Tehnium/1997/9709c

OMAGIU LUMINII 


Anul 1997 este considerat pe plan mondial, 
şi sărbătorit ca atare (în special în Statele Unite), 
drept anul Edison. Se recunoaşte astfel, la 150 
de ani de la naştere, meritul celui care a dat 
omenirii lampa cu incandescenţă (dar şi alte mari 
invenţii): savantul american Thomas Alva Edison 
(1847-1931). 

Sărbătorim în acest an şi 115 ani de la 
crearea primei centrale electrice din lume (1882), 
datorată tot marelui fizician şi inventator Edison, 
care a pus bazele distribuţiei energiei electrice. 
Inventarea lămpii electrice cu incandescenţă , cu 
filament de cărbune datează din 1879. 

Thomas Alva Edison este cel mai prolific 
inventator al lumii din toate timpurile, ei fiind 
autorul unui număr de 1093 brevete de invenţie. 
Dintre acestea enumerărrufonograful, microfonul 
cu cărbune, difuzorul compound, acumulatorul, 
sistemul telegrafic sextuplex etc. în 1883 Edison 
descoperă fenomenul de emisie termoelectrică, 
denumit ulterior şi “efectul Edison", care stă la baza 
unei noi ramuri tehnice, care va deveni electronica 
modernă de astăzi. 

în anul 1927 Edison a devenit membru al 
Academiei de Ştiinţe din S.U.A. 

La noi în ţară, anul Edison este onora* * ce 
către Muzeul tehnic “prof. îng. Dirnitne Leoaica' 
printr-o expoziţie intitulată “Omagiu: lumi- care 
se va desfăşura la sediul său din Parcul Caro ! 
pe data de 4 septembrie a.c. De a :fe. muzeu 
are în patrimoniu piese reprezentând activitatea 
lui Edison, cum arfitdinamul. fonograful, cecul cu 
incandescenţă, microfonul cu granule de cărbune, 
diverse lămpi (tuburi) radio, contoare si siguranţe 
fuzibiie, de ia începutul secolului XX 

Activitatea depusă de Muzeul Tehnic Român 
"praf. ing. Dimitrie Leonida" (condus de directorul 
Nicolae Diaconescu) este pe nedrept ignorată de 
marele public. Câteva cuvinte de prezentare cred 
că sunt necesare. Muzeul tehnic a fost înfiinţat în 
anul 1909 de ing. Dimitrie Leonida. pe lângă prima 
scoală de electricieni si mecanici creată (tot de 
el) în 1908. 

Dimitrie Leonida (1883-1965) a absolvit în 
anul 1908 Şcoala Tehnică Superioară din Berlin 


(secţia electrotehnică) funcţionând ca profesor la 
Politehnica din Timişoara (1924-1941) şi apoi la 
cea din Bucureşti (1941-1945). A condus lucrările 
la Centrala Grozăveşti, contribuind şi la realizarea 
hidrocentralei de la Bicaz. De numele său este 
legată şi introducerea tramvaiului electric în 
Bucureşti. 

Numele profesorului îl poartă peste ani nu 
numai aceste mari realizări, câţ mai ales muzeul 
căruia i-a dat naştere. 

Muzeul tehnic "prof.ing.Dimitrie Leonida" 
conţine expoziţii din numeroase domenii: 
electricitate, magnetism, descărcări în gaze, 
comunicaţii, istoria mecanicii, a mineritului, 
petrolului, maşini de tipărit, auto-moto-velo, maşini 
industriale ş.a. 

Secţia de Electricitate-Magnetism are un 
pronunţat caracter diaactic, fiind concepută ca un 
cadru de desfăşurare a unor lecţii-şcoală, 
referitoare ia storia descoperirilor legilor 
domeniului. Sectorul descărcărilor electrice în 
gaze se rema r că prin spectaculozitatea efectelor 
: de sune: şi iuminâi- unicat în muzeele cu profil 
tehnic cir ţară. Sectorul comunicaţiilor cuprinde 
telefoane de epocă dintre cele mai valoroase, 
teleimprimatoare, alături de modele de pionierat 
ale receptoarelor de radio şi televiziune din ţara 
noastră. 

Muzeul, situat în Parcul Carol I (încă din 
1928 în actualul sediu), supravieţuitor al unor 
cataclisme (cum ar fi cutremurele din 1940. 1977, 
1985 ia care s-a prăbuşit o parte din acoperiş, 
distrugându-se şi o parte din echipament ~ 
să depăşească cu succes şi actuala pe-rază ce 
tranziţie, deschizând în speciai gustul tnen or câe 
uneori şi puterea exemplului poze . cca*e - 
molipsitoare) către creaţia tehnică adevărată şi 
nemuritoare în timp. 

Revista 1 EHNIUM mulţumeşte se -t„ _ 
marelui inventator Edison, rare ne-a aăruit 
“lumina", dar si Muzeu!u : Te^r ; Român, care ne 
ajută s-o păstrăm, 

Şerban Naicu 


Redactor şef: ing. SERBAN NAICU 


Abonamentele la revista TEHNIUM se pot contracta la toate oficiile poştale din ţară şi prin filialele 
RODIPET SA, revista figurând la poziţia 4385 din Catalogul Presei Interne. 

Periodicitate : apariţie lunară. 

Preţ abonament : 5000 lei/număr de revistă. 

• Materialele în vederea publicării se trimit recomandat pe adresa: Bucureşti, OP 42, CP 88. Le 
aşteptăm cu deosebit interes. Eventual, menţionaţi şi un număr de telefon la care puteţi fi contactaţi. 

• Articolele nepublicate nu se restituie. 



















ELECTRONICA LA ZI = 

SISTEMUL DE RADIONAVIGATIE PRIN SATELIT GPS 

J 

ing. Gheorghe Costea 


i 


Se prezintă principiile generale 
de funcţionare afe sistemului GPS 
(Global Positloning System), 
principalele domenii de utilizare 
precum şi noile direcţii de dezvoltare. 
Tendinţele actuale mondiale de 
dezvoltare şi diversificare ale 
sistemului GPS, tehnologiile moderne 
de realizare, micşorarea preţului de 
cost sunt indicatori în baza cărora se 
poate anticipa pătrunderea rapidă a 
acestui sistem pe piaţa comercială. 

Prin prezentarea tendinţelor 
actuale mondiale de dezvoltare şl 
diversificare ale sistemului GPS se 
oferă o deschidere către viitoarele 
sisteme complexe de navigaţie 
militare, comerciale şi personale, care 
invita la o analiză pertinenta a 
modalităţilor de utilizare a acestui 
sistem în activitatea specifică. 

1 .Introducere 

Sistemul GPS este un 
sistem american de 
radionavigaţie prin satelit 
care permite identificarea 
oricărei poziţii pe glob, prin 
recepţîonarea semnalelor de 
poziţionare prin satelit. 

Sistemul GPS conceput 
Iniţial, cu aplicabilitate în 
domeniul militar, se baza pe 
utilizarea a patru sateliţi, pe 
cunoaşterea timpului de 
propagare dintre aceştia şî 
pe folosirea unui receptor GPS cu 
ajutorul cărora se poate determina 
longitudinea, latitudinea, altitudinea şi 
ora precisă în orice moment de timp. 
Precizia măsurării cu un astfel de 
sistem variază între 30m (militar) şî 
15Gm (comercial). 

2. Prezentarea şî 

caracteristicile sistemului 

La începutul anilor 1960, în SUA 
a fost conceput un sistem destinat 
forţelor armate aeriene şî navale, cu 
ajutorul căruia se putea determina cu 
o precizie de 20Q-5Q0m poziţia unui 
punct pe glob. Acest sistem putea oferi 
utilizatorului două dimensiuni: 
longitudinea şi latitudinea. 

Odată cu perfecţionarea 
s sternului, prin mărirea numărului de 
sateliţi lansaţi şi prin utilizarea unor noi 


tehnologii de realizare a 
echipamentelor, $-a ajuns ca sistemul' 
de navigaţie să ofere şi o a treia 
dimensiune: altitudinea. 

Datorită performanţelor 
obţinute, sistemul GPS s-a dezvoltat 
rapid la scară mondială, astfel încât a 
cuprins atât domeniul militar (căruia îi 
era destinat) cât şi pe cel comercial şî 
chiar, mai nou, personal. 

Funcţionarea unui sistem GPS 
este asigurată de un grup de sateliţi 
care se rotesc în jurul pământului şi 
emit semnale codate ce conţin datele 
orbitale ale tuturor sateliţilor, ceasul lor 
propriu, condiţiile de sănătate ale 
sateliţilor. 

Pentru a acoperi întreaga 
suprafaţă a globului, numărul necesar 
de sateliţi lansaţi ar trebui să fie de 24. 
în prezent, aceştia nu sunt încă toţi 

SAT, 2 SAT. 3 


STANE 

TERESTRA 


lansaţi, des* sistemul este operant în 
SUA, Japonia şi unele ţări europene, 
având perspective certe de dezvoltare 
a reţelei de conectare la sistem şi de 
mărire a suprafeţei de acoperire. 

Semnalele emise de sateliţi sunt 
recunoscute de un receptor specializat 
GPS, care se sincronizează pe 
frecvenţele purtătoare, calculează 
poziţia sa în raport cu sateliţii respectivi 
şi oferă utilizatorului date despre 
propria sa poziţie pe glob. Dacă 
receptorul poate capta simultan 
semnale de la patru sateliţi, atunci e! 
va putea oferi şi un alt parametru al 
poziţiei: altitudinea. 

Sistemul GPS NAVSTAR oferă 
date referitoare la poziţie, viteză şi timp 
în orice moment de timp. El este 
constituit din trei elemente denumite 


segmente: segmentul spaţial, 
segmentul de comandă si segmentul 
utilizator. 

Segmentul soatial se compune 
din cei 24 de sateliţi. Aceşti sateliţi, 
aflaţi pe orbite circulare, sunt plasaţi pe 
şase plane orbitale înclinate la 55 de 
grade, la o altitudine de 202GOkm. Ei 
au o perioadă de revoluţie de 
aproximativ 12 ore şi o viteză de circa 
3900km/s. Amplasarea lor orbitală va 
permite ca de pe orice poziţie de pe 
glob să existe în vizibilitate directă între 
6 şi 10 sateliţi. 

Sateliţii au o durată de viaţă de 
7,5 ani şl sunt echipaţi cu ceasuri 
atomice şi două emiţătoare în banda 
D. Cele două frecvenţe purtătoare sunt 
fi =1575,42 MHz şi f2=1227,6 MHz 
Semnalele sunt emise în tehnl a 
spectrului împrăştiat şi utilizează două 
coduri pseudoaleatoare. un 
cod C/A (Clear Acquisltion) 
pe frecventa fi şi un cod P 
(Precise) pe frecvenţele fi 
şi f2. 

Segmentul de control st 

comandă transmite 
parametrii de amplasare, 
controlează traiectoriile şi 
datele emise şi modifică 
orbitele sateliţilor Cele mai 
numeroase staţii de control 
sunt amplasate în Japonia 
şi SUA, ţâri în care sistemul 
GPS are cea mai largă răspândire şi 
dezvoltare. 

Segmentul utilizator este 
constituit de receptorii GPS care 
captează simultan semnale provenite 
de la sateliţi, decodifică datele şi 
calculează soluţia ecuaţiei de 
navigaţie, denumit PVT (Poziţie, 
Viteză, timp) Pentru a obţine această 
soluţie, este necesară utilizarea a 
numai patru sateliţi care trimit 
parametrii de navigaţie astfei încât se 
permite calculul distanţelor Ri (vezi 
figura) dintre satelitul i şi receptorul 
GPS. Ca urmare: Ri=C*Dti, unde C 
este vileza luminii, iar Dti sunt timpii de 
propagare dintre satelitul i şi receptor. 

Soluţia ecuaţiei de navigaţie 
este obţinută prin rezolvarea 
sistemului de ecuaţii cu X, Y Z: 



TEHNIUM • Nr. 9 /1997 


1 








































(— I —" 

(Xi«x) 2 + (Yi-y) 2 + (Zi-z ) a =(Ri- 
C*b) 2 P unde (Xi, Yi, Zi) este poziţia 
satelitului i, iar b este eroarea 
sistematică a ceasului utilizatorului. 

3- Modalităţi de utilizare a 
sistemului GPS 

Accesul la sistemul GPS actual 
este caracterizat de norme şi reguli 
foarte precise. Din punct de vedere al 
calităţii utilizatorului, în sistemul GPS 
sunt definite două categorii: utilizatori 
autorizaţi (legături militare sau oficiale) 
şi utilizatori comuni (legături 
comerciale sau individuale). Această 
deosebire este evidenţiată de clasa de 
precizie în care sunt încadrate cele 
două categorii de utilizatori. Din acest 
motiv sunt definite două tipuri de 
servicii oferite prin sistemul GPS: PPS 
(Precise Posilioning Service) şi SPS 
(Standard Positioning Service). 

De asemenea, pentru 
diferenţierea şi protejarea utilizatorilor, 
se utilizează modalitatea de accesare 
cu acces selectiv, SA (Selective 
Availabiiity) şi cu acces restrictiv. AS 
(Anti Spoofing). 

Accesul selectiv este 
modalitatea de diferenţiere a tipului de 
serviciu oferit de sistemul GPS (PPS 
sau SPS). Aceasta este exprimată 
prîntr-o programare preferenţială a 
preciziei datelor oferite prin satelit, în 
funcţie de tipul utilizatorului şi prin 
performantele receptorului GPS oferit. 

Un receptor GPS ce lucrează în 
serviciul PPS este echipat cu procesor 
de gestiune a cheilor şi cu module 
specializate care corelează datele 
obţinute de la sateliţi, eliminând 
eroarea obţinută printr-un serviciu de 
tip SPS. 

Pentru protejarea serviciului 
oferit prin sistemul GPS f datele 
provenite de la sateliţi prin codul P sunt 
codificate devenind un aît cod Y. 
Receptorii GPS, capabili să decodifice 
codul Y, sunt echipaţi cu un procesor 
de gestiune a cheilor şi cu module 
specializate suplimentare. 

Sistemul GPS poate fi utilizat în 
diverse aplicaţii, cu diferite moduri de 
funcţionare: 

- navigaţia în sistemul GPS 
autonom: 

- navigaţia cu un sistem GPS ce 
utilizează modul diferenţial (DGPS); 

- traiectografie în sistemul 
DGPS; 

- geodezie; 


- măsurarea altitudinilor etc. 

4, Noi direcţii de promovare a 
sistemului GPS 

Datorită dezvoltării tehnologice 
actuale, ceea ce a dus la micşorarea 
preţului de cost al receptorului şi la 
posibilitatea interconectării cu 
sistemele de procesare şi analiză 
computerizate, sistemul GPS a 
pătruns rapid în domeniul comercial şi 
individual. 

Sistemul GPS individual, cei 
care potrivit estimărilor efectuate va 
deveni în scurt timp de nelnlocuit în 
asigurarea navigaţiei terestre, aeriene 
sau navale, constituie la această oră 
preocuparea principală a cercetărilor 
dîn domeniul sistemelor de 
telecomunicaţii şi radionavjgaţie. 

Practic, cu ajutorui noilor 
receptoare GPS, montate pe orice tip 
de vehicul, navă sau aparat de zbor, 
se poate calcula distanţa de la poziţia 
lor curentă la poziţia de destinaţie, se 
pot memora ruta ce urmează a fi 
parcursă şi informaţiile legate de 
punctul de destinaţie, se poate afişa 
ruta deja parcursă etc. 

Prin realizarea unor receptoare 
cu 3,4, 5 sau 6 canaie, s-a permis 
obţinerea tuturor parametrilor necesari 
navigaţiei, putând fi astfel urmăriţi toţi 
sateliţii ce se găsesc în zona de 
vizibilitate directă. 

Prin racordarea receptorului la 
un microcomputer a fost creat un 
sistem de achiziţii de date pentru 
exploatarea resurselor de ţiţei şi gaz 
metan. 

