ştiinţifice la sesiunea I.C.E, ; 

16 



ing. Florin Gruia 

Din 1988 până în prezent este 
inginer principal la 1SPE (Institutul 
de Studii şi Proiectări Energetice), 
unde se ocupă de tehnica de 
calcul; 


* Pasionat de domeniile electronicii 
clasice: radio, audio, înregistrări/ 
redări magentice, construcţii, 
design, îmbunătăţiri {modernizări); 

* A proiectat şi realizat după scheme 
de concepţie proprie numeroase 
aparate electronice utile în practica 
constructorilor electron işti; 

* A publicat numeroase articole în 
revistele Radio şi TEHNIUM; 

* Posedă o impresionantă biblio¬ 
grafie tehnică de Manuale Service, 
standarde, cărţi specializate, 
cataloage, în domeniul 
videocasetofoanelor, televi¬ 
zoarelor, radiourilor şi bunurilor 
electronice de larg consum 
(magnetofoane, casetofoane), 
conform principiului că rr un defect 
este pe jumătate rezolvai dacă 
posezi documentaţie clară"; 

* Este căsătorit şi are un copil. 

TEIINIUM *Nr. 6/1998 


































LABORATOR 


diodei D2 care se deschide şi nu mai 
permite depăşirea acestei tensiuni. 
Pentru alternanţa pozitivă există un 
montaj realizat cu tranzistorul TI a 
cărui bază este controlată de rezistenţa 
variabilă R10. Prin reglare 
corespunzătoare, în emitorul Iui T1 se 
obţine tensiunea de 4V. Catodul diodei 
de protecţie Dl fiind legat Ia emitorul 
lui TI va face ca dioda să se deschidă 
la depăşirea tensiunii de 4V, limitând 
In acest fel semnalul. Deoarece la 
deschiderea diodelor curentul poate 
lua valori distructive, s-au introdus 
rezistente serie de limitare a saltului 
de curent, respectiv R4 şi R5. Pentru 
compensarea efectului capacităţilor 
parazite s-a introdus în paralel pe R4 
condensatorul C4. Tranzistorul de 
intrare este de tip cu efect de câmp, 
MQS RET, fiind de tipul BFW10, sau 
preferabil BFW11, deoarece are 
zgomotul propriu mai mic. Acesta este 
în montaj repetor pe sursă. Rezistenţa 


R7 polarizează grila. Rezistenţele R16 
şi R17 determină tensiunea de lucru 
(polarizarea), sursă/grilă, respectiv 
curentul prin FET. Rezistenţele de 
drenă R12 şi R13 sunt decuplate sever 
cu G7 (220pF) împotriva oricărui 
zgomot provenit din propria alimentare, 
sau împotriva tendinţei de oscilaţie 
datorită cuplării cu celelalte etaje de 
amplificare prin circuitul de alimentare. 

Deoarece impedanţa de intrare 
în FET este de zeci de megaohmi, 
practic impedanţa de intrare în aparat 
este dată de rezistenţele de intrare R1, 
R2 şi R3. 

Circuitul de intrare spre grila 
FET-utui este întrerupt de comutarea 
NORMAL/CAL1BRARE. în momentul 
“CAL1B RĂRIT etajului de intrare i se 
aduce un semnal etalonat ca 
amplitudine, acut instrumentului, 
trebuind să devieze ia cap de scală, în 
zona notată cu “CAL.” 

- continuare în numărul viitor - 



Your Internet Business Solution 



& 

LExplorer 

rnet 



E-mail 



WebTalk 


Numai prin noi aveţi acces la 
Internet din toată ţara , cu viteză 
maximă si costuri minime! / 



m\ 


Netscape 



Real Audio 




News 


Telnet/FTP 


Tel: 01-323 8255 Fax: 01-3239191 

Email: [email protected] 
h ttp: //www. sta rn ets. ro 



HOT JAVA 



NOUTĂŢI 

EDITORIALE 

* Editura ALL 

EDUCAŢIONAL S.A. lansează 
pe piaţă GHIDUL 
UTILIZATORULUI DE P.C., de 

Lawrence J, Magid, o foarte utilă 
lucrare de iniţiere, destinată să 
acopere toate aspecteie 
esenţiale ale utilizării unui 
calculator personal compatibil 
IBM. 

Scrisă într-un stil relaxat, 
conversaţional, lucrarea 
prezintă toate noţiunile de'bază 
necesare pentru un utilizator de 
PC, pornind de la funcţionarea 
calculatorului, la diferitele 
categorii de soft, si până la 
căutarea viruşilor sau 
recuperarea unui fişier 
deteriorat. 

Lucrarea este structurată 
pe mai multe părţi. Capitolul de 
Orientare îi introduce pe cititor 
In lumea PC-urilon Urmează 
Asamblarea unui sistem care 
descrie principalele 

subansamble ale unui PC, 
alături de utilitatea acestora şi 
modul de alegere. Capitolul trei, 
referitor la Regulile drumului 
prezintă modul de lucru cu 
calculatorul, cum se creează şi 
se salvează fişierele etc. 

Aprovizionarea cu 
programe vă arată în 
continuare cum să vă alegeţi 
programele de care aveţi 
nevoie. 

Reţetele pentru DOS şi 
pentru Windows, aflate la 
sfârşitul cărţii, oferă instrucţiuni 
detaliate pentru operaţiile 
uzuale pe un PC {rularea unui 
program, consultarea 

informaţiilor de pe hard disc 
etc.). 