Sistemele GPS montate în 
autoturisme au o mare dezvoltare în 
Japonia, unde până în prezent sunt în 
funcţiune aproape 500.000 de 
receptoare GPS T care oferă lista cu 
obiectivele turistice importante care se 
găsesc pe ruta ce urmează a fi 
parcursă până la destinaţie, iar mai 
recent au fost montate sisteme de 
televiziune care permit descrierea 
rutei, găsirea cu precizie a poziţiei 
vehiculului pe hartă, precum şi 
informaţii cu privire ia traseele ce pot 
fi urmate până ia destinaţie. 

Prin arhivarea şi înregistrarea 
datelor într-un sistem centralizat, 
computerizat se pot realiza hărţi ale 
teritoriului care pot fi folosite în găsirea 
rutei optime, a distantei până la 
destinaţie, a poziţiei curente, a 
distanţei parcurse etc. 


= ELECTRONICA LA ZI 

Un alt domeniu de utilizare a 
sistemului GPS îl reprezintă navigaţia 
maritimă şt aeriană. Pentru mărirea 
preciziei în determinarea poziţiei 
curente, specialiştii au pus la punct un 
sistem GPS mai performant denumit 
DGPS. Prin acest sistem informaţiile 
provenite de la două sau mai multe 
receptoare sunt comparate în 
permanenţă cu date precise stabilite 
într-o staţie teritorială, astfel încât 
erorile de calcul provenite de Ia un 
recptor uzual GPS sâ fie micşorate, în 
sistemul DGPS (GPS diferenţial), un 
receptor GPS conectat ia un sistem de 
calcul şi programare adecvat, care 
poate oferi informaţii de poziţie foarte 
precise, va transmite în permanenţă 
date către celelalte receptoare GPS cu 
care se află în legătură. După ce sunt 
prelucrate şi analizate, aceste date 
sunt utilizate în calculul corecţiilor ce 
se impun pentru stabilirea poziţiei 
precise. Precizia măsurării poziţiei 
poate ajunge la doar 3m 

5* Concluzii 

Datorita sferei tot mai largi de 
cuprindere, sistemul GPS a devenit un 
domeniu de interes mondial. 

Identificarea cu precizie a 
oricărei poziţii pe glob, în orice moment 
de timp, cu un receptor portabil la un 
preţ din ce în ce mai scăzut, reprezintă 
performanţe greu de atins în alte 
sisteme de navigaţie. 

Posibilitatea de diferenţiere a 
utilizatorilor şi protejarea informaţiilor 
vehiculate conferă sistemului GPS 
siguranţă şi fiabilitate. 

Dezvoltarea unui sistem 
informaţional computerizat auxiliar 
sistemului GPS a permis mărirea 
domeniului de aplicabilitate şi 
îmbunătăţirea performanţelor. 

Datorită sistemului GPS se 
poate dezvolta sistemul de 
cartografiere numerică, ce va aduce o 
revoluţie în ceea ce priveşte 
radionavigaţia terestră, aeriană sau 
navală. 

Bibliografie 

1. B.Panafieu; Les essais de 
recepteurs GPS; L’onde Electrique, 
ian -febr.1994, pag.3-8; 

2. XXXXXX; Recepteurs GPS; 
Le Haut-Parleur; aug. 1993; pag.28-31; 

3. R.ScheEdermann; GPS 
becomes a High-Flying Market; 
Mierowaves & RF. 


2 


TEHNIUM • Nr. 9/1997 


















AUDIO —-■ r — 

EFECTE SONORE ÎN TEHNICĂ ANALOGICĂ Şl DIGITALĂ(III) 

PROCESOR MULTIEFECT CU TDA1022 
Aurel ian Lăzăroiu 
inq. Cătălin Lăzăroiu 



Introducere 

în acest material este prezentat 
un procesor simplu care permite 
obţinerea efectelor sonore specifice 
întârzierilor mici, dintre care amintim: 
flanger (dinamic/static, pozitiv/ 
negativ), phaser, who-phaser, vibrato, 
chorus, resonance, computer voice, 
cârd boa rd tube echo, tunnel sound, 
pitch detune, flutter echo, string etc. 
Pentru obţinerea tuturor efectelor 
enumerate mai sus, întârzierea trebuie 
să aibă valori cuprinse între 0,25 şi 25 
milisecunde. Aceste întârzieri pot fi 
obţinute cu un singur circuit integrat de 
tip BBD, respectiv TDA1022. în mod 
normal, circuitul integrat TDA1022 se 
foloseşte pentru întârzieri de până ia 
12-S-15 milisecunde. Acceptând însă o 
limitare a domeniului de audio- 
frecvenţă procesat la 5KHz, se poate 
ajunge la întârzieri de maximum 25 
milisecunde. Pentru a obţine această 
întârziere, frecvenţa de tact a 
circuitului TDA1022, trebuie scăzută la 
lOKHz Dat fiind că această frecvenţă 
se află în domeniul de audiofrecvenţâ, 
se impun măsuri energice de reducere 
a componentei reziduale de tact, 
constând în: 

- conectarea unui filtru trece-jos la 
ieşirea liniei de întârziere, cu panta de 
atenuare egală cu -18d B/oct; 

- efectuarea balansării celor două 
ieşiri ale circuitului integrat TDA1022, 
conform metodei expuse de noi 
anterior. 

Se obţine astfel o reducere 
importantă a nivelului de zgomot; în 
situaţia balansării corecte are loc şi 
dublarea frecvenţei reziduurilor de tact, 
cu repercursiuni benefice: 

- creşte substanţial eficienţa filtrului 
trece-jos datorită deplasării 
componentelor reziduale cu o octavă 
mai sus pe axa frecvenţei; 

- din punct de vedere perceptual, 
acţiunea reziduurilor este mult 
atenuată, frecvenţa acestora fiind de 
acesta dată în afara domeniului audio. 

Prezentarea schemei 

Pentru obţinerea tuturor 
efectelor enumerate anterior, linia de 
întârziere este inclusă într-o 

TEHNIUM • Nr. 9/1997 


configuraţie specifică, aşa cum se 
arată în figura 1. Prin intermediul 
acestei configuraţii este posibilă 
mixarea semnalului direct cu cei 
întârziat, precum şi regenerarea 
opţională a acestuia din urmă. Aceste 
două posibiiităţi, ia care se adaugă cele 
de control al generatorului de tact, sunt 
în măsură să permită obţinerea 
efectelor sonore amintite. 

După cum se poate vedea în 
schema din figura 2, procesorul este 
format din mixerele de intrare/ieşire, 
defazor, linia de întârziere propriu-zisă, 
filtrele de intrare/ieşire şi generatorul 
bifazic de tact. 

Mixerul de intrare asigură 
regenerarea semnalului întârziat, 
profunzimea regenerării fiind stabilită 
prin intermediul potenţiometrului P2. 
Mixerul de ieşire este constituit din 
potenţiometrul PI, prin care se asigură 



semnalului direct cu cel întârziat. 

Primul etaj realizat cu 
tranzistorul TI îndeplineşte funcţia de 
defazor, necesar pentru obţinerea 
flanger-ului pozitiv şi negativ. Semnalul 
audio defazat este disponibil la bornele 
celor două rezistenţe de sarcină, egal 
distribuite în circuitul de colector şi cel 
de emitor. Cel de-al doilea etaj. realizat 
cu tranzistorul T2, îndeplineşte 
simultan două funcţii: preamplificator 
de tensiune şi filtru trece-jos. 
Preamplificatorul este necesar pentru 
a asigura atacul corect al circuitului 
integrat TDA1022, iar filtrul trece-jos 
preîntâmpină apariţia distorsiunilor de 
intermodulaţie ce pot apărea la 
frecvenţe înalte. 

Linia de întârziere propriu-zisă 
constă din circuitul integrat specializat 
pentru întârziere analogică, de lip 
TDA1022. în legătură cu modul de 
conectare a acestui circuit integrat în 
schema din figura 2 se impun câteva 


precizări: 

- în vederea compatibilizării cu restul 
componentelor active din schemă, 
terminalul 16 al acestui circuit integrat 
(masa), se conectează ia plusul sursei 
de alimentare, iar terminalul 9 (-Vdd), 
Ia masa montajului; 

- în reţeaua de polarizare s-au operat 
unele artificii, în scopul simplificării 
schemei. De remarcat că polarizarea 
intrării circuitului integrat TDA1022 se 
face prin intermediul tranzistorului T2. 
Semireglabilul SR2 stabileşte regimul 
optim de funcţionare atât pentru 
tranzistorul T2, cât şi pentru circuitul 
integrat TDA1022; 

- este prevăzută o modalitate 
eficientă de atenuare a componentei 
reziduale de tact, ia ieşirea circuitului 
integrat TDA1022. Acesta constă în 
posibilitatea balansării celor două ieşiri, 
cu implicaţii benefice asupra raportului 
semnal/zgomot. Datorită acestui 
artificiu, precum şi a folosirii unui filtru 
trece-jos cu panta de -18dB/oct., 
circuitul integrat TDA1022 poate fi 
folosit în aplicaţii pentru care sunt 
necesare întârzieri de până la 25 
milisecunde, păstrând un raport 
semnal/zgomot rezonabil. 

Atenuarea suplimentară a 
reziduurilor componentei de tact se 
obţine prin intermediul filtrului realizat 
cu tranzistorul T3 şi componentele 
aferente. împreună, formează un filtru 
activ de ordinul 3, cu caracteristică de 
transfer de tip trece-jos cu rezonanţă 
controlată. Frecvenţa de tăiere a 
acestui filtru este egală cu 5kHz. fiind 
în relaţie directă cu frecvenţa minimă 
de tact, care este şi frecvenţă de 
eşantionare. 

Un rol deosebit în obţinerea unei 
game largi a efectelor sonore 
enumerate îl are şi generatorul bifazic 
de tact şi modul de control al acestuia. 
După cum se poate vedea în schema 
din figura 2, generatorul bifazic este 
realizat cu două porţi inversoare (din 
structura unui circuit integrat 
MMC4049), conectate în configuraţie 
de astabil. Aşa cum este conceput 
acest astabil, frecvenţa sa poate fi 
controlată în tensiune. Prin intermediul 

3 






















c 

© 


AUDIO 


comutatorului S3, controlul 
generatorului bifazic se poate face 
manual (M), sau automat (A). în poziţia 
M, frecvenţa de lucru se stabileşte prin 
intermediul potenţiometrului P3. 

Semnalăm artificiul propus de 
noi, în scopul asigurării unei funcţionări 
sigure a generatorului controlat în 
tensiune. în lipsa componentelor 
adiţionale (dioda cu Ge şi conden¬ 
satorul electrolitic conectate în punctul 
X). dacă se alimentează procesorul 
când cursorul potenţiometrului P3 se 
află spre masă, oscilatorul rămâne 
blocat. 

în poziţia A, semnalul sinusoidal 
de frecvenţă foarte joasă modulează în 
frecvenţă generatorul de tact. 
Semnalul sinusoidal este produs de 
generatorul realizat cu amplificatorul 
operaţional 741 şi o punte Wien. 
Potenţiometrul P3 stabileşte 
profunzimea modulaţiei de frecvenţă. 
Pentru profunzime maximă, baleiajul 
de frecvenţă acoperă un domeniu de 
circa 25:1, cu o periodicitate de 
Q,25-h5Hz (în funcţie de valoarea 
condensatoarelor Cx). 

Comutatorul SI serveşte ia 
obţinerea flanger-ului pozitiv şi negativ 
(în poziţiile 1 şi 2), sau a efectului 


vibrato, prin excluderea mixerului de 
ieşire (SI în poziţia 3}. 

Comutatorul S2 este util pentru 
evidenţierea efectului (oricare ar fi el), 
raportat ta semnalul direct, neprocesat. 
Comparaţia între semnalul direct şi cel 
procesat se face prin acţionarea 
alternativă a acestui comutator. 

Procesorul se alimentează de la 
o sursă de tensiune bine filtrată şi 
stabilizată. Se recomandă folosirea 
stabilizatoarelor monolitice de tip 7815; 
se poate folosi şi stabilizatorul 78L15 
deoarece consumul procesorului nu 
depăşeşte 15^-20mA. 

Deşi în montajul experimentat 
de noi nu a fost necesar, uneori se 
impune o decuplare pe cursorul 
semireglabilului SR2, cu un 
condensator de 10^-25pF. 

Referitor la circuitul integrat 
TDA1022, recomandăm insistenta lua 
toate măsurile de precauţie pentru a nu 
depăşi tensiunea de alimentare de 
maximum 18V, De asemenea, 
recomandăm înserierea unei diode de 
tip 1N4001 pe bara de alimentare (în 
sensul de conducţie), pentru evitarea 
aplicării tensiunii de alimentare cu 
polaritate inversată. în legătură cu 
circuitul integrat MMC4049, atragem 


atenţia asupra localizării mai puţin 
obişnuite a terminalelor de alimentare: 
plusul se aplică pe terminalul 1, iar 
masa corespunde terminalului 8. 

Precizăm că tranzistoarele T1 şi 
T3, de tip npn, pot fi oricare din seriile 
BC sau BCY, de exemplu BC107. 
BC171, BC173, BCY58. Tranzistorul 
T2, de tip pnp, poate fi BC253 sau 
altele similare. Cele două diode din 
structura generatorului bifazic sunt de 
tip 1N4148, celelalte trei fiind cu Ge. 
de tip AA117. Potenţiometrul PI va fi 
obligatoriu cu variaţie liniară, celelalte 
putând fi liniare sau logaritmice, 
conectate adecvat. 

Reglaje 

Pentru efectuarea operaţiilor de 
reglaj, de care depinde buna 
funcţionare a procesorului, sun: 
necesare câteva aparate de laborator 
osciloscop, frecvenţmetru digital, 
generator sinusoida! de audio- 
frecvenţă şi milivoltmetru. Un 
osciloscop corect etalonat poate fi 
utilizat şi pentru măsurarea frecvenţei 
şi tensiunilor, preluând astfel funcţiile 
frecvenţmetrului şi milivoltmetrului. 

Pentru început se poziţionează 
cursoareie semireglabililor SR1, SR2 
şi SR4 la circa un sfert din cursă 
(considerat de la capătul cald al 



4 


TEHNIUM • Nr. 9/1997 

































































































































AUDIO 


comută în poziţia 3. Comutatorul S3 se 
trece în poziţia M, iar cursorul lui P3 se 
roteşte îa capătul corespunzător 
plusului sursei de alimentare, 

în aceste condiţii, un osciloscop 
şl/sau frecvenţmetru digital conectate 
pe una dintre ieşirile generatorului 
bifazic de tact vor indica impulsuri 
dreptunghiulare cu factor de umplere 
1:1 şi frecvenţa de 12kHz, 
Amplitudinea vârf-vârf a acestor 
impulsuri este aproximativ egală cu 
valoarea tensiunii de alimentare. 

Se aplică la intrarea 
procesorului un semnal sinusoidal cu 
frecvenţa de 1kHz şi amplitudinea de 
circa SGOmVrms, iar osciloscopul se 
conectează la ieşirea OUT II. Se 
reglează atent SR2 până la obţinerea 
unui semnal sinusoidal eu forma cât 
mai bună şi amplitudinea de circa 
4Vvv> Se întrerupe semnalul de intrare 
şi se reglează SR3 până la atenuarea 
maximă a reziduurilor componentei de 
tact. Balansul corect corespunde 
situaţiei în care zgomotul rezidual este 
mai mic de SmVvv. 

Se aplică la intrare un semnal cu 
frecvenţa de 1 kHz şi amplitudinea de 
250+300mVrms. Se măsoară 
amplitudinea semnalului pe un 
milivoltmetru conectat la ieşirea OUTII. 
Se măreşte frecvenţa semnalului de 
intrare la 3,5kHz şi se reglează SR4 
până când milivoltmetrul indică +4dB, 
faţă de valoarea citită anterior 

Pentru reglarea generatorului 
bifazic, se conectează osciloscopul şl/ 
sau freevenţmetrul digital pe una dintre 
cele două ieşiri complementare şi se 
poziţionează comutatorul S3 în poziţia 
M. Când cursorul potenţiometruîui P3 
se află la plusul sursei de alimentare, 
frecvenţa este de circa 12kHz, Se 
roteşte cursorul la cealaltă extremitate, 
situaţie în care freevenţmetrul digital 
trebuie să indice o frecvenţă de 
450kHz. Dacă această frecvenţă 
orezintă abateri mai mari de 10% se 
tatonează rezistoru! marcat cu 
asterisc, în jurul valorii indicate (68GQ). 
Se conectează osciloscopul în punctul 
A al comutatorului S3, acesta 
rămânând în poziţia M. Se 
poz t c-ează cursoareîe semiregla- 
bililor SR5 şi SR6 la mijlocul cursei. 
Ducă alimentarea montajului, se 
act onsazâ cu multă atenţie SR5, până 
la apariţia semnalului sinusoidal de 
frecventa foarte joasă; se continuă 


reglajul până la obţinerea unei 
amplitudini maxime, dar fără limitări ale 
semnalului. Când apare o limitare, sus 
sau jos, aceasta se îndepărtează prin 
reglarea corespunzătoare a 
semiregfabilului SR6. Din reglajul 
conjugat al sem(reglabililor SR5 şi SR6 
se ajunge în situaţia în care semnalul 
este perfect sinusoidal şi are o 
excursie cuprinsă între 2 şi 13V. 

Frecvenţa generatorului de 
semnal sinusoidal este determinată de 
valoarea condensatoarelor Cx 
(nepolarizate). Pentru Cx^ljuF, 
frecvenţa este de circa 0,3Hz, iar 
pentru Cx=100nF, frecvenţa va fî de 
3Hz. Dacă se doreşte o variaţie largă 
(o decadă) şi continuă, se înlocuiesc 
cele două rezistoare din puntea Wien 
cu un potenţiometru 2x50OK£2 1 având 
înseriate pe fiecare secţiune rezistoare 
de 43Kil 

Se cuplează osciloscopul pe 
una dintre ieşirile generatorului bifazic 
şi se trece comutatorul S3 în poziţia A. 
Pe ecranul osciloscopului se 
vizualizează modulaţia de frecvenţă a 
semnalului de tact, având o 
periodicitate egală cu cea a semnalului 
sinusoidal de frecvenţă foarte joasă. 
Profunzimea modulaţiei de frecvenţă 
se reglează prin intermediul 
potenţiometruîui P3 şi poate atinge un 
domeniu de baleiaj de peste 20:1. 

Ultimele reglaje vizează 
mixerele de intrare şi de ieşire. Se 
comută SI în poziţia 3 şi se face 
contactul S2. Se aplică la intrarea 
procesorului un semnal sinusoidal cu 
frecvenţa de 1 KHz şl amplitudinea de 
350mVrms, Se măsoară amplitudinea 
semnalului pe punctul 1 (sau 2} al 
comutatorului SI. Se conectează 
milivoltmetrul pe cursorul se mi regla¬ 
bilului SR1 şi se reglează acesta până 
se măsoară o tensiune cu 3dB mar 
mare decât valoarea măsurată 
anterior. 

Pentru efectuarea ultimului 
reglaj, se conectează ieşirea OUT II la 
intrarea unui amplificator audio de 
putere. Cursorul potenţiometruîui P2 
se roteşte în poziţia de sus (în 
schemă). Se înlocuieşte rezistorul 
marcat cu asterisc {2Q-75K il), cu un 
semireglabil de 100k£2. Pornind de 
valoarea maximă a semireglabilului, se 
roteşte încet cursorul acestuia, până la 
apariţia reacţiei, în final, se înlocuieşte 
semiregiabîiul cu un rezistor a cărui 


O 


valoare corespunde pragului de 
declanşare a reacţiei. 

Probe de funcţionare 
Pentru început se conectează 
ieşirea OUT I la un amplificator audio 
de putere. Aplicând Sa intrarea 
procesorului un semnal adecvat din 
punct de vedere spectral şi al 
amplitudinii (max. SOOmVrms), se obţin 
următoarele tipuri de flanger: 

- pozitiv sau negativ, în funcţie de 
poziţia comutatorului SI; 

- static sau dinamic (rator-sound) , în 
funcţie de poziţia comutatorului S3. 

Menţionăm că flanger-ul 
dinamic este cu atât mai evident cu cât 
semnalul procesat are un spectru mai 
larg şi dens. în acest scop, se preferă 
probele cu zgomote de bandă largă, 
provenite de la generatoare de zgomot 
alb sau roz, sau din înregistrări de 
aplauze ori instrumente de percuţie. 
De asemenea, precizăm că flanger-ul 
dinamic presupune o modificare 
spectrală cu periodicitate foarte 
scăzuta, motiv pentru care 
condensatoarele Cx din structura 
generatorului de semnai sinusoidal vor 
avea valoarea de 1 ^2pF. 

Flanger-ul static se pretează în 
special la procesarea vodior. 

Concret, pentru fiecare dintre 
cele trei poziţii ale comutatorului SI, se 
acţionează lent asupra potenţio- 
metrelor PI, P2, P3 şi se comută S3 
în A sau M. Combinaţiilor infinite care 
rezultă din poziţia 31, S2, PI, P2, P3 
le corespund kt atâtea sonorităţi 
impresionante şi bizare, multe dintre 
ele necunoscute percepţiei auditive 
umane. 

Efecte suplimentare se obţin 
prin forţarea generatorului de frecvenţă 
foarte joasă să producă impulsuri 
dreptunghiulare. în acest scop. 
semiregiabîiul SR5 se poziţionează 
pentru valoarea maximă (sau se 
întrerupe), comutatorul 33 se trece în 
poziţia A, iar Cx va avea valori cuprinse 
între IQnF şi 22GnF, 

Conform recomandărilor 
anterioare, procesorul muitiefect 
permite obţinerea multor efecte: 
flanging, phaslng, resonanee, chorus, 
tunnel sound, computer voice, 
cardboard tube echo, pitch detune, 
flutter echo, string. Alte efecte sonore, 
în special tipuri de vibrato, se obţin prin 
cuplarea ieşirii OUT II la amplificatorul 
(continuare în pagina 14) 


TEHNIUM • Nr. 9/1997 


5 





















® 


AUDIO 


AMPLIFICATOR AUDIO ULTRALINIAR DE 100W 


ing. Emil Marian 


Realizarea practică a unui 
amplificator de audlofrecvenţă, de 
putere mare -100W- care să deţină 
performanţe HI-FI, se poate face în mai 
multe moduri, fiecare dintre ele având 
avantaje şi dezavantaje proprii 

în ultimul timp a devenit curentă 
folosirea unor circuite integrate 
specializate de putere, astfel 
dimensionate încât să livreze puterea 
nominală care se doreşte a fi instalată 
în cadrul complexului electroacustic. 
Efectuând însă o analiză mai detaliată 
a acestui tip de soluţie tehnică, dublată 
de un set de măsurări de parametri, în 
najoritatea cazurilor s-a constatat o 
serie de deficienţe, dintre care se 
nenţionează: 

- majoritatea montajelor de acest tip 
ivrează puterea nominală doar pentru 
j perioadă de timp limitată şi, mai ales, 
ioar înspre partea centrală a benzii de 
iUdiofrecvenţă, La extremităţile ei mai 
tfdeauna intervin atenuări importante 
i'e valorii puterii de ieşire. 

- procentele de distorsiuni armonice 
. de intermodulaţie (THD şi TfD) 
^prezintă de cele mai multe ori o 
aloare apropiată de limitele de la care 
listorsiunile sunt sesizabile auditiv, în 
.pecia! înspre extremităţile benzii au¬ 
dio; 

- amplificatoarele audio de putere 
realizate cu circuite integrate 


specializate prezintă o capacitate 
destul de redusă la supraîncărcare. 
Depăşirea puterii nominale livrate duce 
de cele mai multe ori la apariţia 
distorsiunilor de tip CLIPPING (limitări) 
foarte supărătoare în momentul audiţiei, 
ia intermodulaţii sesizabile auditiv şi nu 
de puţine ori ia ambalări termice care 
distrug ireversibil circuitul integrat de 
putere; 

- unele circuite integrate de putere 
prezintă un factor de creştere a tensiunii 
(slew-rate) de valoare redusă (sub IV/ 
ps), fapt care implică funcţionarea 
deficitară a acestora în timpul 
regimurilor tranzitorii şi, mai ales, 
redarea cu intermodulaţii sesizabile 
(lipsa de claritate şi deformări acustice) 
a semnalelor audio de frecvenţă înaltă; 

- utilizarea unui circuit integral 
specializat de tip amplificator audio de 
putere presupune folosirea schemei 
electrice impusă de fabricant, iar unele 
corecţii (necesare uneori pentru 
caracteristica de transfer amplitudine- 
frecvenţă, stabilitate etc.) sunt de cele 
mai multe ori imposibile; 

- preţul de cost al unui circuit integrat 
specializat (audio, de putere) este 
destul de ridicat. 

în urma considerentelor 
prezentate anterior, s-a ales o schemă 
electrică a unui amplificator audio de 


putere care să nu prezinte deficienţele 
menţionate. Montajul este realizat cu 
componente electrice uşor procurabîle 
(fabricate în ţară) şi prezintă totodată 
performanţe electrice foarte bune, 
încadrabile cu uşurinţă în normele Hi- 
Fi. Schema electrică a amplificatorului 
este prezentată în figura 1. 
Amplificatorul prezintă următoarele 
performanţe; 

- putere nominală: Pn=100W; 

- capacitate de supraîncărcare: 
C=1,4 (Pns=140W); 

- putere muzicală de vârf: 
Pmv=270W; 

- tensiunea de alimentare: Ua=±50V; 

- impedanţa de intrare: Zi=20KQ; 

- impedanţa de ieşire: Ze=4ft; 

- impedanţa minimă de ieşire; 
Zen- n=2£3 (la care amplificatorul rămâne 
stabil); 

- tensiunea de intrare; Ui=250mV; 

- banda de frecventă: Af= 
14Hz+22KHz; 

- atenuarea la capetele benzii de 
frecvenţă: A=0,5dB: 

-raport semnal/zgomot: S/N>75dB; 

-slew-rate: SR=25V/ps; 

- distorsiuni armonice: 

THD<0,02%/1KHz; 

THD<0,14%/16KHz 

THD<0,1%/25Hz; 

- distorsiuni de intermodulatie' 
TID<0,07%; 


i 50V 




















































































































AUDIO 




o 


iwi 



31 B 


H3C.L 



Figura 3 


WN Cablaj modul pul&e 

dlnse*© como€inafi+e 


Semnalul audio se aplică la 
intrarea montajului, prin intermediul 
condensatorului CI, etajului de intrare. 
Acesta reprezintă un amplificator 
diferenţial; care conţine tranzistoarele 
TI, T2 şi T3. Grupul R1R4C2, 
amplasat la intrarea montajului, 
reprezintă un filtru "trece-jos" de tip T. 
El a fost prevăzut cu scopul de a bloca 
semnalele electrice audio având o 
frecvenţă mai mare de 22KHz, în acest 
mod se evită dîn start atât amplificarea 
unor semnale ultrasonore care ar 
putea proveni accidental de la sursa de 
semnale audio cât şi, totodată, 
funcţionarea necorespunzătoare 
generală a amplificatorului, eliminând 
posibilităţile de apariţie a unor 
intermodulaţii care ar scădea calitatea 
reproducerii programului muzical sonor 
în zona frecvenţelor medii-înaite. 
Analizând structura amplificatorului 
diferenţial proprie etajului de intrare, se 
observă că în emitorui tranzistoarelor 
TI şi T2 este amplasată o sarcină 
activă de tip generator de curent 
constant, formată din tranzistorul T3 şi 
componentele electrice aferente 
(R2D1 D2R5R11). Această soluţie 
tehnică îmbunătăţeşte fundamental 
funcţionarea amplificatorului 
diferenţial, atât în privinţa impedanţei 


sale de intrare cât şi a liniarităţii 
caracteristicii de transfer tensiune- 
frecvenţă. Potenţiometrul semtreglabil 
R8 a fost prevăzut pentru reglajul off~ 
setului amplificatorului, astfel încât, în 
lipsa semnalului audio de intrare, prin 
difuzoarele incintei acustice (sarcina 
amplificatorului) să nu circule o 
componentă de curent continuu 
(loour<3mA). Semnalul audio 
amplificat de către etajul de intrare este 
preluat din colectorul tranzistorului T2 
şi aplicat galvanic în baza tranzistorului 
T4. Acesta îndeplineşte în cadrul 
montajului rolul etajului pilot, care 
asigură excursia maximă de tensiune 
a semnalului audio amplificat. Pentru 
optimizarea funcţionării etajului pilot „ 
s-a prevăzut ca sarcină a lui un 
generator de curent constant, realizat 
cu ajutorul tranzistorului T6. Acest tip 
de configuraţie - sarcină activă - oferă 
avantajul realizării unei rezistenţe 
echivalente mari în curent alternativ şi 
mică în curent continuu. Urmarea 
imediată este obţinerea unei amplificări 
foarte mari şi totodată cu distorsiuni 
minime a etajului pilot. Tranzistorul T5 
împreună cu componentele 
R13R14R15C4 formează o sursă de 
tensiune constantă de tip superdiodă, 
necesară polarizării în clasa de 


funcţionare AB a etajului final. 
Analizând configuraţia schemei tui 
electrice, se observă că acesta 
prezintă o structura de tip cvasirepetor 
pe emitor. Tranzistoarele T7, T9şi T11 
realizează un triplet de tip npn, iar 
tranzistoarele T8, T 10 şi TI 2 un triplet 
complementar de tip pop. Se mai 
observă că repetoarele pe emitor 
clasice, formate din cele două 
îranzistoare complementare de putere 
sunt completate de prezenţa celor 
două sarcini dinamice complementare, 
realizate de dubfeţii de tranz'stoare 
TI 3 şi TI5 (de tip npn) şî T14 şi T16 
(de tip pnp). In pauze (lipsa semnalului 
audio de intrare), pe fiecare dintre cele 
două tranzistoare dublet este aplicată 
doar jumătate din valoarea tensiunii de 
alimentare, deoarece polarizarea 
acestora este asigurata de grupurile 
R26D5R27 şi R28D6R29. Acest mod 
de lucru îmbunătăţeşte foarte mult 
liniaritatea caracteristicilor de transfer 
tensiune-frecvenţă ale amplificatorului, 
alături de obţinerea unui slew-rate de 
valori ridicate (25V/jis). Totodată 
disipaţia termică a etajului final este 
mult îmbunătăţită, în momentul livrării 
puterii nominale. Atunci când semnalul 
audio se aplică la intrarea 
amplificatorului, cei doi dubleţt 


TEHNIUM • Nn 9/1997 


7 






























































































AUDIO 



complementari asigură, în funcţie de 
nivelul semnalului de intrare, nivelul 
tensiunii de alimentare a celor doi 
triplaţi complementari. Deci, practic se 
asigură excursia dinamică a punctului 
de funcţionare, care defineşte 
amplificarea în tensiune a etajului final 
şi, concomitent, livrarea optimă de 
către acesta a puterii de ieşire, 
Complexitatea acestei configuraţii a 
etajului final (un număr mai mare de 
tranzîstoare faţă de montajele clasice) 
este pe deplin compensată de 
performanţele lui foarte bune în privinţa 
limarităţii perfecte a caracteristicilor de 
transfer tensiune-curent şi tensiune* 
frecvenţă. Se remarcă posibilitatea 
obţinerii unei amplificări de curent mari, 
cu distorsiuni neliniare şi mai ales cu 
cele de intermodulatie extrem de 


scurtă durată). Rezistorul R3 este 
amplasat într-o buclă de reacţie 
negativă globală, care defineşte în final 
amplificarea generală a montajului 
A=R3/{R1+R4). 