Cartea reprezintă o 
lucrare de tip ghid, de nivel 
începător/mediu, fiind foarte 
utilă celor care vor să se iniţieze 
în domeniul fascinant al 
calculatoarelor. 


TEHNIUM • Nr. 6/1998 


17 








































LABORATOR 


WATTMETRU DE AUDIOFRECVENTĂ 


Alexandru Zanca 


Unul dintre aparatele necesare 
laboratorului electronistului amator 
constructor de echipamente de 
audiofrecvenţă este, pe lângă 
osciloscop, distorsiometru şi voitmetru 
electronic, wattmetrul de 
audiofrecvenţă. Acesta este necesar 
atât în etapa de reglare a 
amplificatoarelor de putere, cât şi la 
măsurarea puterii reale a 
amplificatorului construit. De 
asemenea, este utif în operaţiunile de 
depanare a amplificatoarelor de 
audiofrecvenţă sau la măsurarea 
puterii pentru corecta adapatare a 
lanţului audio. 


măsurat. 

Schema unui astfel de aparat 
este prezentată în figura 1. 
Principalele caracteristici sunt: 

- domeniul de măsură: 0+150W, în 
trei subdomenii 5W, 50W şi 150W; 

- sarcină: internă sau externă, cu 
valorile standardizate de 412, 812 şi 
1612; 

- domeniul de frecventă: 5Hz+70kHz 
± IdB; 

- difuzor încorporat cu posibilitate de 
decuplare. 

Principiul de funcţionare este 
foarte simplu. Puterea de ieşire a unui 
amplificator de audiofrecvenţă este 


tensiunii măsurată pe sarcină este o 
expresie a mărimii puterii de ieşire. 

Din relaţia de mai sus deducem 
că scala aparatului nu va fi liniară. 

Cu ajutorul comutatorului K2 se 
selectează tipul sarcinii, după cum 
urmează: 

1 - 412 intern; 

2 - 812 intern; 

3 -16 12 intern; 

4 - 4 12 extern; 

5- 812 extern; 

6 - 1612 extern. 

Parte din tensiunea de pe 
rezistenţa de sarcină (internă sau 
externă) este măsurată cu vottmetrul 



Un astfel de aparat trebuie să 
poată măsura puteri într-un domeniu 
suficient de larg, să aibă propria 
sarcină cu valori standardizate, banda 
de frecvenţă a semnalului măsurat să 
corespundă benzii audio şi să dispună 
de un control auditiv al semnalului 


(D 


dată de relaţia: 

P-LF/Rs 

unde: 

P - este puterea de ieşire a 
amplificatorului, U - este tensiunea de 
la bornele sarcinii, iar Rs este 
rezistenta de sarcină. Valoarea 


de curent alternativ realizat cu diodele 
Dl şi D2 şi afişată pe instrumentul de 
măsură I. calibrat în watts. 

Scala de măsură se selectează 
cu comutatorul K1 după cum urmează: 

1 - 5 watts; 

2 - 50 watts; 


Născut în oraşul Sebeş, jud. Alba, 
la data de 22.03.1951; 

Absolvent de liceu în anul 1970, 
în Sebeş; 

Absolvent al Scolii Postliceale de 

3 

Fizică Atomică, specialitatea 
dozimetrie şi măsurarea radiaţiilor, 
în anul 1972; 

Lucrează la Institutul de Fizică şi 
Inginerie Nucleară, Departamentul 
de Radioprotecţie şi Securitate 
Nucleară din 1972; 

Preocupări profesionale în 
domeniul detectării, măsurării si 



Alexandru Zanca 


efectelor biologice ale radiaţiilor 
nucleare; 


Debutează în TEHNIUM în anul 
1981, revistă în care are publicate 
peste 50 de articole din domeniul 
audio, laborator, automatizări, foto; 
A făcut parte din colectivul de 
redacţie al revistei RADIO 
(actualmente RADIO-ROMÂN); 
Pasiuni: muzica, fotografia, 
aeromodelism; 

Preocupări actuale privind 
înregistrarea şi redarea sunetului, 
automatizări, electronica de 
laborator etc; 

Este căsătorit. 




ÎS 


TEHNIUM *Nr. 6/1998 


















































LABORATOR 



3-150 watts 

cele trei scafe fiind trasate separat, 
Galibrarea se face după un 
aparat industrial pe fiecare scală în 


parte, capătul de scală fiind reglat din 
semireglabilii R13^R15. Rezistenţele 
de sarcină R4 şi R5 se vor bobina 
neinductiv pe suporţi de ceramică ce 




vor fi fixaţi rigid de şasiul cutiei. Nu se 
dau detalii constructive pentru aceste 
rezistenţe deoarece acestea depind de 
tipul sârmei folosite la bobinaj. Acestea 
se vor monta separat de celelalte 
componente, într-un loc cu o ventilaţie 
adecvată. Comutatorul K2 trebuie sâ 
suporte curenţi de cel puţin 5A, la 
tensiuni de cel puţin 100V. 