Rezistoarele R27 şi R28 
reprezintă reacţii negative locale de 
curent, care optimizează funcţionarea 
celor doi triplet! complementari proprii 
etajului final al amplificatorului şi 
totodată previn ambalarea termică a 
acestuia. Bobina LI reprezintă un filtru 
“trece-jos H amplasat la ieşirea 
montajului, în scopul diminuării 
influenţei difuzoare-ampîificator, 
sporindu-se în mod suplimentar 
stabilitatea în funcţionare a acestuia 
(evitarea unei contrareacţii nedorite). 

Pentru protecţia suplimentară îa 
suprasarcină de lungă durată a 



Figura 5 

reduse (practic inexistente). 

Un alt avantaj esenţial al acestui 
tip de etaj final îl constituie puterea 
disipată redusă din timpul funcţionării. 
Alcătuirea etajului final implică 
prezenţa unei puteri disipate pe sfert 
faţă de cea a unui montaj clasic realizat 
cu tranzîstoare complementare şi care 
funcţionează în clasa AB, La ieşirea 
etajului fina! se mai remarcă prezenţa 
filtrului Bucherot, format din grupul 
R25C6. Eî elimină complet posibila 
apariţie a unor oscilaţii de frecvenţă 
ultrasonorâ în timpul funcţionării 
amplificatorului (mai ales în momentul 
apariţiei unor regimuri tranzitorii de 
funcţionare şi chiar Sa suprasarcină de 


Modul comando 
Vedeie dlnsore ccmporvente 

amplificatorului, sau un eventual 
scurtcircuit în incinta acustică, s-a 
prevăzut siguranţa fuzibilă F2. Tot 
pentru o funcţionare optimă a 
amplificatorului s-au luat o serie de 
masuri suplimentare. Pe căile de 
alimentare cu energie electrică a 
etajelor de intrare şi pilot au fost 
prevăzute grupurile D3R17C5 şi 
D4R18C6. Ele reprezintă rezervoare 
tampon de energie electrică amplasate 
în scopul menţinerii constante a valorii 
tensiunii de alimentare a etajelor 
menţionate anterior, indiferent de 
puterea debitată de etajul final, când la 
depăşiri de puteri nominale tensiunea 
generală de alimentare ar putea 


scădea, 

Tot în scopul asigurării unei 
tensiuni de alimentare generale de 
valoare cât mai constantă, au fost 
prevăzute condensatoarele de filtraj 
CIO şi Cil de valori mari (4700pF). 
Condensatoarele C8 şi C9 au rolul de 
suprimare a unor tensiuni parazite care 
ar putea fi preluate accidental de 
amplificator pe traseele de alimentare 
(cablurile de la redresor etc.). 
Siguranţele fuzibile FI şi F3 realizează 
o protecţie generală pe traseele de 
alimentare cu energie electrică ale 
amplificatorului, în cazul apariţiei unei 
suprasarcini de lungă durată sau a unui 
scurtcircuit accidental. 

Realizare practică şî reglaje 
Construirea amplificatorului de 
putere implica o serie de particularităţi, 
în vederea obţinerii unui montaj care 
să confirme parametrii estimaţi iniţial 
în vederea realizării unei 
variante constructive cât mai simple şl 
eficiente, se propun o succesiune de 
etape şi operaţii intermediare, de 
corectitudinea respectării lor 
depinzând fundamental calitatea 
montajului. Amplificatorului se poate 
realiza în variantele mono, stereo sau 
chiar cuadro. Se menţionează că o 
audiţie muzicală de nivel HI-FI implică 
automat cel puţin varianta stereo, deci 
indicaţiile de montaj se vor da pentru 
varianta stereo. 

în vederea asamblării optime, 
realizarea montajului a fost defalcată 
pe mar multe etape şi anume: 

- realizarea modulului de comandă; 

- realizarea modulului de putere; 

- amplasamentul final al modulelor 
(varianta stereo); 

- consideraţii privind alimentarea cu 
energie electrică. 

Modulul de comandă reprezintă 
partea de amplificare în tensiune a 
montajului, care urmează a comanda 
etajul final. Modulul de comanda 
conţine îranzistoarele TI, T2, T3, T4 t 
T6 şi componentele electrice aferente. 

Placa de bază a modulului de 
comandă se realizează folosind o 
plăcuţă de sticlostratitex placat cu folie 
de cupru. Schema de cablaj este 
prezentată în figura 2, iar amplasarea 
componentelor electrice pe ea se 
prezintă în figura 3. In vederea unei 
stabilităţi termice cât mai ridicate în 
funcţionare, toate Îranzistoarele 
menţionate anterior au fost prevăzute 
cu radiatoare. Fiecare radiator se 
confecţionează din tablă de aluminiu 
groasă de 1+2mm, având un profil de 


8 


TEHNIUM • Nr. 9/1997 




































AUDIO 



tip U, cu o suprafaţă totală de minim 
Bem 2 , Se realizează cate două montaje 
modu l-coma ndâ (varianta stereo) 
identice, folosind componente electrice 
de cea mai bună calitate. 

Tranzistoarele TI şl T2 se aleg 
cu acelaşi factor de amplificare în 
curent h2iE. La realizarea modulelor de 
comandă se recomandă următoarele 
succesiuni de operaţii: 

- realizarea plăcuţelor de cablaj 
imprimat; 

- plantarea coselor; 

- plantarea rezistoaretor şi conden¬ 
satoarelor; 

- plantarea tranzistoarelor, acestea 
având deja fiecare radiatorul montat 
(şurub M3 t şaibe plate şi Grower, 
piuliţă M3). 

înainte de plantarea 
tranzistoarelor pe plăcuţa de cablaj 
imprimat, terminalul colector al 
fiecăruia se preformeazâ (cu o 
pensetă) de aşa natură încât să se 
obţină forma de montare de tip tripod 
a terminalelor. Acest gen de 
amplasament concură la o stabilitate 
mecanică sporită a fiecărui tranzistor 
amplasat pe plăcuţa de cablaj 
imprimat. 

Modulul de putere coţine placa 
de cablaj pe care sunt montate restul 
componentelor electrice ale 
amplificatorului (în afară de 
condensatoarele CIO şi Cil) şl 
radiatorul care conţine tranzistoarele 
de putere (mai puţin T7 şi T8 f 
amplasate pe placa modul-putere). 

Schema de cablaj imprimat a 
plăcii modul-putere este prezentată în 
figura 4, Iar amplasarea pe ea a 
componentelor electrice, în figura 5. 

Pentru confecţionarea 
radiatorului tranzistoarelor de putere 
se foloseşte un profil de aluminiu cu 
aripioare pe ambele feţe, asemănător 
cu varianta prezentată în figura 6 
(144x30x400). Tot aici este prezentat 
şi modul de amplasare a tranzis¬ 
toarelor care intră în componenţa 
sursei de tensiune, superdioda (T5), 
dubleţîi Darlington din etajul final (T9, 
T11 şi TIO, T12) şi sarcinile dinamice 
complementare (TI 3, TI 5 şi TI4, 
TI6). Toate tranzistoarele se izolează 
faţă de placa radiator folosind folii de 
mică groasă de 0,2*0,30101, umectate 
cu vaselină siliconică. 

Prinderea mecanică a fiecărui 
tranzistor implică prezenţa izolaţiei 
galvanice faţă de radiator a fiecăruia, 
realizată cu ajutorul şaibelor izolante, 
tubutui izolant (prin care trece şurubul 


M3 de prindere) etc. Indiferent de 
varianta aleasa, după prinderea 
mecanică a fiecărui tranzistor pe 
radiator, izolaţia lor galvanică 
(măsurată cu un ohmmetru) trebuie să 
fie perfectă, în mod obligatoriu, 
tranzistoarele T7 şi T8, T9 şi TI 0. T11 
şi TI 2 deţin (fiecare pereche) acelaşi 
factor de amplificare în curent h 2 iE. 

Mai este necesar ca tensiunile 
Zener proprii diodelor D5 şî D6 să 
prezinte aceeaşi valoare pentru un 
curent de 12,5mA (toleranţa maximă 
fiind sub 2%). Ordinea de realizare a 
modulului de putere (varianta stereo) 
este: 


lungime de circa 2mm (pentru 
măsurări, la reglaje). Pentru partea de 
curenţi mari a etajului final se folosesc 
conductoare cu secţiunea echivalentă 
de circa 2 j 5mm 2 (o2 multifilar), iar 
pentru restul conexiunilor secţiunea 
este de Imm 2 {(j)1 multifilar), Se 
recomandă conductoare cu izolaţie de 
culori diferite pentru fiecare terminal de 
tranzistor (ex. ALB-emitor, ROŞU- 
colector, VERDE-bazâ). 

După realizarea sudurii 
conductoarelor de legătură 
tranzistoare-pîacă modul de putere, 
între aceasta şi radiator (aripioarele lui) 
trebuie să rămână o distantă de circa 



- realizare plăci de cablaj modul- 

putere: fiecare placă se 

inscripţionează ulterior (pe partea cu 
componente) cu simbolurile 
tranzistoarelor unde vin conexiunile; 

- realizare radiatoare din profil 
aluminiu: găurile de fixare placa 
modul putere-radîator se dau prin 
corespondenţa (cele cinci găuri, M3 
radiator şi p3,2 placa); 

- montare tranzistoare pe radiator 
(vezi figura 6 şi ulterior verificarea 
izolaţiei fiecăruia; 

- montare componente electrice pe 
placa modul putere; 

- confecţionare grup LR3Q prin 
bobinarea pe R30 (2K12/5W) a 20 spire 
din GuEm <1)1,5 şi ulterior sudura 
{paralel) a grupului LR30, 

Ulterior cele două grupuri LR30 
se plantează pe plăcile modul putere. 
Se sudează la fiecare terminal ai 
tranzistoarelor (B, C, E) de pe radiator 
conductorul multifilar de legătură cu 
placa modul-putere. Lungimea fiecăui 
conductor (de tip VLPY) se alege astfel 
încât, faţă de distanţa optimă, să 
rămână o rezervă de circa 2cm (pentru 
a putea manevra letconul introdus între 
radiator şi placa modul putere). Sudura 
se face dinspre cablaj, iar înspre 
partea cu piese a plăcii modul-putere, 
capetele conductoarelor ies cu o 


LEGENDA 

10 T -Hodlatoi A 
profil. 

2 Distante'„ 
3-îranzlstof 
tic BR. ; 

4 Trar>tslor 
*P ?N 

5-Caolai modu 

Figura 7 6Con<îjg:ro<j;e. 

20mm, Cu o pensetă se preformeazâ 
fiecare conductor, în vederea apropierii 
placa modul de putere-radiator pentru 
fixarea mecanică a acestora, conform 
desenului de ansamblu prezentat în 
figura 7. Se va avea grijă ca la 
preformare să nu se forţeze sudurile 
(preformarea începe de la un capăt al 
montajului modul putere şi se termină 
Ia celălalt). în final, cu cele 5 şuruburi 
M3 şi distanţierîi (din materia! izolant - 
pertinax, textolit etc.) se realizează 
rigidizarea mecanică a ansamblului 
modul putere (vezi figura 7). 

Desigur că după realizarea 
practică a modulelor care intră în 
componenţa amplificatorului, acestea 
se asamblează într-un bloc compact 
unitar Iniţial se confecţionează din 
tablă de fier, groasă de circa 1*1,5 mm 
(cu ranforsările de rezistenţă mecanică 
necesare) o cutie dreptunghiulară în 
care amplificatorul urmează a 
funcţiona. Se recomandă dimensiunea 
de 420mm (genera! acceptată de 
majoritatea firmelor) pentru lungimea 



TEHNIUM • Nr. 9/1997 


9 

























AUDIO 


o 

© 


cutiei, 400mm pentru lungimea 
pereţilor laterali şi 140+150mm pentru 
înălţimea acesteia. Modulele de putere 
se amplasează pe cei doi pereţi laterali 
ai cutiei. Pentru acest lucru se fac 
decupări dreptunghiulare în aceştia, pe 
unde vor trece lejer plăcile modul 
putere, iar radiatoarele se fixează cu 
şuruburi direct pe pereţii laterali, pentru 
a fi asigurată o disipaţie termică a 
căldurii mai eficientă. Plăcile modul- 
comandă se asamblează în interiorul 
cutiei, în dreptul bornelor 1 şi 2 (unde 
există fizic superdioda). La 
asamblarea mecanică se folosesc 
distanţieri (realizaţi tot dintr-un material 
izoîani). Cutia metalică este prevăzută 
cu un panou frontal (pe care se 
amplasează comenzile) şi capac 
detaşabil (prins în şuruburi cu cap 
ornament - exemplu; cap-cruce). 

Redresorul care alimentează 
amplificatorul cu energie electrică 
se dimensionează pentru o putere 
de circa 300W, fiind capabil să 
livreze în regim de lungă durată pe 
fiecare coloană a tensiunii continue 
de alimentare Ua=± 50V un curent 
minim de 6,5A. Pentru un filtraj 
suplimentar al tensiunii Ua s-au 
prevăzut condensatoarele 
electrolitice CIO şi Cil de 
capacitate mare (47G0uF/63V). Ele 
se amplasează fizic în imediata 
apropiere a blocului de alimentare 
(transformator* redresor). Schema de 
cablaj a amplificatorului se realizează 
conform variantei prezentate în figura 
8. Se observă existenţa traseelor 
diferite pentru alimentarea cu energie 
electrică a modulelor de comandă 
(VLPY pi) şi modulelor de putere 
(VPLY p2,5). Acesta amplasament 
elimină din start posibilitatea de 
apariţie a unui zgomot de fond generat 
datorită rezisloarelor şi curenţilor 
diferiţi solicitaţi de cele două tipuri de 
module proprii amplificatorului. 

Redresorul este prevăzut, în 
imediata lui apropiere, cu o placă de 
borne dotată cu câte cinci cose 
(dimensionate conform curenţilor 
solicitaţi) pe fiecare ramură de 
alimentare (plus, masa şi minus). De 
la placa de borne a redresorului se duc 
conductoarele de alimentare către 
fiecare modul, pe traseul cel mai scurt 
(vezi figura 8) 

Reglajele amplificatorului încep 
printr-o verificare de ansamblu a 
corectitudinii efectuării tuturor 
conexiunilor galvanice. Ulterior se 
efectuează reglajele pentru fiecare 


canal al amplificatorului (L şi ulterior R). 
Se amplasează la ieşirile 
amplificatorului câte o rezistentă de 
circa 15O0/5W. 

Se scot siguranţele de pe 
traseul de alimentare (FI şi F3) şi ia 
bornele lor se amplasează câte un 
miliampermetru înseriat cu câte o 
rezistenţă de circa 50£2/3W. Se scoate 
ulterior şi siguranţa fuzibilă F2 şi la 
bornele ei se conectează, de 
asemenea, un miliampermetru. Se 
ştrapează (se pun la masă) intrările 
amplificatorului Se începe cu 
verificarea regimului static de 
funcţionare. Pentru acest lucru, iniţial 
potenţiometreie semiregtabile R8 şi 
R14 se acţionează pe o poziţie de 
mijloc a cursorului. Se alimentează 
amplificatorul si acţionând 

lEGfNtlfc 



Figura 8 

potenţiometrul semireglabil R14 se 
stabileşte un prim reglaj al curentului 
de mers în gol, de circa lo=20mA. 
Ulterior se acţionează cursorul 
polenţiometrului semireglabil R8 cu 
grijă, astfel ca prin rezistenţa de 
sarcină amplasată la ieşirea 
amplificatorului să treacă un curent de 
valoare sub 10mA (IsdOmA). Se 
verifică, cu ajutorul unui voltmetru de 
curent continuu, dacă la borneie 
rezistenţelor amplasate în serie cu 
miliampermetrele de pe circuitele de 
alimentare apare o “cădere” mare de 
tensiune (dacă, mai simplu, se 
încălzesc). Dacă pe una (sau ambele) 
ramuri de alimentare apare un curent 
mare, care nu poate fi micşorat prin 
reglajele menţionate anterior, 
înseamnă că a apărut o greşeală (de 
cablaj, componentă defectă etc); 
amplificatorul se scoate de sub 
tensiune, se caută şi se elimină 
eroarea. 

în cazul în care reglajele Io şi !s 
sunt posibile, se întrerupe alimentarea 
amplificatorului, se elimină rezistenţele 
înseriate cu miliampermetrele din 
circuitul de alimentare si se reiau 


reglajele pentru valorile finale pentru 
curenţii lo=70mA, U<3mA (teoretic 
U=0, Uieşire=0). Ulterior se verifică 
prezenţa tensiunii de circa 25V în 
punctele A şi B (pozitivă A, negativă B) 
şi lipsa tensiunii continue (Us=0) la 
ieşirea amplificatorului. Reglajele 
pentru canalul L se reiau apoi (în 
aceeaşi ordine) şi pentru canalul R. 

După aceste reglaje se 
întrerupe alimentarea amplificatorului, 
se remontează siguranţele fuzibile şi 
se trece la verificarea lui dinamică 
(evident, se înlătură ştrapurile de la 
intrări). Se amplasează la ieşirile 
amplificatorului câte o rezistenţă de 
40/100W şi se face verificarea 
dinamică utilizând un generator de 
audiofrecvenţă şi un osciloscop cu 
spot dublu. 

Se verifică liniaritatea 
caracteristicii de transfer în banda 
audio (precizată iniţial) şi forma de 
undă a semnalului de ieşire 
(eventual utilizând şi un 
distorsiometru). 

Realizat şi reglat corespunzător, 
amplificatorul va confirma pe deplin 
parametrii tehnici precizaţi iniţial, 
încadrându-se cu uşurinţă în 
normele HI-FI. 

Lista de componente 

rezistente RPM : 
R1 = R4=10KQ/0,5W; R2=2OK0/ 
0,5W; R3=33OK0/O,5W, R5=220/ 
0,5W; R6=R9=8,2K0/O,5W 

R7=R10=R12=3300; R8=R14= 

potentiometru semireglabil 1K0 
R11=1K£i/0,5W; R16=390/O,5W. 

- rezistente RCG: R 13=5100/0,5w 
R15=7500/0,5W; R17=R18=20KQ/ 
0,5W, R19=R2O=3,9K0/O,5W; R21 = 
R22=1OO0/2W, R23=R24= rezistentă 
bobinată O.470/5W; R25=1O0/2W; 
R26-R29=2K0/2W; R30=rezistentă 
bobinată 2K0/5W. 

- condensatoare: CI - cu tantal 10uF/ 
35V; C2- ceramic 560pF/25V; C3- 
ceramic lOpF/IOOV; C4- mylar 10pF/ 
100V; C5=C6- electrolitici 100pF/63V 
(EG6100); C7=C8=C9- mylar 0,1pF/ 
250V; C10=C11- electrolitici 4700pF/ 
63V (EG7600). 

- diode: Dt=D2=1N4148; D3=D4= 
1N4001+1N4007; D5=D6=PL2V7. 

- tranzistoare: T1+T3=BF459; T4= 
T5=T8=BF472; T6=T7=BF459; T9= 
T16=BD442; T10=T15=BD441; T11 = 
T14=2N5872; TI2=T13=2N5878 
(Lranzistoarele cu acelaşi h 2 iE: TI si 
T2; T7 şi T8; T9 şi TIO; T11 şi TI 2). 

- siguranţe fuzibile: F1=F3=3,1A; 
F2=6A 


10 


TEHNIUM • Nr. 9/1097 






















































AUDIO 


EGALIZOR GRAFIC CU CONTROL DIGITAL (II) 


a 

o 

© 


ing. Adrian Oprea 


(urmare din numărul trecut) 


Stabilizatorul de tensiune se 
bazează pe regulatorul de tensiune 
integrat LM7815CT, care are 
următoarele facilităţi: curent maxim de 
ieşire de IA; protecţie internă la 
supracreşteri de temperatură; nu 
necesită componente externe; limitare 
internă a curentului în caz de 
scurtcircuit. Litera T din simbolul 
integratului indică tipul de capsulă TO 
220. în figura 11 este prezentat acest 
tip de capsulă precum şi dispunerea 
pinilor. Jumperele A şi B permit 
furnizarea tensiunilor Vcc respectiv 
V+. Prin acţionarea butonului F4 
putem shimba starea brstabilului D aşa 
încât să închidem sau sâ deschidem 
tranzistorul T2 Astfel când T2 este 
închis, rezistorul R2 "trage" baza lui T1 
către potenţialul emitorului acestuia din 
urmă, efectul fiind închiderea lui TI, 
deci valoarea lui V+=0V. Când T2 este 
deschis avem curent prin baza lui TI, 
deci şi acesta se deschide, rezultând 
V+-15V S-a considerat că dacă &2 al 
lui T2 este de minim 100, iar curentul 
maxim de colector al acestuia este de 
IQQmA, pentru saturarea lui T2 este 
necesar un curent de bază de ImA, 
Astfel UR3=R3*lb2 şi UR3=Uq1high- 
Ube2=2,4V-0 t 6V=1,8V, rezultă 
R3= 1,8V/1 mA=1 K8. Asimilăm R3=2K. 


Semn.ll'icatlfr LED-im 
Vl9=fcgcUty special de u?i 
VlS-Slond-by, 

VI 7 - Egaltzarc sau ni; 


jt 


l!»'U &0Hî 
nPQc ,, 


( 


Filtru 12 


25HI 


Pentru ca TI să fie saturat avem. 
Iclmax-IA şi Iii =30, rezultă 
lb1=30mA. Avem UR1=R1*lb1 şi 
URI =Vcc-Ube1 ~Uee2sat= 

isv-o.ev-o.ev^i^sv, 

R1==UR1/lb1 = 13,8V/30mA=0,45k. 
Vom considera R1=500£î. 

Punerea In funcţiune: pentru 
punerea în funcţiune instrumentele 
necesare sunt;un generator de semnal 
sinusoidal cu amplitudine reglabilă, un 
osciloscop şi un aparat de 
măsură.Algoritmul ce trebuie parcurs 
în continuare este: 

a) .Se reglează sursa de 
alimentare.Jumperele A şi B sunt 
desfăcute pentru ca cele două tensiuni 
de ieşire Vcc şi respectiv V+ să fie 
izolate de placa de egalizare.Se 
conectează aparatul de măsură între 
ieşirea Vcc şi masa GND şi se 
cuplează stabilizatorul la reţea. Se 
deconectează sursa de alimentare; 

b) .Se conectează jumperele A 
şi B după care se reconecteaza sursa 
de alimentare; 

c) .$e reglează calea stereo 
stânga astfel: 

-Se leagă generatorul de 
semnal GF la intrarea J1, amplitudinea 
semnalului furnizat fiind pe minim jn 
acest punct semnalul generat de GF 
se identifică simbolic cu IN AUDIO/S 
aşa cum este prezentat atât în schema 



bloc din figura 1, cât si în schema 
eletronică desfăşurată din figura 8.Se 
stabileşte pentru IN AUDIO/S, 
frecvenţa de oscilaţie f=1 kHz şi 
amplitudinea egală cu valoarea de 
semnal maximă corespunzătoare 
sursei audio aflate ?n amonte de 
egalizor (trebuie ştiut nivelul de ieşire 
maxim al preamplificatoruluî audio 
folosit: pentru cazul nostru 

presupunem că preamplifîcatorul 
utilizat furnizează egalizorului un 
semnal de maxim IVrms^Deci, 
stabilim GF-ului un semnal de ieşire 
f=1kHz/1V; 

-De pe panoul frontal (figura 
10) acţionăm butonul de egalizare F4 
aşa încât ledul VI7 să se aprindă, 
indicând astfel conectarea egalizorului 
în lanţul audio (vezi modul de 
conectare a egalizorului în partea de 
prezentare al BEG-ulut); 

-Semnalul IN AUDIO/S 
traversează blocul de comutaţie cale 
via comutatorul analogic U9D, către 
blocul de intrare şi amplificare 
reprezentat de elementul activ A3B 
(&M324).DEn R1 se reglează nivelul de 
ieşire al lui A3B, simbolizat de 
semnalul AUDIO/S, la valoarea de 
775mV + Cu ajutorul osciloscopului se 
vizualizează forma şi amplitudinea lui 
AUDÎO/S pe pinul 7 a! lui A3B. Acum, 
acest semnal este distribuit tuturor 


\ 6KHi 
^ oreopip 
















































































































































































































































































































































































































































































































































































































































































































































































































AUDIO 



filtrelor egalizorului; 

-Pentru frecvenţa f=1kHz 
generată de GF, filtrul cu frecvenţa de 
acord de fo = 1kHz are la ieşire 
atenuarea cea mai mică.Se selectează 
filtrul mai sus amintit astfel: de pe 
panoul frontal se dă un RESET prin 
acţionarea lui FI aşa încât numărătorul 
D10 să aibă conţinutul egal cu:Q0=0; 
Q1 =0;Q2=0 şi Q3=0. în această stare 
decodîficatorul DII (MMC4028) are 
ieşirea Q0=1, restul fiind în 0, Astfel 
avem activat semnatul CANAL 1, dar 
filtrul de 1kHz este asimilat lui 
CANAL4, deci de pe panoul frontal 
acţionăm pe F5 pentru a se efectua 
selecţia de canal către dreapta. Când 
s-a selectat filtrul de 1kHz, ledul V4 
aferent acestuia se va aprinde; 

-După resetare, numărătoarele 
Dl ..D8 sunt încărcate cu valoarea OF. 
D4 este partea de comandă pentru 
atenuatorul programabil al filtrului de 
1kHz şi are pe ieşirile Q1 ..Q4 valorile 
de OV, aşa încât comutatorul analogic 
U4 are toate switch-urile deschise 


("0'-OV pe intrările de comandă ale lui 
MMC4066 implică switch-urile 
deschise şi respectiv "1 n -Vcc pe 
intrările de comandă rezultă switch-uri 
închise (scurturi)).în acest caz 
SI =R31/(R31 + ReO), unde 

Re0=R26+R27+R28+R29+-R30, deci 
se obţine cea mai mare treptă de 
atenuare. Consultând Tabelul 1, avem 
STARE-O şi respectiv VOLUM-6%. 
Astfel valoarea nivelului de ieşire va fi 
S4=S4F«6%=2,6V*0,06=0,i 56mV. 
Valoarea lui S4F rezultă din graficul 
prezentat în figura 4 şi este 
S4F= ; 2,58mV. Pentru vizualizarea 


acestuia se pune osciloscopui pe pinul 
14 al lui A3. Mutând sonda pe nodul 
format de rezistorii R31 şi R30 se 
vizualizează semnalul S4; variaţia 
acestuia se face prin acţionarea lui F3 
în sensul creşterii nivelului (pe 
osciloscop creşterea corespunde 
creşterii numărului de stare 
0—^1—*2—^..—»15—>0—^1—x.), iar 
scăderea prin acţionarea lut F2 de pe 
panoul de comandă (figura 10). 
Specificăm că se poate trece fie de ia 
starea de volum maxim 15 la cea 
minimă direct, fie invers. 

Pentru a se vedea felul cum 
sunt configurate integratele D4 şi 
respectiv U4 aferente unei stări, luăm 
ca exemplu starea 10. în acest caz D4 
este încărcat cu 0AF=1010 (Q0=1; 
Q1=0; Q2=1 şi Q3=0), avem U4A.U4C 
inchise (rezistorii R27 şi respectiv R29 
sunt scurtcircuitaţi) şi U4B,U4D 
deschişi. Acum Rel 0=R26+F128+R30, 
deci S1 =S1 F«R31/(R31 +Re1 Q)= 
2,6V»16%=0,416V, 

Problema care se pune în 


JUMPER A 

m 


continuare este de a avea la ieşirea 
egalizorului o tensiune maximă care să 
coincidă cu nivelul maxim de intrare 
admis de amplificatorul final aflat în 
aval de egaiizor. Presupunem că acest 
nivel este de IV. Deci egalizoru! pentru 
starea 15 (Tabel 1) are nivelul maxim 
pentru orice S1..S8 egal cu 83% din 
S1F..S8F corespunzătoare.Pentru 
canalul de 1 kHz avem 
S4max=83%S4F=0,83.2,6V=2,158V. 
Acum semnalul S4max intră în blocul 
sumator+amplificator BSA, iar cu 
osciloscopul pe pinul 1 al lui A3A 
vizualizăm semnalul de ieşire, reglarea 


nivelului acestuia făcându-se din 
rezistorul R1. Nivelul corect este la 
valoarea de IV. Comutatorul analogic 
U9A este deschis, aşa ea semnalul 
anterior îl regăsim în punctul J1, 
simbolizat în schemă OUT AUDIO/S. 

-Dacă nu deţinem un osciloscop 
care să ne permită vizualizarea 
semnalelor, toate reglajele de mai sus 
se pot executa şi pentru frecvenţa de 
50Hz, măsurarea acestora 
efectuandu-se cu aparatul de măsură, 
însă trebuie avut grijă de faptul că 
înainte se lucra cu semnale vârf la vârf, 
iar acum avem pe aparatul de măsură 
o reprezentare a valorilor medii, mai 
mici cu 2Va. 

-S-a lucrat cu frecvenţa de 1 kHz 
pentru câ, în general, în domeniul 
audio este utilizat semnalul standard 
de OdB echivalent cu 1 kHz/775mV. 

d).Reglajul canatului stereo 
dreapta se face identic, trcând prin 
aceleaşi etape, numai că acum se 
consultă schema electronică 
desfăşurată prezentată în figura 9. 

(urmare din pagina 5) 
de putere şi aplicând la intrarea 
procesorului semnale provenite de la 
instrumente muzicale. Efectul vibrato 
constă într-o modulaţie de frecvenţă, 
materializata prin modificarea 
periodică a înălţimii sunetelor 
procesate. Pentru obţinerea acestui 
efect comutatorul SI va fi în poziţia 3, 
cursorul potenţiometrul P2 la masă, S3 
în poziţia A, iar frecvenţa generatorului 
sinusoidal va fi de 3-^6Hz 
(Cx=47^100nF). Gradul de modulaţie 
în frecvenţă şi implicit profunzimea 
efectului se reglează prin intermediul 
potenţiometrul ui P3. 

Alte efecte interesante se pot 
obţine pe semnale de vorbire. Pentru 
evaluarea auditivă a acestor efecte, se 
aplică la intrarea procesorului semnale 
ce provin de la un radioreceptor 
acordat pe un post care transmite un 
program vorbit. Se comută S3 în 
poziţia M şi se roteşte cursorul 
potenţîometruiui P3 la plusul sursei de 
alimentare. Apoi se roteşte cursorul 
potenţiometrului P2 de la masă spre 
capătul cald, până la apariţia unor 
sonorităţi interesante. Rotind cursorul 
potenţiometrului P3 de la un capăt la 
celălalt, vom auzi o serie de efecte 
sonore, variante ale flanger-ului 
rezonant. 



14 


TEHNIUM • Nr. 9/1997 

























































CQ-YO! 


FILTRU PENTRU RECEPŢIA 
EMISIUNILOR TELEGRAFICE 
ing. Dinu Costin Zamfirescu/Y03EM 



Receptoarele SSB sunt 
echipate obligatoriu cu filtre “trece- 
bandă" adecvate recepţiei unei singura 
benzi laterale, având o lărgime de 
bandă cuprinsă între 2 şi 3kHz (cu o 
atenuare la capetele benzii de cel mult 
6dB), Aceste filtre au un număr mare 
de rezonatoare (circuite acordate 
echivalente), conectate astfel încât 
fărgimea benzii de trecere la o 
atenuare de 60dB să fie doar de 1,4+2 
ori mai mare decât Bede. 