Montajul se va realiza în 
maniera clasică. Conductoarele ce 
leagă bornele de intrare cu comutatorul 
K2 vor avea diametrul de ceî puţin 
3mm. Rezistenţele R6-R9 vor fi 
montate direct pe comutatoarele K1 şi 
K2, iar rezistenţele R10-R17 se vor 
monta pe o regletă prinsă rigid de şasiu 
cu acces uşor la semireglabilii 
R13-R15. Diodele Dl şi 02 vor fi 
montate direct pe instrumentul de 
măsură. Acesta va fi de 1 QGliA cu scala 
liniară, de dimensiuni suficient de mari 
pentru ca citirea celor trei scale să se 
facă comod. Eventual scalele se vor 
calibra şi în decibeli. în figurile 2 şi 3 
este sugerată posibila asamblare 
mecanică a aparatului. Dimensiunile 
rămân la alegerea constructorului 
amator, funcţie de gabaritul pieselor de 
care dispune. 


- urmare din pagina 23 - 

Prin intermediul potenţiometruluî 
P2 se reglează frecvenţa semnalului 
modulator între 0,1 şi SHz. 
Pofenţiomelrul P3 reglează frecventa 
semnalului bifazic. Tensiunea de 
control aplicată potenţiometruluî P3 
poate proveni de ia sursa de 
alimentare a montajului sau de la 
generatorul de semnal sinusoidal 
realizat cu XR2206. în primul caz, 
reglajul frecvenţei se face manual, iar 
în cel de al doilea caz se realizează 
baleiajul automat. 

Pentru punerea la punct a 
generatorului bifazic prezentat mai sus, 
sunt necesare un osciloscop şj un 
frecvenţmetru digital. 

Se poziţionează cursoarele 
semireglabilelor la jumătatea cursei, 
cursorul potenţiometruluî PI se roteşte 
la masa. Se conectează osciloscopul 
la terminalul 2 aî circuitului integrat 
XR2206. Acţionând potenţiometrul P2 
de ta un capăt la celălalt, frecvenţa 
semnalului vizualizat pe ecran trebuie 
să varieze între aproximativ 0,1 şi 5Hz. 
Pentru poziţia corespunzătoare 
frecvenţei de 5Hz, se reglează SR1 


până la obţinerea unui semnal 
sinusG ral cu formă cât mai bună. 

Se poziţionează comutatorul SI 
în pozoa M şî cursorul potenţiometruluî 
P3 în extremitatea de sus (în schemă). 
Se reglează SR5 până când 
frecven:metrul sau osciloscopul 
conecta: la una dintre ieşirile 
generstonjlu bifazic indică frecvenţa 
de 480^500kHz. Se roteşte cursorul 
potenţîornetnjlui P3 în extremitatea de 
jos şi se reglează SR4 până la 
obţinerea frecvenţei de 15-^20kHz. 

Cele două limite de frecvenţă au 
fost fixate după următoarele 
considerer:e 

- frecvenţa de 500 kHz 
reprezintă valoarea maximă a 
frecvente de tact pentru cele mai multe 
circu :e ^tegrate folosite în liniile de 

întârziere: 

- Tecventa de tact de 15^-20kHz 
asigură procesarea semnalelor audio 
cu frecvenţa maximă de 7,5^10kHz 
(conform teoremei eşantionării), 
valoare suficientă pentru aplicaţiile din 
domeniul efectelor sonore. 

Se trece comutatorul SI In 
poziţia A. tar cursorul potenţiometruluî 


P2 se roteşte la extremitatea de jos, 
corespunzătoare unei viteze scăzute 
de baleiaj, care permite urmărirea 
modulaţiei de frecvenţă a semnalului 
generat de VCO-ul din CMOS 4046. 
Se roteşte cursorul potenţiometruluî P3 
la extremitatea de sus şi se reglează 
SR2 până când deviaţia frecvenţei 
maxime atinge valoarea de circa 
500kHz. Poziţionând cursorul 
potenţiometruluî P3 în extremitatea de 
jos, se reglează SR3 până când 
deviaţia frecvenţei minime atinge 
valoarea de circa 20kHZ. Dacă reglajul 
se face cu atenţie, acţionarea 
potenţiometruluî P3 de la un capăt la 
celălalt face ca domeniul de baleiaj să 
varieze între 2,5:1 şi 25:1. Trebuie 
precizat că, odată cu variaţia 
profunzimii de baleiaj, are loc şi o 
deplasare importantă a domeniului de 
frecvenţă baleiat. 

în final, se verifică modificarea 
profunzimii de modulaţie (de această 
dată fără deplasarea domeniului de 
frecvenţă), între 0 şi 100%, prin 
acţionarea potenţiometrului PI. 


- continuare în numărul viitor- 

W 


TEHNIUM • Nr. 6/1998 

































































- LABORATOR 

NUMĂRĂTOR CU PATRU DÎGITI 


ing. Şerban Naiou 


Numărătorul cu patru cifre 
prezentat în acest material este capabil 
să afişeze până la valoarea de 9999. 
El are o formă extrem de compactă şi 
un gabarit redus, putând fi plasat în 
spatele panoului frontal al diverselor 
aparate electronice Astfel, el poate fi 
încorporat în frecvenţmetre, 

periodmetre, contoare de timp etc. 

+ 5V 


figura 2 (capsulă DIL cu 18 pini). 

Modulul numărător (contor) 
prezentat poate avea trei variante 
constructive: 

- modul echipat cu MMC22.926, 
ia care ieşirea C.G. (Carry Out) utilizată 
pentru montarea în cascadă a 
numărătoarelor trece în starea sus 


observa timpul "mort" de 1/3 din 
valoarea perioadei (T) care asigură o 
mai bună vizibilitate a cifrelor în 
momentul comutării. 