Raportul F=8sodB/B6dB>1 
defineşte factorul de formă al filtrului 
(coeficient de dreptunghiularitate). Cu 
cât F este mai mic, cu atât filtrul este 
mai performant (dar şi mai scump!). 


intens (concursuri), când emisiunile 
“se îndesesc" pe scala receptorului, 
această “metodă” tradiţională se poate 
dovedi ineficace şi, în cei mai bun caz, 
duce rapid la creşterea gradului de 
oboseală al operatorului. Cea mai 
simplă metodă tehnică de a “spori” 
selectivitatea la recepţia telegrafică 
este de a utiliza un filtru “trece-bandă” 
suplimentar, în canalul de 
audiofrecvenţă al receptorului. 
Revistele şi manualele pentru 
radioamatori sunt pline de scheme de 
asemenea filtre: filtre LC audio cu una 
sau mai multe bobine, etaje AF cu 
reacţie pozitivă (reglabilă sau nu), filtre 
active RC cu una sau mai multe celule 


47pF 


47pr 


47pF 


47pF 


47pF 


1 OnF |. 1 QnF j | 1 QnF ( , 1QnF ,. 1 QnF f . 1 GnF 

—~ HI - 1 I I 1 1 II f i 1 1 f i li f i II T I - 

^ 


A 

O- 


100 


12 


14 


INTRARE 


2K2 


Cil 

lOOţpF 

Hh 

9 


CI2 

TAA661 

* [ft ™ TS-T 

13 ^ 

F 13 

TAA661 

- & î-T 



6acci" 




Figura 


Cu toate acestea, la recepţia 
emisiunilor telegrafice de tip AIA, cu 
un receptor SSB, se constată că 
selectivitatea este insuficientă, diverse 
emisiuni prezentându-se la ieşirea 
receptorului sub forma unor semnale 
audio de diverse tonuri, cuprinse între 
300Hz şi 3000Hz (în funcţie de filtrul 
SSB folosit). Desigur, un operator 
antrenat poate "separa" emisiunea 
dorită folosind "proprietăţile selective 
ale urechii” (şi nu numai!}, adică 
concentrându-se în urmărirea unei 
anumite frecvenţe convenabile, de 
pildă 800Hz. Dar, în condiţii de QRM 


etc. Ele sunt unica soluţie acceptabilă 
atunci când nu se poate, sau nu se 
doreşte, sâ se intervină în schema 
receptorului (sau a transceiverului). 

Există însă un impediment 
majorai utilizării la recepţia telegrafică 
a unor filtre AF. Sistemul de reglaj 
automata! sensibilităţii (RAS), existent 
în orice receptor superheterodînă, ca 
să funcţioneze corect trebuie să fie 
acţionat n umai de semnalul 
recepţionat util . Aceasta presupune că 
tensiunea de comandă a amplificării 
etajelor AFI şi ARF trebuie obţinută 
dintr-un punct al schemei receptorului, 


unde s-a obţinut deja separarea doar 
a semnalului util (fireşte, dacă acest 
lucru este posibil, în condiţiile concrete 
de trafic). 

Tensiunea de comandă a 
sistemului RAS (AGC) se obţine în 
general, prin două metode de bază: 

a) prin detecţia semnalului RF 
din AFI, cules înainte de detectorul de 
produs: 

b) prin redresarea semnalului 
AF (deci după detectorul de produs), 

Cele două metode au avantaje 
şi dezavantaje proprii, care nu vor fi 
comentate aici. Montând un filtru AF 
suplimentar pentru recepţia telegrafica 
într-un receptor care utilizează un 
sistem AGC de tipul (a), 
amplificarea receptorului 
va fi determinată de 
suma amplitudinilor 
tuturor semnalelor care 
.există în banda de 
trecere a receptorului, 
realizată în AFI (3kHz T de 
pildă). 

Dacă staţia recepţionată 
are semnalul cel mai 
puternic, atunci evident 
sistemul AGC este 
controlat de acesta. 
Filtrul AF suplimentar 
elimină celelalte semnale 
(care oricum erau mai 
slabe) şi lucrurile par a fi 
în ordine. Dacă în banda 
AFI a receptorului există 
un semnal perturbator 
mal puternic decât 
semnalul dorit (un posibil 
DX!), atunci amplificarea receptorului 
va scădea în funcţie de amplitudinea 
semnalului perturbator. Dacă este 
suficient de performant, filtrul AF 
elimină semnalul nedorit, dar semnalul 
util la ieşirea RX scade pe durata 
existenţei semnalului perturbator 

Efectul este oarecum 
asemănător desensibilizării (sau 
blocării) receptorului, fenomen care 
apare în prezenţa unui semnat foarte 
puternic, care nu intră totuşi în banda 
de trecere AFî (de pildă, este situat la 
un ecart de 20kHz faţă de frecvenţa 
recepţionată), dar cauzele şi 



47nF 


TEHNIUM • Nr. 9/1997 


15 

























































































CQ-YO 


4?L 


fenomenele care apar sunt cu totul 
altele: desensibilizarea apare datorită 
comportării neliniare a etajelor situate 
înaintea fittrului SSB (mixerul si RAF). 

Prin reducerea sensibilităţii 
receptorului (introducerea de 
atenuatoare la intrare, slăbirea 
cuplajului cu antena ete.) 
desensibilizarea provocată de 
semnalul puternic poate fi redusă sau 
chiar eliminată. Aceste masuri nu au 
efect în căzu) recepţiei AIA (cu filtrul 
AF) descrise mai sus. Includerea 
filtrului AF în banda AGC, deci 
utilizarea metodei (b), va rezolva 
favorabil situaţia dată, deoarece 
tensiunea de regîaj AGC nu depinde de 
semnalul perturbator. Dacă receptorul 
utilizează metoda (b) (AGC derivat din 
audio), dar filtrul AF este montat în 
afara receptorului , evident problema 
va rămâne nerezolvată. 

Trebuie spus că fenomenul de 
Jl pumping" care apare în receptoarele 
care utilizează metoda (b), mai ales la 
semnale puternice, datorită 
imposibilităţii de a realiza o comportare 
dinamica corectă a sistemului AGC, se 
accentuează uneori dramatic la 
introducerea în fanţul AF a unui filtrul 
“trece-bandă" foarte selectiv. 

La apariţia semnalului, 
receptorul nu-şi reduce instantaneu 
sensibilitatea şi primul "punct" (sau 
‘linie”) este perceput însoţit de un 
pocnet neplăcut în difuzor. Reducând 
amplificarea în bucla AGC manual (cu 
ajutorul unui potenţiometru) fenomenul 
poate fi ţinut sub control. 

De altfel, receptoarele {sau 
transceiverele) ‘'serioase” utilizează în 
exclusivitate un sistem AGC de tipul 
(a), având la ieşirea lanţului AFI 
conectat atât demodulatorul SSB 
(detector de produs), cât şi un 
demodulator pentru canalele AGC 
(detector de anvelopă). Aceste 
receptoare realizează selectivitatea în 
AFI pentru recepţia telegrafică cu 
ajutorul unor filtre cu bandă de 
trecere de 500^-600 Hz, care se 
comută în locul filtrului SSB şi care 
sunt tot atât de scumpe (sau chiar 
mai mult!). Factorul de formă al 
acestor filtre esie mai mare decât al 
filtrelor SSB, având valori F-0,5-5. 
Prin urmare, banda de trecere la 
60dB este cuprinsă între 1,5-3kHz. 

De pildă, filtrul de tip YK-1G7C 


(Kenwood) are următoarele 
caracteristici: 

ft=10,695kHz: 

B6dB=5QQHz; 

BedS” 1,8kHz; 

F=3,6. 

Performanţe asemănătoare are 
şi filtrul de tip MF200-0050 (RFT) cu 
deosebirea că fo=200kHz. Cunoscut 
radioamatorilor este filtrul EMF-5D- 
500-0,65, cu fo-5GGkHz şi 
BedB=0.i5+0,75kHz. Ultimele două filtre 
sunt electromecanice. 

Realizarea selectivităţii în AFî 
nu numai că permite utilizarea unui 
sistem AGC de tipul (a), cu calităţi 
superioare , dar elimină şi posibilitatea 
producerii de intermodulaţîi în 
detectorul de produs şi în lanţul AF, în 
generai. De altfel, una din “regulile de 
aur" de a realiza un receptor cu 
performanţe bune în privinţa 
intermodulaţîilor este să obţinem 
selectivitatea cât mal “aproape" de 
intrarea receptorului, având cât mai 
puţine etaje între antenă şi filtru, 
susceptibile de a produce 
intermodulaţu, şi cărora să le păstrăm 
amplificarea la un nivel rezonabil de 
scăzut. 

Montajul din figura 1 se 
intercalează în lanţul AFI al unui 
receptor SSB prevăzut cu filtru 
electromecanic pe 500kHz, înaintea 
ultimului etaj AFI şi permite 


bobinate cu sârmă CuEm. ^0,1 mm. pe 
carcase de tip Electronica cu miez şi 
oală de ferită, utilizate în modulul de 
sunet al televizoarelor alb-negru cu 
circuite integrate (a se vedea revista 
Tehnium nr.7 pag,7-10 şi nr.8, pag.11- 
13, din 1996). 

Circuitele se acordă pe aceeaşi 
frecvenţă centrală, fo=8GkHz. Factorul 
de calitate care se poate obţine cu 
asemenea bobine de mici dimensiuni 
(împreună cu ecranul metalic au doar 
10x10x15mm) este Q=55-60. 

Deşi banda de trecere la 3dB a 
unui singur circuit este aproximativ 
Bo=1 ,4kHz, datele globale ale filtrului 
arată că se poate realiza un filtru 
telegrafic acceptabil. Parametrii filtrului 
sunt: 

B3dB-0,35Bo-O r 5kHz; 

B6dB^O,5Bo=0,7kHz; 

BeodB^3B^4 t 2kHz; 

F=B6Dda/B&dB=6 

Dacă se utilizează alte bobine 
cu G=100-^120 (la frecvenţa 
fo=80kHz), lărgimile de bandă indicate 
mai sus se reduc fiecare la jumătate, 
factorul de formă F rămânând acelaşi. 

în tabelul 1 sunt indicate 
aproximativ atenuările pe care ie 
conferă filtrul din figura 1, în ipoteza 
că receptorul a fost astfel acordat, 
încât filtrul să aibă maximul curbei de 
rezonanţă corespunzător unei 
frecvente audio de 65QHz. 


Tabelul 1 


ffkHz] 0,3 0,65 1 1,5 2 


2,5 


3 ( 5 


ft Ed B ] 6 


_24_40_54_£5_Z5_ 


îmbunătăţirea selectivităţii la recepţia 
emisiunilor Al A. Schema comportă un 
filtru "trece-bandâ" de tip LC “home 
roade"* alcătuit din sase circuite 
rezonante derivaţie* cuplate slab între 
ele. Bobinele L2-L7 au câte 120 spire, 


Pentru comparaţie* în tabelul 2 
sunt indicate (cu o aproximaţie sub 
0 r 5dB) atenuările oferite de un filtru 
activ RC clasic de tip "trece-bandă" cu 
două celule având frecvenţa centrală 
fo=650Hz si Q=4 


Tabelul 2 


ffkHz] 0,3 0,65 1 1,5 2 


2,5 


3,5 


gfdB] 33 0 23 35 42 46 50 53 



CI să C2 s© Ih/Tsozo 
ooaTa cu ÎHM 

Figura 2 


16 


TEHNIUM • Nr. 9/1997 












































CQ-YO 


Si 


Deşi din comparaţia celor două 
tabele rezultă că sub 2kHz filtrul audio 
oferă atenuări mai mari, în realitate 
filtrul RC are o serie de dezavantaje: 

1) Banda de trecere la 6dB este 
doar de 160Hz, iar BsdB-IQQHz. în 
aceste condiţii, acordul exact al 
receptorului este dificil de efectuat, iar 
stabilitatea frecvenţei oscilatoarelor 
trebuie să fie remarcabilă; 

2) Banda de trecere fiind prea 
mică, semnalele telegrafice îşi vor 
lungi “cozile”, inteligibilitatea scăzând 
mai ales la viteze mari de manipulaţi©; 

3) Paraziţii de tip impuls (QRN 
atmosferic şi nu numai) vor avea o 
durată mai mare la ieşirea filtrului, 
blocând astfel recepţia pe o durată mai 
mare; 

4) Micşorând Q cu scopul de a 
mari B6dB către 50O^6OOHz, 
performanţele filtrului RC la celelalte 
frecvenţe se degradează dramatic; 

5) Rămân valabile 
impedimentele legate de o bună 
funcţionare a sistemului AGC F 
discutate pe larg mai sus. 

Revenind la schema din figura 
1, se observă că Cil funcţionează ca 
schimbător de frecvenţă şi oscilator 
local. Bobina LI este de acelaşi tip cu 
L2-L7, dar are 70 spire. Oscilatorul 
local este realizat cu amplificatorul- 
limitator din TAA66H La pinul 8 se 
obţine un semnal dreptunghiular, cu 
amplitudine constantă; aici se poate 
conecta şi un frecvenţmetru pentru a 
efectua reglajul. Frecvenţa de oscilaţie 
se poale modifica între 580 şi 583kHz, 
cu ajutorul unei diode varicap (dacă 
filtrul SSB pe 500kHz este USB). 
Tensiunea de comandă a diodei se 
obţine de la pinul 2 (circa 3,5V 
stabilizată) şi se poate regla cu 
potenţiometrul de 1Q0k£2. 

Dacă se constată că acoperirea 
este mai mare sau mai mică de 3kHz, 
se va acţiona asupra celor două 
rezistoare de 220kL2 f astfel ca să se 
utilizeze integral cursa 
potenţiometrului. 

La pinul 8 se poate conecta şi 
un osciloscop. Dacă se constată că 
oscilatorul are tendinţa să se 
amorseze pe alte frecvenţe, la nevoie 
se va modifica valoarea 
condensatorului de IGQpF de la pinul 
6 între 56-560pF. Oscilatorul este 


suficient de stabil, deoarece tensiunea 
RF pe bobina LI nu depăşeşte IGOmV. 

Semnalul provenit de ia AF1 ai 
receptorului se aplică la pinul 12 şi nu 
va depăşi lO-HZOmVef, Se va ţine cont 
că rezistenţa de intrare, la borna A, 
este de circa 2kQ. pentru a nu amortiza 
circuitul LC din AFI. 

Dacă la ieşirea filtrului realizat 
cu L2-L7 s-ar conecta direct detectorul 
de produs, ar trebui folosit şi un alt 
oscilator de purtătoare, având 
frecvenţa apropiată de 80kHz, aşa 
cum se face în receptoarele cu dublă 
{sau triplă) schimbare de frecvenţă. 
Dar modificările aferente, care pot 
afecta funcţionarea, mai ales când 
este vorba de un transceîver şi nu de 
un simplu RX, sunt prea multe şi prea 
greu de efectuat. 

Ceea ce propune schema 
prezentată este o soluţie inspirată din 
schema bloc a sistemului de a realiza 
selectivitate variabilă cu două filtre 
SSB (a se vedea revista Radio-Român 
nr.5/1995, pag A, fig.1). CI2 realizează 
o nouă schimbare de frecvenţă, 
utilizând acelaşi oscilator local 
1 580-583 k Hzastfel încât la ieşirea B 
se revine oe frecventa intermediară 

inTiaiâ a receptorului (500kHz). în 
acest mod. este posibil de utilizat 
detectorul de produs şi oscilatorul de 
purtătoare originale ale receptorului 
{sau transceiveruiui De altfel, schema 
din figura 1 a fost elaborată astfel 
încât amplificarea să fie aproximativ 
egală cu unitatea. Deosebirea faţă de 
schema clasică este aceea ca cel de¬ 
al doilea filtru nu este un filtru SSB cu 
o bandă comparabilă cu filtrul SSB din 
receptor (3kHz), ci un filtru CW cu o 
bandă mult mai îngustă. în acest mod, 
ia acţionarea potenţiometrului P nu se 
mai obţine un efect echivalent unui 
filtru audio Trece-jos" sau “trece-sus r, t 
ci se realizează selecţia unei benzi 
înguste (determinate de filtrul al doilea, 
pe 80kHz) în jurul unei frecvenţe 
centrale, care se poate modifica după 
dorinţă în interiorul benzii de trecere de 
3kHz a filtrului SSB al receptorului de 
bază. Acesta este elementul de 
originalitate al schemei din figura 1. 
Modul de utilizare în traficul radio al 
acestei scheme este diferit de cel 
clasic: fără a se acţiona asupra 
acordului receptorului, este suficient să 


se acţioneze asupra potenţiometrului 
P, selectând semnalul care ne 
interesează, indiferent de frecventa 
tonului acestuia în difuzor . Dacă tonul 
nu convine (de pildă, este 2,5kHz) 
acţionând asupra acordului 
receptorului (sau RIT-ului) şi asupra 
potenţiometrului P se poate aduce totul 
în situaţia dorită. Bineînţeles, se poate 
lăsa P într-o anume poziţie fixa şi se 
poate lucra şi "clasic”. Modul de lucru 
poate fi selectat în funcţie de 
necesităţile traficului şî preferinţele 
operatorului. 

Rezistenţa de ieşire a schemei 
din figura 1 este de circa 5000 şi 
trebuie ţinut cont când se face 
intercalarea schemei în lanţul AFI al 
receptorului. Bobina L8 are {ca şi LI ) 
tot 70 spire şi împreună cu 
condensatorul de 6SGpF se acordă pe 
500kHz, 

Consumul întregului montaj nu 
depăşeşte 35+40mA. Intercalarea lui 
în lanţul AFI se face cu un comutator 
cu 2x2 poziţii sau cu un sistem de 
comutare cu diode, adecvat. 
Conexiunile la placa imprimată a 
montajului vor fi scurte şi ecranate. 
Este bine să se ecraneze întregul 
montaj. Dacă există tendinţe de 
autooscilaţii, se va încerca montarea 
unei rezistenţe de 10QQ între pinul 12 
al CI2 şi L7. 

Condensatoarele din circuitele 
acordate vor fi cu styroflex sau 
multistrat, iar condensatoarele de 
decuplare şi de cuplaj vor fi ceramice, 
de tip plachetă sau disc. 

Rezultate mai bune se obţin 
utilizând pentru L2-L7 alte bobine cu 
Q>80. Cei care dispun de un filtru 
MF200-0050 (RFT) pe frecvenţa de 
200kHz, pot obţine rezultate încă şi 
mai bune, modificând schema din 
figura 1 astfel ca oscilatorul să lucreze 
în jur de 700kHz, Pentru aceasta se va 
micşora, eventual, condensatorul de 
820pF, dacă oscilatorul nu poate fi 
“tras" din acordul lui LI. în figura 2 se 
arată modul de conectare al filtrului. 
Deoarece amplificarea va depăşi 
unitatea, la ieşire se va modifica 
divizorul format de rezistenţele de 1 k0, 
astfel încât suma lor să rămână în 
continuare de circa 2k£2, reducăndu-se 
mult rezistenţa conectată la masă. 


TEHNIUM • Nn 9/1997 


17 
























— •• = VIDEO-T. V. 

DEPANAREA TELEVIZOARELOR ÎN CULORI (VIII) 

ing. Şerban Naicu 
ing. Horia Radu Cîobănescu 


1. Circuitul integrat TDA3505 

Circuitul integrat TDA3505 
realizează următoarele funcţii: 

- matrice (G-Y) şi RGB; 

* reglarea cu tensiune continuă 
a strălucirii, contrastului, saturaţiei 
culorilor; 

- axarea şi stingerea pe linii şi 
cadre a semnalelor de la intrare prin 
intermediul semnalului SANDCASTLE 
cu trei niveluri; 

- reglarea separată, cu tensiune 
continuă, a amplificării fiecărui semna! 
RGB (pentru reglarea albului dinamic); 

- reglarea automată a tensiunilor 
de tăiere (punctului de negru) ale 
tubului cinescop prin intermediul unui 
semnal de reacţie de la placa TK, 

Schema bloc internă şi 
semnificaţia pinilor circuitului integrat 
TDA3505 sunt prezentate în figurile 
la şi 1b. 


Semnalul Y de la pinul 12 
(0,45Vvv de la vârful im ulsului de 
sincronizare la alb), -(R-Y) de la pinul 
8(1,05Vw) şi -(B-Y) de la pinul 7 
(1,33Vvv) ale CI TDA4565 sunt 
aplicate prin C353 pinului 15, C355 
pinului 17 şi C356 pinului 18 ale 
circuitului TDA3505. Nivelurile de 
tensiune de mai sus corespund unui 
semnal standard de bare color 75% 
aplicat ia intrarea de antenă. Aceste 
semnale sunt axate intern, 
Amplitudinea semnalelor diferenţă de 
culoare -(R-Y), -(B-Y) este reglată prin 
intermediul tensiunii continue aplicate 
la pinul 16 (saturaţia culorii, sau 
contrastul culorii , cum este denumit în 
unele documentaţii GRUND1G), 
înainte de intrarea în matricea (G*Y), 
respectiv RGB. Semnale+e RGB 
provenite din matriciere sunt aplicate 
unor comutatoare electronice 


comandate de tensiunea de la pinul 11. 
La cealaltă intrare a fiecărui comutator 
sunt aplicate semnale R, G, B externe, 
care pot proveni de la microprocesor 
(semnale OSD), conectorul SCĂRI 
(semnale externe, de exemplu de la un 
calculator de tip Spectrum), sau de la 
decodorul deteletext. Dacă tensiunea 
la pinul 11 este în intervalul (0+0.4V), 
semnalele selectate sunt cele 
provenind de la matricea RGB. Dacă 
tensiunea la pinul 11 este în intervalul 
0.9-3V, semnalele selectate sunt cele 
provenind de la intrările de semnale 
externe de la pinii 14,13,12. Viteza de 
răspuns a comutatorului este suficient 
de rapida pentru a permite 
suprapunerea semnalelor externe 
peste imaginea TV, fără întârzieri, 
aceasta fiind stinsă numai în timpul 
aplicării semnalelor externe. Tensiunea 
continuă de la pinul 19 reglează 



Figura la 


TENSiUNE DE 
cGffmo: m 


ve 


WTKAStPT 
SEMNAL D£ 
COMiftttb 


tlfHflEFT 
UUflAm.A 
CUPfNTUU 
DF FASCICUL 
dl vm 


TFN&LJNE DE 
coNir^o-: a 
comiAWjjî 
J2.A3V) 


rENSmiCDC 
CONWa A 
smAiDasi 

ii 


18 


TEHN1UM • Nr. 9/1997 
































































































































VIDEO-T.V. 


' ~ .— = [ "fa 

TENSIUNI DE REGLAJ 



simultan amplitudinea semnalelor R, 
G. B (contrastul) Nivelul de negru al 
semnalelor R, G, B (strălucirea) este 
regîat de tensiunea continuă de la pinul 
20, a cărei valoare pentru un nivel de 
negru normal este, tipic, de 1 t 75V. 
Semnalele R, G, B reglate sunt 
aplicate unor etaje de stingere pe linii 
5 cadre, care funcţionează comandate 
de mpulsul SANDCASTLE provenit de 
5 TDA8305A. Amplitudinea 

semnalelor R, G, B poate fi reglată 
seoarat prin tensiunile continue de la 
pinii 21, 22, 23 in vederea reglării 
albului dinamic. în schema TV Royal, 
această opţiune nu este folosită, pinii 
respectivi fiind conectaţi la +12V, ceea 
ce fixează amplificarea maxima a celor 
trei semnale. Albul dinamic se reglează 
cu semireglabilii VR302, VR303 de pe 
placa TK. 

Etajele de ieşire sunt realizate 
astfel încât să permită reglarea 
automată a nivelului de negru. Pentru 
aceasta, ia pinul 26 se aplică un 
semnal de reacţie derivat din curentul 
rez dual ai tubului cinescop în timpul 

TEHNIUM * Nn 9/1997 


cursei inverse şi din curenţii de taiere 
ai celor trei tunuri R, G, B la nivelul de 
negru. “Memorarea" curentului 
rezidual se realizează cu 
condensatorul conectat la pinul 27. 
Măsurarea curenţilor se realizează în 
cursul următoarelor linii de la începutul 
impulsului de stingere cadre: 

- linia 20: măsurarea curentului 
rezidual (R+G+B); 

- linia 21: măsurarea curentului 
de tăiere al tunului de roşu; 

- linia 22: măsurarea curentului 
de tăiere al tunului de verde; 

- linia 23: măsurarea curentului 
de tăiere al tunului de albastru, 

2.Amplificatorul final video 

Fiecare din cele trei semnale R, 
G P B este amplificat de la circa 3Vvv 
până la un nivel de circa 80 Vvv pentru 
atacul catozilor tubului cinescop în cele 
trei amplificatoare finale video. 
Acestea sunt realizate cu 
tranzistoarele Q305, Q304, Q307 t în 
montaj emitor comun. 
Condensatoarele de680pF conectate 
în emitoarele tranzistoarelor finale 


video realizează corectarea 
caracteristicii de frecvenţă. în 
colectoarele tranzistoarelor Q303, 
Q306 t G308 de tip BF421 se găseşte 
semnalul de reacţie, care este aplicat 
pinului 26 al TDA35Q5. 

Reglarea punctului de negru 
şi al albului dinamic 

* se comută TV în modu! AV din 
telecomanda, fără semnal audio- 
video; 

* se reglează strălucirea astfel 
încât să se măsoare 1,75V în pinul 20 
al TDA3505; 

* se reglează potenţiometrului de 
3CREEN astfel încât pe catodul cu 
cea mai mare tensiune, aceasta sa fie 
de 140V (în mod normal această 
tensiune ar fi trebuit să fie mai mare, 
dar datorită modului de proiectare a 
circuitelor, mărirea acestei tensiuni 
peste valoarea indicată ar putea duce 
la apariţia cursei inverse pe ecran); 

* se introduce la intrarea de 
antenă sau conectorul SCART un 
semnal alb 100% de la un generator de 
semnaL în lipsa generatorului, cu o 

19 


























































































































Jniâ\ 


VIDEO-T.V. 


i 


bună aproximaţie se poate regla 
strălucirea la maxim, iar saturaţia la 
minim; 

• se reglează din VR302, VR303 
pentru un alb cât mai lipsit de tentă 
color, aceasta se poate verifica şi pe 
un semnal TV obişnuit, la care 
saturaţia s-a reglat la minim, astfel ca 
imaginea să fie alb-negru. 

Atenţie ! Este posibil ca pe 
multe exemplare tensiunea de 
alimentare a filamentului să fie 
exagerat de mare. Autorii au găsit pe 
foarte multe exemplare o tensiune de 
alimentare a filamentului de 7Vrms. 
Conform datelor de catalog, filamentul 
unui tub cinescop trebuie alimentat cu 
6,3V tensiune continuă, dar se admit 
şi alte forme de semnal (tensiune 
alternativă sinusoidală, impulsuri de 


întoarcere linii etc.) cu condiţia ca 
tensiunea echivalentă să fie aceeaşi. 
Pentru modul de alimentare a 
filamentului din TV Royal (impulsuri de 
întoarcere preluate de pe o înfăşurare 
a transformatorului de linii şi limitate cu 
o rezistenţă serie), tensiunea se poate 
măsura cu un voltmetru care poate 
măsura tensiuni alternative r.m.s. 
(Hung Chang 737, Fluke 76, Fluke 87) 
sau cu un osciloscop bine calibrat. 
Valoarea măsurată pe un osciloscop 
trebuie să fie 21-22 Vvv. Din studiile 
efectuate de autori pe un foarte mare 
număr de televizoare (câteva zeci de 
mii) de diferite tipuri, şi comparând cu 
rezultatele obţinute de alţi specialişti, 
rezultă că fiabilitatea maximă a 
tuburilor cinescop se obţine pentru 
tensiunea de alimentare a filamentului 
de 6V (sau echivalent 6Vrms, dacă 
este cazul), obtinându-se rezultate 


bune şi pentru o tensiune de 6,3V. 
Pentru tensiuni sub 6V, performanţele 
tubului încep să scadă vizibil, iar pentru 
tensiuni peste 6,6V fiabilitatea scade 
în mod exponenţial (pentru tensiuni de 
7V tubul se defectează în 1-2 ani şi 
numai în mod excepţional rezistă mai 
mult). Tuburile care se defectează 
datorită supravoltării filamentului se 
manifestă în general ori prin scădere 
a emisiei, ori prin imposibilitatea reglării 
corecte a punctului de negru şi a 
albului dinamic datorită decalării 
excesive (peste 25V) a tensiunilor de 
tăiere a celor trei tuburi. 

Tensiunea de filament depinde 
de amplitudinea şi durata impulsului de 
întoarcere. Practic, depanatorul poate 
ajusta aceasta din: 

• tensiunea generală de 


alimentare; 

• rezistenţa serie cu filamentul 
(R506); 

• valoarea condensatorului de 
întoarcere conectat între colectorul 
tranzistorului final linii şi masă (C501); 

• valoarea condensatorului de 
cuplaj şi corecţie a distorsiunii de 
tangenţă. 

în cazul înlocuirii tubului original 
cu alt tip de tub, s-ar putea să fie 
necesar să se ajusteze toate aceste 
elemente. în cazul concret al TV Royal, 
dacă tensiunea de alimentare a 

filamentului este prea mare, atunci se 

va mări rezistenţa conectată în serie cu 

filamentul fR506h 

3.Amplificatorul final audio 
Amplificatorul final audio al TV 
Royal este realizat cu circuitul integrat 
TDA1013B a cărui schemă bloc este 
reprezentată în figura 2. Semnificaţia 


pinilor circuitului integrat TDA1013B 
este următoarea: 

-1 - masă de putere; 

- 2 - ieşire amplificator; 

- 3 - tensiune de alimentare; 

- 4 - filtraj electronic; 

- 5 - intrare amplificator; 

- 6 - ieşire bloc control volum 
(preamplificator); 

* 7 - tensiune reglaj volum; 

- 8 - intrare de control volum 
(preamplificator); 

- 9 - masa de semnal mic 
(substrat). 

Aceasta conţine un etaj 
preamplificator care realizează şi 
reglarea volumului prin tensiunea 
aplicată la pinul 7 şi un amplificator final 
de putere. Impedanţa de intrare la pinul 
8 este de circa 29 KQ. La ieşire este 
recomandabil să fie conectată o 
sarcină de 8Q (numai cu radiator) sau 
de 16Q (chiar şi fără radiator, pentru o 
tensiune de alimentare de circa 16V). 
Deşi circuitul funcţionează şi cu o 
sarcină de 4Q, totuşi acest lucru nu 
este recomandat, deoarece este foarte 
probabilă distrugerea circuitului 
integrat la o tensiune de alimentare 
peste 12V, prin depăşirea curentului 
maxim admis. 

Semnalul de audiofrecvenţâ de 
la pinul 14 a! comutatorului AV de tip 
HEF4053B este aplicat intrării 
amplificatorului final de la pinul 8 al 
circuitului integratTDA1013B. La pinul 
2 al acestui circuit integrat se găseşte 
semnalul de audiofrecvenţâ amplificat, 
care se aplică difuzorului. Semnalul de 
ieşire are amplitudinea maximă de 
8Vvv, ceea ce înseamnă o putere 
maximă de 1W/8ii. Tensiunea de 
reglare a volumului aplicată la pinul 7 
are valori între 2,5-5,15V. Tensiunile 
măsurate pe pinii circuitului integrat 
TDA1013B sunt date în tabelul de mai 
jos: 


pin 

UM 

1 

0 

2 

6,57 

3 

14,2 

4 

13,8 

5 

1,31 

6 

6,64 

7 

2,6-5,2 

8 

2,9 

9 

0 


(continuare în numărul următor) 



Intrară A Intrare B 


20 


TEHNIUM • Nr. 9/1997 





















































LABORATOR ~ ~ - 

CONVERTOR DE TENSIUNE 
PENTRU TUB FLUORESCENT 
ing. Şerban Naicu 



Au fost publicate numeroase 
tipuri de convertoare de tensiune 
destinate să producă o tensiune 
alternativă de circa 3QQV, plecând de 
a o sursă de tensiune continuă de 
valoare scăzută {de regulă 12V), în 
vederea alimentării unui tub 
fluorescent. 