Tensiunea de alimentare a 
circuitului integrat este recomandabil 
să fie cuprinsă între 3V şi 6V (nominal 
5V), iar consumul maxim este de 


(HIGH) când se atinge nivelul de 40mA. 


D.PJ 


D.R2 


D.P.3 


D.R4 



Montajul prezentat în figura 1 
conţine în principal circuitul integrat 
realizat în tehnologie CMOS, de tip 
MMC22.926. Acesta este un 
numărător de patru digiţi, cu ieşirile 
multiplexate, destinat comenzii 
afişoarelor cu 7 segmente (cu caîod 
comun). Capsula circuitului integrat 
MMC22.926 (MM74C926 - National 
Semiconductor) este prezentată în 


MMC22926 
MMC22927 
MMC 22928 


arr - 

nur 

.IS.JVDDt i V) 



e| 2 

Trie 



M ^ 

“Trib 

al" 4 

15 ia 



LATCH EIMABLEÎ 5 

14 [CARRY t 



IWIAYSHFCTl 8 

' TTIreset 



Aouf| 7 

12 [CLOCK 



Rout f 

n bou* 



VssfGNDlf 9 

10 jCoUt 


Figura 2 


numărare 6000, însă numărarea 
continuă până la 9999; 

- modul echipat cu MMC22.927 
lucrează la fel ca primul, cu excepţia 
faptului că prima cifră MSD (Most 
Significant Digit) se împarte la 6. în 
acest caz : şi nu la 10. Dacă la pinul 12 
de intrare (CLOCK) frecvenţa aplicată 
este de 10Hz, dispîay-u! afişează 
minutele, secundele şi respectiv 
zecimile de secunde, în forma: 9:56.9.; 

- modul echipat cu MMC22.928, 
lucrează şi el la fel ca primul (cel cu 
MMC22.926), doar că MSD se divide 
cu 2, în acest caz, şi nu cu 10 (ca în 
primul caz). Ieşirea Carry Out se 
schimbă la nivelul de numărare 2.000, 
trecând în starea sus (HIGH) şi revine 
în starea jos (L0W) doar când 
numărătorul este resetat Cu acest 
circuit integrat se poate, deci. realiza 
numărătorul clasic, cu 334 digiţi. 

în figura 3 este prezentată 
croncgrama multiplexajului acestor 
circuite integrate din care se poate 


Schema bloc internă a circuitului 
integrat MMC22.926 este dată în 
figura 4. în structura acesteia găsim 
patru numărătoare zecimale montate 
în cascadă, patru circuite “latch", un 
multiplexor şi circuite de putere 
capabile să comande direct 
segmentele afişoarelor. 

Schema prezentată se 
alimentează de la tensiunea de 5V 
(plusul sursei la pinul 18, iar masa la 
pinul 9 al C14MMC22.926). Consumul 



Figura'3 


20 


TEHNIUM • Nr. 6/1998 






































































































































LABORATOR 


montajului variază în funcţie de 
numărul de LED-uri (segmente) aprins, 
ajungând la max. 150mA. 

Semnalul de intrare (impulsurile 
negative de numărare) se aplică la 
pinul 12 al circuitului integrat (CLOCK). 
Numărătorul avansează cu câte o 
unitate pentru fiecare front descendent 
al semnalului de intrare. 

Pinul 5 al circuitului integrat 
(LATCH ENABLE) este intrarea de 
comandă a circuitelor latch” interne, 
astfel: dacă această intrare este la 
nivelul "SUS" (+5V) afişoarele 
urmăresc evoluţia numărătoarelor, iar 
dacă intrarea este la nivelul “JOS" 
(masă) afişoarele rămân "îngheţate" la 
valoarea pe care o aveau în momentul 
schimbării nivelului pe această intrare 
(funcţia de memorare). 

Pinul 13 al circuitului integrat 
(RESET) este intrarea de punere la 
zero (de resetare). Numărătoarele sunt 
aduse la zero când această intrare este 
adusă în starea “SUS" (+5V). Cu 
ajutorul pinului 14 se realizează 
conectarea în cascadă cu un alt 
numărător. 

Afişoarele folosite sunt de tipul 
de 0,5 inch cu catod comun. 

Se recomandă montarea 
circuitelor integrate şi a afişoarelor pe 
socluri. 

Punctele zecimale (DP) ale 
afişoarelor sunt lăsate neconectate, 
dar, în funcţie de aplicaţia respectivă 
acestea se pot conecta în mod 
permanent sau printr-un comutator la 
plusul sursei de alimentare (printr-un 
rezistor de circa 18012, notat pe 
schemă cu R* şi nefigurat pe cablaj) 


Tranzistoarele sunt de tip 
BC547, BC548 sau 2N2222A. 

Cablajul montajului este dat în 
figura 5. Atenţie la cele patru ştrapuri 
duse de la colectoarele tranzistoarelor 
la pinii afişoarelor. 

Facem precizarea că, deoarece 
circuitul integrat nu este prevăzut cu 
protecţie, tensiunea aplicată pe intrare 
(pinul 12-CLOCK) nu trebuie să 
depăşească valoarea de 15V 

Bibliografie 

1 . Le Haut-Parleur, nr.1853 (15 
octombrie 1996); 

2 . Elektor nr. 7-8/1992: 

3. Electronique Practique, 
nr,198 (decembrie 1995), nr.203 (mai 
1996); 

4. Data Book - Mos tntegrated 
Circuits - Third Edition. 1991-1992, 
Microelectronica S.A. 



NOTA: Seria numărătoarelor pe care 
o inaugurăm cu acest material va 
continua în numărul viitor al revistei cu 
un numărător flexibil, care poate face 
parte dintr-un aparat mai complex sau 
se poate utiliza ca atare. Vom prezenta 
în următoarele numere ale revistei 
câteva frecvenţmetre performante, 
extrem de necesare în laboratorul 
oricărui electronist. Schemele 
frecvenţmetrelor vor fi atât unele 
simple (cu mai puţini digiţi) la îndemâna 
constructorilor începători, şi până la 
variante complexe, cu posibilităţi de 
măsurare până la zeci de GHz. 

Alături de sursa de tensiune, 
aparatul de măsurat, generatorul de 
semnal şi osciloscop, unul dintre 
aparatele indispensabile în practica 
electronistului rămâne, fără nici o 
îndoială, frecvenţmetrul (numărătorul). 




TEHNIUM • Nr. 6/1998 21 































































































































































CATALOG 


GENERATORUL DE FUNCŢII XR2206 (III) 


Aurelîan Lăzăroiu 


* urmare din numărul trecut - 
Pentru reglarea etajului de 
referinţă (MARKER), se conectează 
frecvenţmetrul digital la terminalul 11 
al CI3 XR2206, voltmetrul digital în 
PM2 şi osciloscopul la ieşirea GdB. 
Comutatorul SI se trece în poziţia M. 
Se poziţionează cursorul 
potenţiometrului PI în poziţia limită de 
jos {spre SR7). Se reglează SR7, care 
fixează limita inferioară a domeniului 
vobulat, până se citeşte pe 
frecvenţmetru valoarea de 20 Hz. Se 
poziţionează cursorul potenţiometrului 
PI în poziţia limită de sus. Se reglează 
SR5 t care fixează limita superioară a 
domeniului vobulat, până când se 
citeşte pe frecvenţmetru valoarea de 
20.000Hz. Se poziţionează PI la 
jumătatea cursei şi se reglează SR6 
până când frecvenţmetrul va indica 
630Hz. Această valoare corespunde 
mediei geometrice a domeniului 20- 
20 000Hz sau altfel spus, frecvenţa 
situată la mijlocul celor zece octave 
acoperite de vobulator. Din 
considerente practice, SR6 poate fi 
reglat până ia citirea pe frecvenţmetru 
a frecvenţei de 1kHz, deoarece 
aceasta este referinţa de frecvenţă des 
folosită. Celor trei poziţii ale cursorului 
PI (sus, mijloc, jos), le corespund pe 
voltmetrul digital următoarele valori: 



Pentru reglarea părţii de baleiaj 
se trece comutatorul S1 în poziţia W şi 
se conectează osciloscopul la care se 
ataşează vobuiatorul, în punctul PM1. 
Semnalul cu formă de rampă liniară 
provenit de la baza de timp a aceluiaşi 
osciloscop se aplică în punctul A 
(intrarea în vobulator). în acest fel, se 
asigură vizualizarea tensiunii care 
evoluează logaritmic, pe ecranul 
osciloscopului. Deoarece semnatul de 
baleiaj provine de la acelaşi osciloscop 
pe care se face vizualizarea tensiunii 
din PM1 .comutatorul bazei de timp nu 
influenţează imaginea afişată. Vor fi 
preferate totuşi valori ale bazei de timp 
care să asigure afişarea tensiunii 
logaritmice sub forma unei curbe 
continue şi nu a unui punct care să 
descrie această curbă. 

Reglarea propriu-zîsă constă în 
asigurarea compatibilităţii tensiunilor 
de control în punctele FMI şi PM2. 
Acest reglaj este foarte important 
pentru funcţionarea corectă a 
vobuloscopuîus Se trece comutatorul 
AC/DC al osciloscopului pe poziţia DC, 
iar comutatorul atenuatorului de la 
intrarea Y se fixează pe poziţia de 0 t 5V/ 
diviziune. Din reglajul succesiv al 
semireglabîlelor SR1, SR2, SR3 şi SR4 
trebuie să se obţină pe ecranul 
osciloscopului curba descrisă de 
valorile indicate în figura 7. Dacă s-a 
înţeles modul de funcţionare a 
vobulatorului, succesiunea operaţilor 
de reglaj va fî uşor dedusă şi aplicată 
pentru fiecare caz în parte. în final se 
trece la verificarea compatibilităţii 
tensiunilor în punctele PM1 şi PM2, 
prin legarea directă a ieşirii GdB a 


osciloscopului, Prin acţionarea 
helipotenţiometrului PI de la un capăt 
la altul, trebuie să se observe marker- 
ul deplasându-se pe anvelopa 
semnalului de audiofrecvenţă, de la o 
extremitate la alta a ecranului. La 
jumătatea cursei potenţiometrului PI, 
marker-ul va fi vizibil la jumătatea 
ecranului. înălţimea marker-ului se 
fixează prin intermediul 
semîreglabîlului SR8. 

Schema vobuloscopului poate fî 
completată cu un detector de vârf care 
se conectează între ieşirea circuitului 
analizat şi intrarea osciloscopului. în 
realizarea noastră nu am inclus acest 
detector pentru a face posibilă 
efectuarea unor observaţii utile asupra 
unor eventuale distorsiuni de 
supramodulaţie sau de fază ce pot 
apărea în circuitul analizat. Trebuie 
precizat însă, că în această situaţie, la 
frecvenţele foarte joase, marker-ul 
apare ca o perturbaţie pe traseul 
sinusoidei. La frecvenţele medii şi 
înalte, marker-ul apare însă normai t 
situat pe anvelopa semnalului. 

Vobuiatorul poate fi folosit şi ca 
generator de semnal sinusoidal cu 
control continuu în domeniul de 
audiofrecvenţă, prin intermediul 
helipotenţiometrului PI (cu comutatorul 
81 în poziţia M). 

Aplicaţii în domeniul efectelor 
sonore 

în finalul materialului dedicat 
generatorului de funcţii XR2206, 
prezentăm două aplicaţii din domeniul 
efectelor sonore. 

Prima aplicaţie vizează 
obţinerea binecunoscutului efect 

















































CATALOG 


constă în variaţia periodică 
a intensităţii sonore a 
secvenţelor muzicale 
instrumentale sau vocale. 

Concret, efectul se obţine 
prin tehnica modulaţiei de 
amplitudine, în care 
semnalul modulator are o 
frecvenţă relativ ridicată, 
cuprinsă între 10 şi 2QHz. 

Am făcut această precizare 
pentru a deosebi tremolo de 
vibrato. Acesta din urmă se 
obţine prin modulaţie de frecvenţă cu 
periodicitate scăzută, circa 3-6Hz. 

în general, montajele tipice 
folosite pentru producerea efectului 
tremolo prezintă câteva dezavantaje; 
distorsiunile armonice introduse sunt 
relativ mari, iar profunzimea şi 
frecvenţa de modulaţie se reglează 
Intr-un domeniu redus. 

Prin intermediul montajului a 
cărui schemă este prezentată în figura 
8 : profunzimea modulaţiei se reglează 
între 0 şi 100%, iar frecvenţa de 
modulaţie între 1 şi 30Hz, fără 
introducerea unor distorsiuni armonice 
semnificative. 

Montajul funcţionează pe două 
canale (stereo) şi se poate produce 
suplimentar un efect ce aminteşte de 
efectul LESLIE (care în mod normal se 
obţine prin rotirea difuzoarelor sau prin 
intermediul liniilor de întârziere 
electronică). 

Semnalul modulator de 
frecvenţă foarte joasă provine de la ICI 
de tip XR22Q6 sau ROB8125. folosit 
ca generator de semnal sinusoida!. 
Acest semnal permite obţinerea unei 
modulaţii de amplitudine lent variabilă 
Potenţiometru I PI reglează frecvenţa 
semnalului sinusoidal şi implicit viteza 
de modulaţie. Semnalul sinusoidal de 
frecventă foarte joasă este aplicat 
separai celor două intrări de control ale 
CI2 de tip TCA73G sau echivalentul 
K174UN12 (CSI). Acest integrat este 
un amplificator dual (stereo), cu control 
electronic al volumului (compensat în 
frecvenţă), şi al balansului, în mod 
normat, controlul volumului şi al 
balansului se face prin intermediul unui 
potenţiometru care modifică tensiunea 
de control în c.c, Dacă această sursă 
de oc, se înlocuieşte cu o sursă de 
c.a, de frecvenţă foarte joasă, se obţine 
o modulaţie periodică a amplitudinii 
semnalelor de audiofrecvenţâ aplicate 
la intrările stânga/dreapta. în funcţie de 



amplitudinea semnalului modulator, 
reglată prin intermediul 
potentîometrulu! P3, se stabileşte 
gradul de modulaţie şi implicit, 
profunzimea efectului tremolo. 

Prin intermediul potenţîometnjlui 
P2 se reglează gradul de 
dezechilibrare periodica a semnalului 
între cele două canale, prin care se 
simulează efectul LESLIE în acest 
caz, frecventa semnalului sinusoidal 
produs de CM XR2206 trebuie să fie 
de circa 1-2Hz. 

Divizoarele de c.c. de la intrările 
de control ale modulatorului 
(terminalele 12 şi 13 ale CI2 TCA730), 
fixează balansul la mijloc şi 
amplificarea egală cu 1 (transfer 
unitar), când tensiunea semnalului 
modulator este zero (cursoarele 
potenţîometreior P2 şi P3 la masă). 

Alimentarea montajului se face 
de la o sursă stabilizată cu tensiunea 
de 15V şi curentul de circa 1 GOmA. 

Cel de-al doilea montaj 
constituie un generator bifazic complet, 
pentru controlul liniilor de întârziere 
analogică folosite în tehnica producerii 
efectelor sonore. Schema prezentată 
în figura 9 a fost pusă la punct de 
autorul acestui material şi este folosită 
pentru controlul circuitelor integrate 
specializate pentru întârziere 
electronică analogică, de tip TDA1022 
şl TCA350. 

Generatorul bifazic propriu-zis 
este constituit din CI2 de tip PLL CMOS 
4046, dîn care se foloseşte numai 
VCO-ul (oscilatorul controlat în 
tensiune). Prin conectarea directă a 
terminalelor 3 şi 4, se obţin ieşiri în 
contrafazâ care livrează două semnale 
în antifază, absolut necesare 
funcţionării circuitelor integrate 
specializate pentru întârziere 
electronică analogică. Frecvenţa 
semnalelor dreptunghiulare în 
contrafazâ poate fî controlată în 


tensiune, pe terminalul 9, 

Dacă modulaţia frecvenţei de 
tact a liniilor de întârziere incluse în 
configuraţii specifice se face cu semnal 
sinusoidal de frecvenţă foarte joasă, se 
pot obţine efecte sonore apreciate; 
vibrato, flanger, chorus sau simulări ale 
efectelor LESLIE şi DOPPLER. Pentru 
obţinerea acestor efecte, frecvenţa 
semnalului sinusoidal modulator 
trebuie să varieze între 0,1 şî 5Hz. Cei 
familiarizaţi cu generatoarele de 
semnal cunosc faptul că obţinerea 
frecvenţelor foarte joase este 
problematica, cu atât mai mult dacă se 
doreşte variaţia continuă a frecvenţei 
pe un domeniu de peste cinci octave. 
Cu generatoare obişnuite este practic 
imposibil să se obţină un semna! 
sinusoida! stabil, cu frecvenţa variabilă 
într-un domeniu 'larg. Singura 
alternativă competitivă o constituie 
folosirea generatoarelor de funcţii, care 
îndeplinesc uşor aceste condiţii. 

Menţionăm că în această 
aplicaţie am exploatat posibilitatea 
modulaţiei de amplitudine la acest 
generator de funcţii, în scopul asigurării 
reglajului de profunzime a modulaţiei 
de frecvenţă a semnalului bifazic de 
tact. Pentru aceasta, terminalul 1, care 
de obicei se află conectat direct la 
minusul sursei de alimentare, se 
conectează fa cursorul unui 
potenţiometru (PI), care face parte din 
di vizorul 2:1 prin care se aplică 1/2 din 
tensiunea de alimentare pe terminalul 
3 , 

Prin acţionarea potenţiometrului 
PI de fa o extremă la alta tensiunea 
pe terminalul 1 variază între 0 şî 1/2 
din tensiunea de alimentare, ceea ce 
are drept rezultat variaţia nivelului 
semnalului sinusoidal între valoarea 
maximă (circa 2Vw) şi zero. Astfel, se 
poate regla profunzimea efectului 
sonor între 0 şi 100%. 

- continuare în pagina 19 - 


TEILMUM • Nr. 6/1998 


23 





































POSTA REDACŢIEI 

5 J 


DE. ing. Istrate Mareea, str. 
Calea Bucureşti, Craiova Vă 

mulţumim pentru îndelungata dvs. 
colaborare cu revista TEHNIUM încă 
de la începuturile ei şi vă asigurăm că 
fiul dvs,, în prezent student şi pasionat 
de electronică, Dan Istrate, se află pe 
drumul cel bun şi sperăm să devină în 
timp unul dintre colaboratorii noştri de 
bază şi peste decenii membru de elită 
în clubul “TEHNIUM 1G0 r \ al autorilor 
care au publicat peste 100 de articole 
în revista noastră. 

Dl. Tofan Vasile, B-duI Muncii, 
Braşov Vă felicităm pentru faptul că 
posedaţi colecţia integrală a revistei 
TEHNIUM de la apariţie (în anul 1970) 
şi până în prezent. 

"Of’-uE dvs pe care “nu ştiţi cum 
să-l rezolvaţi" se referă la faptul că 
posedaţi un televizor echipat cu circuit 
integrat de tip TDA8303A şi nu găsiţi 
date despre acesta. 

Acest circuit integrat a fost 
prezentat pe larg într-un articol al 
subsemnatului în revista RADIO nr,8/ 
1995 (editura Teora) şi, cu regret, nu 
mai putem reveni asupra lui. Informaţii 
şi mai complete despre acest circuit 
integrat, care conţine practic toate 
funcţiile de semnal mic dintr-un 
receptor TV alb-negru, puteţi găsi în 
DATA BOOK IC02b - Semiconductors 
for Television and Video System - 
Philips, 1995 (pag.2992 - 3009), 
catalog care în ultimii ani se editează 
şi pe CD-ROM. 

DE. Frusina Dumitru, sat 
Răsimnicea, jud Ialomiţa Ne 

semnalaţi un lucru ciudat, şi anume 
faptul că “unii" dintre vecinii dvs, 
recepţionează unele programe de 
radio în banda undelor ultrascurte (MF) 


pe care dvs. nu le puteţi auzi şi nu vor 
să spună cum procedează. Aici nu 
încape nici un mister: dacă vecinii dvs. 
recepţionează acele posturi radio şi 
dvs. posedaţi un radioreceptor 
corespunzător şi antena acestuia are 
o bună “vizibilitate" este imposibil să 
nu aveţi succes. Radioreceptoarele pot 
fi prevăzute în UUS (MF) fie cu 
posibilitatea recepţionăm benzii 
65-73MHz (fosta normă OIRT), fie a 
benzii 88vl08MHz (CCiR), fie a 
ambelor (ultima variantă fiind, evident, 
preferabilă). Vom veni în sprijinul dvs. 
într-unul dintre numerele viitoare ale 
reviste] publicând modalităţife practice 
de conversie a celor două norme. 
Aşadar, urmăriţi revista! 

Dl. BuEigă Eleodor, str. Ion 
Antonescu, Piteşti Ne declaraţi că 
sunteţi un pasionat de electronică, iar 
majoritatea cunoştinţelor în domeniu 
le-aţi dobândii prin intermediul revistei 
TEHNIUM. Sperăm să vă fim de folos 
şi de acum înainte, un prim exemplu 
fiind cel de mai jos. 

Posedaţi două circuite integrate 
de tip TDA1514A, dar nu şi o schemă 
după care să construiţi un amplificator. 

Circuitul integrat TDA1514A 
reprezintă o realizare destul de recentă 
a firmei Philips Components, 
constituind o variantă mult îmbunătăţită 
a lui TDA1514 (model abandonat). 
Amplificatorul (a cărui schemă o 
prezentăm mai jos) poate dezvolta o 
putere de 50W pe o sarcină de 4 LI, cu 
distorsiuni mai mici de 0,1%. 
Tensiunea de alimentare este de 
±27,5V pentru o sarcină de 8il şi de 
±24V pentru 4Q. 

Dispunând de două circuite 
integrate TQA1514A puteţi realiza 


două astfel de amplificatoare pe 
aceeaşi placă de cablaj imprimat, 
obţinând astfel un amplificator Hi-Fi 
stereofonic de 2x5GW. 

De altfel, o variantă de 
amplificator de audlofrecvenţă realizat 
cu TDA1514A(conţinând inclusiv 
cablajul imprimat), foarte 
asemănătoare cu aceasta a fost 
prezentată în numărul precedent al 
revistei noastre. 

DE. Frăţilă loan, str. Fagului, 
Cluj Napoca Chiar cu întârziere, vă 
mulţumim pentru felicitările pe care ni 
le adresaţi şi urările de bine pe care 
ne permitem să vi le întoarcem. Vă 
aşteptăm în continuare cu alte articole 
la fel de interesante. 

Dl. Pungan Pavel, loc. 
Bălăneşti, jud. Gorj Ne pare rău, nu 
expediem documentaţie prin poştă fa 
solicitările cititorilor (nici măcar contra 
cost), iar prin intermediul POŞTEI 
REDACŢIEI răspundem doar 
problemelor care ni se par de interes 
mai general (şi nu individual). 

în problema dvs. vă sfătuim să 
vă rezolvaţi pe plan local, apelând la 
specialiştii care activează în cadrul 
radîoclubufui din Tg. Jiu, nu numai buni 
profesionişti, dar şi foarte sufletist]. 

Vă sfătuiesc, de asemenea, să 
vă abonaţi la revista TEHNIUM Ia 
Poştă (poziţie catalog 4385) şi astfel 
veţi scăpa de problemele legate de 
absenţa unor numere de revistă care 
vă interesează. 

Dl. Stoenică Bogdan, cartier 
Micro 16, str. Rozmarin, Satu Mare 

Doriţi să realizaţi staţia de amplificare 
cu control digital total (publicată în nr. 
1/1997 al revistei noastre) şi nu reuşiţi 
să vă procuraţi cele două circuite 
integrate de tip NMOS (MMN806 şi 
MMN807) produse (cândva) şi de 
Microelectronica S A 

După cum poate că aţi observat, 
în ultimii ani producţia românească de 
componente electronice este în mare 
suferinţă. De aceea, vă recomandăm 
să vă comandaţi ia firmele specializate 
(vă recomandăm VITACOM 
Electronics) circuitele Integrate 
echivalente aduse din import. De 



DT. 


regulă, diferenţă de preţ nu este mare 
si aveţi şi câştigul unei fiabilităţi sporite. 

(Şerban Naicu) 


24 


TEHNIUM «Nr. 6/1998 
















































-43840 


43840 


CLUJ-iN APOCA, str, Pasteur nr, 7. 
e-mail: vitacom@vitacom 8 
BBS: 064-438402 (d 


BUCUREŞTI. str. P 


sectorul II, tel/fax: 01- 


thdul Nîcolae Tituîescu nr,^2^&T. sectorul*!, tel: 01- | 


- 


e-mail ^vita co m .ţ^dnt. rO 

} DISTRIBUITOR PENTRU ROM. 

îW# \" - TRANSFORMATOARE LINII H 
—-ECOMENZI TIP HQ 






, ulSTRIBUITOR DE COMPON! 

CE DIN ROMÂNIA: 


O 


DE, TRANZISTOARE, 
CIRCUITE INTEGRATE, MEMORII, 
EZISTOARE, CAPACITOARE, 
TV-VIDEO, CABLURI Şl CONECTORI... 






TEHNIUM • 6/1998 

CUPRINS: 

ELECTRONICA LA ZI 

• Comunicaţii radio-pachet de amatori (IV) 

dr.ing.Serban Radu lonescu, Cătălin lonescu..Paq. 1 

AUDIO 


• Filtru dinamic de zgomot - ing.Emil Marian..Pag. 5 

CQ-YO 

• crcexiltâtor M.F. - ing. Dinu Costin Zamfirescu... Pag. 10 

VIDEO-T.V. 

• : ' : _ .vea şi depanarea videocasetofoanelor (VIII) 

- ing. Serban Naicu, ing. Florin Gruia.Pag. 13 

LABORATOR 

• M rC e ecîrofiic - ing. Florin Gruia...Pag.15 

• Wattme:-- :e :~ecvenţă - Alexandru Zanca.Pag. 18 

■ NumârâTc-: - : stj :::■ ng. Serban Naicu.Pag.20 

CATALOG 

• Generatei ze iXR2205 i - Aurelian Lazăroiu.Pag.22 

Poşta redacţiei .Pag.24 








































fflml 1 


■ 


/T . r