Un astfel de montaj, care 
:e r T, ie alimentarea unui tub 
fluorescent miniatură (5^8W) de la o 
caţer e de acumulatori auto r oferă o 
sjrsâ de lumină portabilă, extrem de 
ut ă în timpul deplasărilor cu 
autoturismul (excursii, camping, 
-n nai de siguranţă etc.). 

Montajul prezentat în figura 1 
are, faţă de multe alte scheme 
oublicate anterior, marea calitate a 
unei extreme simplităţi (fund realizat, în 
principal, doar cu 4 tranzistoare uşor 
ce procurat), ceea ce-i conferă şi un 
creţ de producţie foarte scăzut. 

Tubul fluorescent utilizat în 
cazul de faţă a fost unul de formă 
alungită (formă de baston), dar el 
poate avea şi alte forme, cum ar fî cea 
de cerc sau chiar ca a unui bec cu 
ncandescenţâ (fiind prevăzut şi cu 
dulie). Uneori, acest tub fluorescent 
mai este denumit, în mod impropnu 
tub cu neon. De fapt, tubul conţine în 
nterior vapori de mercur, având o 
presiune scăzută. La cele două capete 
tubul este prevăzut cu filamente de 
mcâizire. Când spaţiul intern ai tubului 
este suous unei tensiuni de valoare 
r dîcatâ, gazul inert este ionizat 
oroducându-se o amorsare 
aprindere") a acestuia. De fapt, în 
urma descărcării electrice care se 
produce de fa un capăt la celălalt al 
tubului iau naştere radiaţii invizibile 
situate în spectrul ultraviolet). Pudra 
subţire (de culoare albă) depusă pe 
pereţii interiori ai tubului transformă 
aceste radiaţii în lumină vizibilă. 

Pentru amorsarea tubului este 
nevoie de o tensiune ceva mai ridicată 
ca valoare decât cea care este 
necesară ulterior pentru a menţine 
aprinderea permanentă. 

Lămpile fluorescente prezintă 
marele avantaj al furnizării unei 
cantităţi de lumină mai mare ca un bec 


cu incandescenţă, la acelaşi consum 
de energie electrică. Astfel, acest tub 
fluorescent de 5-8W furnizează o 
cantitate de lumină (un flux luminos) 
comparabil cu al unui bec 
incandescent de circa 25W. 

în mod clasic, aprinderea tubului 
se face de la tensiunea de reţea 
(220Vca); în serie cu acesta tensiune 
şi cu filamentele tubului fluorescent se 
află o bobină de balast (d rosei) şî un 
starter. Rolul starterufui este acela de 
a închide arcuitul, la aplicarea tensiunii 
de reţea; acest lucru se produce 


Schema electrică conţine un 
circuit basculant astabil (multivibrator) 
realizat, în principal, cu tranzistoarele 
T1 şi T2> Circuitul este simetric şi este 
posibil ca la un moment dat curenţii 
(colector-emitor) prin cele două 
tranzistoare să fie egali- Această stare 
este instabilă, întrucât la apariţia 
oricărei perturbaţii (sursa de 
alimentare, valoarea parametrilor 
tranzistoarelor sau ai elementelor 
pasive) echilibrul se va rupe, circuitul 
basculând. Presupunem că va creşte 
curentul de colector al tranzistorului 



datorită faptului câ t din cauza arcului 
electnc produs îa conectarea tensiunii, 
b metalul din care este constituit 
startenjl se dilată Închizând contactul 
electric şi astfel r lamentele tubului suri 
parcurse de curent Rctui bob nei este 
acela de a asigura producerea unei 
supratensiuni necesarer r'ocesuide 
amorsare a spa* j _ d ' tub dar şî 
acela de limitare a curentului 
(stabilizare) după intrarea în regimul 
normal de funcţionare StaneruJ va 
decupla apoi, pnn răcirea bimetakfiui. 
ceea ce va determina deschiderea 
contactului electric pr ~ e Curentul va 
continua să se înc h câ prin :rtenorul 
tubului. Supratensiunile care apar 
(datorită starterului şi bobinei) sunt de 
5 până la 7 ori mai mari decât 
tensiunea normală de reţea, suficient 
de mari ca să amorseze tubul 
fluorescent 

Montajul nostru (care nu se 
alimentează de la tensiunea de 
220Vc,a . a reţelei) ci de la o baterie de 
curent continuu de 12V îşi propune să 
convertească această tensiune într¬ 
una alternativa de valoare suficient de 
ridicată pentru a amorsa tubul (300V). 


T2. Acest lucru va determina scăderea 
tensiunn de colector a lui T2, scăderea 
tensiunii bazei lui TI (prin C2), 
scăderea curentului de colector a lui TI 
şi respectiv, creşterea tensiunii de 
colector a lui TI, creşterea tensiunii de 
bază a lui T2 (prin CI) şi creşterea 
curentului său de colector (T2). Acest 
fenomen de avalanşă duce la 
saturarea Iul T2 şi blocarea lui TI. 
Această stare se menţine atât timp cât 
condensatorul G2 se descarcă de la 
valoarea iniţială până aproape de zero 
volţi şi nu-f mai poate menţine pe TI 
blocat. Urmează apoi un nou proces 
de basculare, care-l va duce pe TI în 
starea saturat şi pe T2 în starea blocat. 
Procesul se va relua apoi; în cazul 
acestui circuit astabil (aşa cum arată 
şi denumirea) nu există nici o stare 
stabilă. Valoarea frecvenţei de oscilaţie 
este dată de grupurile C1-R3 şi C2-R4. 

Tranzistoarele TI şî T2 pot fi de 
tipul BC337, BC338 (npn), având un 
curent de colector de 0,8A şi o putere 
disipată de 625mW, 

Urmează un etaj “tampon", 
realizat cu tranzistorul T3 de tip 
2N1711, 2N1711A (npn), având un 


TEHNIUM • Nr. 9/1997 


21 














































- LABORATOR 

curent de colector de 0,8A şi putere 
medie (1,7W). Acest tranzistor, prin 
grupul rezistenţelor R6-R7 (montate în 
paralel), de câte 56H fiecare, asigură 
curentul de bază pentru tranzistorul de 
putere T4 t de tip 2N3055 
(binecunoscut). Acest tranzistor are 
conectată în colectorul său înfăşurarea 
de joasă tensiune a unui transformator 
ridicător de tensiune 6V/200V. 

Acesta este, în fapt, un simplu 
transformator de sonerie (220V/6V) 
montat, în acest caz, invers (putere 
2+3W). 

Tensiunea furnizată în 
secundarul acestuia este suficient de 
mare pentru a produce "aprinderea 11 
tubului. După “aprinderea” tubului 
fluorescent, tensiunea măsurată Ea 
bornele sale este de circa 70V. 
Curentul “absorbit” din bateria de 12V 
este de circa 350mA pentru un tub de 
5W şi de 500mA pentru unul de 8W, 

Cablajul montajului (partea 
placată şi schema de plantare a 
componentelor) sunt date în figura 2a 
şi 2b. Se observă forma alungită a 
acestuia, cu lungimea egală cu cea a 
tubului fluorescent. La capetele 
cablajului sunt prinse două bride din 
alamă care fixează extremităţile 
metalice ale tubului. Aceste bride {şi 
evident, tubul fluorescent) sunt fixate 
pe partea cu trasee a cablajului (şi nu 
pe cea cu piese, evident). Conexiunile 
între trei dintre extremităţile 
filamentelor tubului şi cablajului 
imprimat sunt făcute cu conductor (de 
0,5mm sau mai gros) T ca şi cele până 
ia sursa de alimentare (bateria 
autoturismului, de regulă). Pentru 
mărirea autonomiei de deplasare a 
sursei de lumină {a montajului 
prezentat) se pot folosi pentru 
alimentarea cu tensiune baterii 
înseriate, până la tensiunea necesară. 
Timpul de utilizare al acestora rămâne 
totuşi foarte redus şi de aceea se 
preferă o sursă de capacitate mai mare 
(acumulatori). 

Toate rezistoarele folosite au 
puterea disipată de 0,25W. Nu este 
necesar ca tranzistorul T4 să fie 
montat pe radiator. 

Bibliografie 

- Revista “Radio-Român”, nr,6/ 

1995; 

Revista “Electronique 
Practique”, nr.110 (decembrie 1987); 

- Revista “Tehnium", nr.11/1991 


22 


TEHNIUM • Nr. 9/1997 
























































LABORATOR 


VOLTMETRU DIGITAL 



irig. Nicolae Sfetcu 



LCD DtSPLAY 


R24..31 



"Inima 1 ' montajului prezentat în 
figura 1 o reprezintă Ci3 
{ADD3701 r MM74G936-1 etc.), 
care nu necesită nici o componenta 
externă de precizie. Pentru aceasta, 
se foloseşte o tehnică de conversie 
analog-digitală cu modulare de puls, 
care necesită o tensiune de referinţă 
externă de aceeaşi polaritate cu cea 
a tensiunii de intrare. în acest scop 
se utilizează CI2, }3M336. 
Alimentarea generală a montajului 
este de +5V, care se stabilizează cu 
ajutorul Cil {(ÎA7805) Raportul de 
conversie este realizat printr-un 
oscilator intern, iar frecvenţa de 
oscilaţie se ajustează dintr-un cuplaj 
extern RC, sau prin injectarea unui 
semnal de la un oscilator extern. 
Afişarea rezultatelor măsurărilor se 
realizează printr-o multiplicare de 7 
segmente, comandate direct de 
CI3. 

Pentru descrierea funcţionării 
montajului, în figura 2 este 
prezentată o buclă analogică. 
Ieşirea SW1 este sau ia Vref, sau 
la OV, în funcţie de starea circuitului 
fîip'flop tip D Dacă Q este pe nivelul 
sus, Vout=Vref : şi dacă Q este pe 
nivelul jos, Vout-QV. Această 
tensiune se aplică apoi filtrului 
"trece-ios realizat cu R1 şi CI. 
Ieşirea acestui filtru, Vfb, este 
conectată la intrarea (-) a 
comparatorului, unde este 
comparată cu tensiunile de intrare 
analogică, Vin, Ieşirea 
comparatorului este conectată la 
intrarea D a bistabilului tip D. Apoi, 
informaţia este transferată către 
ieşirile Q şi /Q pe frontul pozitiv al 
semnalului. Această buclă formează 
un oscilator a cărui frecvenţă 
depinde de tensiunea de intrare 
analogică, Vin. 

Considerăm o valoare fixă a 
tensiunii de intrare, Vin. Dacă ieşirea 
Q a bistabilului tip D este mare, 
rezultă VoutA/ref, şi Vfb -»Vref cu 
o constantă de timp R1C1* Când 
Vfb>Vin, ieşirea comparatorului se 
va comuta la OV. La următorul front 
crescător de clock, ieşirea Q a 
bistabilului trp D se va comuta la 
masă, determinând Vom să comute 


TEHNIUM • Nr. 9/1997 


23 


























































































































































































































































LABORATOR 


mici (fiecare scăpare de 1,0 nA va determina o eroare de 
0,1 mV). Dacă scurgerea de curent în ambii condensatori este 
exact aceeaşi, eroarea rezultantă va fi nulă. Toţi rezistorii, cu 
excepţia celor specificaţi, vor avea puterea de 0,25W şi 
toleranţa de ±5%. Toţi capacitorii vor avea toleranţa ±10%. 
Ieşirile CI3 vor fi conduse prin CI4 (MMC4049) către afişajul 
cu LED, i ultiplexat, cu catod comun. 

Cadajul montajului este prezentat în figura 3 faţa 
placată şi respectiv figura 4 faţa plantată cu componente, 
în cazul unui afişaj cu cristale lichide, se pot utiliza 
modificările propuse în figura 5. 

Bibliografie 

National Semiconductor - "Data Book", 1984, 

_ _ IPRS - “Full Line Condensed Catalog". 

Figura 2 


D6+ 

D54 

9GN 

04 

03 

02 

Ol 

e 

f 

9 

o 

b 

c 

d 

K 

K 

K 





la OV. în acest timp, Vfs va începe să 
se descarce către 0V r cu o constantă 
de timp R1C1. Când Vfb<V'in, ieşirea 
comparatorului va comuta "sus". Pe 
frontul crescător al următorului semnal 
de clock, ieşirea Q a bistabiluluî D va 
comuta "sus” şi procesul se va repeta . 
La ieşirea SW1 rezultă un tren de 
pulsuri de unde dreptunghiulare 
pozitive, cu amplitudinea Vrff, 

în cazul montajului prezentat, 
trebuie acordată o foarte mare atenţie 
zgomotului sursei de alimentare, Din 
această cauză atât alimentările 
montajului, cât şt toate conexiunile de 
masă, se vor lega, fiecare în parte, într- 
un singur punct comun, ia sursa de 
alimentare, elîminându-se astfel şi 
scurgerile în cazul curenţilor mari. 
Porţiunile analogice şi digitale ale 
circuitului au fost separate. 

De asemenea, diametrul 
conductorifor să fie suficient de mare 
pentru a elimina căderile de tensiune 
nedorite. Condensatorii de filtraj 
conectaţi la VFB (pin 14) şi VFLT 
(pinii) trebuie să aibă scurgeri foarte 



24 


TEHNIUM • Nr. 9/1997 
























































































































































































































































^— amamm umin 

VITACOM 

ELECTRONICS 

CLUJ-NAPOCA, Str. Pasteur nr.73 
"E_ :'--38401*, BBS:064-438402 (după ora 16:30) 
I'---38403, E-MAIL: [email protected] 
BUCUREŞTI, Str.Popa Nan nr.9,Tel/Fax:01-2503606 

DISTRIBUITOR 

TRANSFORMATOARE LINII HR 
Şl TELECOMENZI TIP HQ. 
DISTRIBUITOR COMPONENTE Şl 
MATERIALE ELECTRONICE DIN IMPORT: 

REZISTOARE, CAPACITOARE, DIODE, 
TRANZISTOARE, CIRCUITE INTEGRATE, 
MEMORII, SPRAYURI TEHNICE, 

PIESE TV-VIDEO, CABLURI Şl 
CONECTORI... 

LIVRARE PROMPTĂ DIN STOC I 


TEHNIUM «9/1997 

CUPRINS: 

ELECTRONICA LA ZI 

• Sistemul de radionavigaţie prin sate!: GPS - ng. Gneorghe Costea 

AUDIO 

• Efecte sonore în tehnica analogică ş d gitafă I ).- AureHan Lăzăroiu şi 

ing. Cătălin Lăzăroiu 

• Amplificator audio ultraliniar de 100W - ing.Emil Marian 

• Egalizor grafic cu control digital (II) 

- ing.Oprea Adrian (continuare din numărul anterior) 

CQ-YO 

• Filtru pentru recepţia emisiunilor telegrafice - ing. Dinu Costin Zamfirescu 

VIDEO-T.V. 

• Depanarea televizoarelor în culori (VIII) - ing. Şerban Naicu şi 

ing. Horia Radu Ciobănescu 

LABORATOR 

• Convertor de tensiune pentru tub fluorescent - ing. Şerban Naicu 

• Voltmetru digital - ing. Nicolae Sfetcu 


Pag. 1 

Pag, 3 
Pag. 6 

Pag. 11 
Pag. 15 
Pag. 18 

Pag.21 
Pag.23 





















4000 lei 


ISSN 1223-7000 


Revista editată dc S.C. TRAMSVAAL ELECTRONICS SHI 



'• ■ *& S 1 îfe$ î 



f / M 

4 J >■# 


A^V*V-, 

' ' •mt' ^ >■ 

r dP» 1 

li®! K; 

*r ih î > n ara*?' ;• -A X-’ 

' :..: V. 


: