Tehnium/2006/0601

Similare: (înapoi la toate)

Sursa: pagina Internet Archive (sau descarcă fișierul PDF)

Cumpără: caută cartea la librării

ANUL XXXVI, Nr. 360 REVISTĂ PENTRU CONSTRUCTORII AMATORI

Număr editat cu sprijinul Ministerului Educaţiei şi Cercetării

BpnţfŞARfll

LEgOIEETIA

sn»i|H. <:

rPiuflnlH

martie

©APARAT

pentru A

USCAT MÂINILE

• COMANDA ANTENEI

î ■ ■ ■

In rubrica de faţă vă semnalăm din apariţiile recente ale revistei Conex club
câteva articole ale căror subiecte au constituit în mod repetat puncte de
atracţie şi pentru cititorii lui TEHNIUM.

Astfel, din numărul 1/2006 vă recomandăm să consultaţi articolele:

• Miniemiţător (modulator) FM 100-108 MHz (pag. 20),
care prezintă kitul Velleman K1771, cu aplicaţii domestice şi
profesionale în domenii precum testarea tunerelor FM, micro¬
fon fără fir, comunicaţii private între membrii unei familii
sau grup, supravegherea bebeluşilor, sistem de securi¬
tate etc. Montajul lucrează în banda FM 100 - 108MHz,
este alimentat la 9V şi are o sensibilitate la intrarea
preamplificatorului audio de 5mV;

baterie +

• Amplificator stereo 2 x 30W (pag. 21-22), respectiv prezentarea kitului
Velleman K4003, echipat cu circuitul integrat TDA1521. Alimentat cu 2 x 12V,

amplificatorul de¬
bitează o pu¬
tere maximă
muzicală de
2 x 30W/4Q,
respectiv o
putere ma¬
ximă RMS de
2 x 15W/4Q, având
sensibilitatea la intrare de
300 mV/20 KQ şi banda de
frecvenţă 7Hz - 60kHz (- 3dB).

GNOO—
2 x12Vca

1 —

LEFT
IN

GNO

:c3

100nF

V F

IN O—|p
GNO Q-j , 1 M* !

♦V

0UT1

-INVI

TDA1521

-INVÎ

DUT?

-V INVI GNO

ÎNV?

J 5 LIII

l 9

2 x 30W

0UT

22nF

Din numărul 11/2005 vă semnalăm articolele:

• Amplificator 200W în punte, cu TDA2030
(pag.15), o succintă prezentare a kitului KEMO
(Germania), cod Bl 25 şi

• Convertor DC-DC pentru autoturism (pag.
48-49), referitor la construcţia unui convertor

care, alimentat la
tensiunea continuă
de 12V, furni¬
zează la ieşire o
tensiune conti¬
nuă ajustabilă în
plaja 13,8V-24V,
pentru un curent de sarcină
de maximum 2A.

SUMAR

Vă mulţumim - iarăşi cu întârzierea dictată de apariţia
trimestrială a revistei - tuturor celor care ne-aţi transmis feli¬
citări şi gânduri frumoase de sărbători. Dar şi celor care, prin
doleanţele exprimate, prin sugestiile şi propunerile concrete
de subiecte pentru viitoare articole sau chiar de rubrici noi,
încercaţi să ne ajutaţi în diversificarea conţinutului lui TEHNI-
UM, în orientarea lui „din mers" spre actualele probleme de
interes pentru dumneavoastră.

Desigur, nu putem răspunde imediat tuturor solicitărilor,
dar vă asigurăm că ele sunt avute în vedere, prin înştiinţarea
cercului nostru de colaboratori apropiaţi, la întocmirea
viitoarelor sumare ale revistei. De fapt, aşa a „funcţionat"
dintotdeauna revista TEHNIUM, bazată pe un dialog perma¬
nent cu cititorii, al căror feed-back a constituit un criteriu major
în orientarea tematică.

Din păcate, multe din solicitările dv. concrete nu mai pot fi
onorate deoarece, aşa cum spuneam şi cu alte ocazii,
redacţia nu mai dispune de material documentar, dar nici de
personal care să caute schemele sau informaţiile solicitate. în
acest sens, propunerea dv., domnule SimâAttila (Tg. Mureş),
de a înfiinţa o rubrică de genul „Cititorii către cititori", ni se
pare foarte bine venită. Aşa cum sugeraţi dv. (şi vă şi oferiţi să
daţi o mână de ajutor, în baza documentaţiei de care dis¬
puneţi), aici ar putea fi grupate diverse cereri şi oferte ale citi¬
torilor, bineînţeles, însoţite de „coordonatele" celor care le-au
formulat (nume, adresă, telefon, CP etc.), urmând ca ei -
solicitanţii şi ofertanţii - să se contacteze direct. Singura pro¬
blemă este să avem în prealabil acordul scris al corespon¬
denţilor de a li se publica adresa şi telefonul în revistă. Am
reţinut şi doleanţele dv., domnule Simo Attila, şi vom încerca
să le onorăm. Totuşi, testere de triace să ştiţi că s-au publicat
în TEHNIUM, unele chiar relativ recent.

Nu deţinem schemele de televizoare solicitate de dv., dom¬
nule Alex. Ciupe (corn. Grăniceri, jud. Arad), respectiv TV color
Panasonic TC2185 UR şi TV alb-negru Triumph 1416
(Grundig). Poate că, menţionând aici solicitarea, veţi avea
norocul de un ofertant. Ca şi dv., domnule Karâcsony Rudolf
(Constanţa), cu schema televizorului Sport 251.

Am primit articolul dv., domnule Ştef Ranete Sandu (loc.
Chişcău, jud. Bihor), şi îl vom publica într-un număr viitor. Vă
mulţumim şi dv., domnule Marian Dacier (Brăila), pentru
articol şi pentru cuvintele frumoase. Şi noi regretăm că nu
putem „reînvia" Almanahul TEHNIUM, dar - cine ştie? -
poate s-o încheia totuşi odată tranziţia asta eternă a noastră...

Dacă nu este o coincidenţă, bănuiesc că sunteţi un fost
colaborator al lui TEHNIUM, domnule Constantin Şoldan
(laşi). Vă mulţumim pentru schemele de produse industriale
„ridicate" de dv., le vom publica, fiind de larg interes. în ceea
ce priveşte schemele unor aparate de măsură româneşti mai
vechi, cel mai indicat ar fi să vă adresaţi foştilor producători,
de exemplu la AEM Timişoara, unde s-au construit multe din¬
tre aceste aparate. Unele au fost publicate şi în TEHNIUM
(MAVO 35, MF35 etc.), la rubrica Publicitate.

Am reţinut propunerile dv., domnule Corneliu Tănase
(Ploieşti), şi vă vom contacta telefonic pentru a vă pune în
legătură cu colaboratorii noştri de specialitate.

Nu sunteţi singurul, domnule loan Diaconescu (Piteşti),
care ne solicită documentaţie serioasă - inclusiv măsuri de
protecţia muncii - privitoare la construcţia gardurilor electrice.
Vom „comanda" un astfel de articol colaboratorilor noştri
apropiaţi, sau poate se oferă să ni-l scrie vreun cititor care
posedă documentaţia necesară.

Alexandru Mărculescu

CONSTRUCTORUL ÎNCEPĂTOR.pag. 4-17

Ce ar fi util să mai ştim

despre diodele redresoare
Materiale magnetice
Redresarea curentului alternativ

HI-FI.pag. 18-39

Incintă acustică cu traductoare CIARE
Incinte acustice cu un singur traductor
De ce unele amplificatoare audio costă mult
Dublarea puterii audio
înregistrarea şi redarea magnetică
Amplificatorul QUAD 306

LA CEREREA CITITORILOR.pag. 40-43

Transformatoare toroidale

LABORATOR.pag.44-51

Cronometru cu alarmă

Redresor stabilizat cu LM317

Dispozitiv pentru verificarea telecomenzilor

Frecvenţmetru digital

Comutator pentru testerul de tranzistoare

ATELIER.pag. 52-55

Dispozitiv de protecţie

a motoarelor asincrone

MINIAUTOMATIZĂRI ÎN GOSPODĂRIE. ... pag. 56-59
Aparat pentru uscat mâinile
Panou de relee statice

RADIOAMATORISM.pag. 60-61

Măsurarea frecvenţelor cu ajutorul
unui voltmetru digital
Distribuitor audio

Amplificator audio.

AUTO-MOTO.pag. 62-65

Dispozitiv de comandă a antenei auto

DIVERTISMENT.pag. 66

REVISTA REVISTELOR.pag. 67

TEHNIUM

Revistă pentru constructorii amatori
Fondată în anul 1970
Anul XXXVI, nr. 360, martie 2006

Editor

SC Presa Naţională SA
Piaţa Presei Libere nr. 1, Bucureşti
Căsuţa Poştală 11, Bucureşti - 33

Redactor-şef: tiz. Alexandru Mărculescu

Secretariat - macheta artistică: Ion Ivaşcu

Redacţia: Piaţa Presei Libere nr. 1,

Casa Presei Corp C, etaj 1, camera 121
Telefon: 317.91.23; 317.91.28 Fax: 222.48.32
E-mail: presanationala @ yahoo.com

Abonamente

La orice oficiu poştal (Nr. 4120 din Catalogul Presei Române)
DTP: Clementina Geambaşu

Editorul şi redacţia îşi declină orice responsabilitate
în privinţa opiniilor, recomandărilor şi soluţiilor formulate
în revistă, aceasta revenind integral autorilor.

ISSN 1224-5925

©Toate drepturile rezervate.

Reproducerea integrală sau parţială este cu desăvârşire
interzisă în absenţa aprobării scrise prealabile a editorului.
Tiparul Romprint SA

Abonamente la revista „Tehnium" se pot face şi la sediul
SC PRESA NAŢIONALĂ SA, Piaţa Presei Libere nr. 1,
sector 1, Bucureşti, oficiul poştal nr. 33. Relaţii suplimentare
la telefoanele: 317.91.23; 317.91.28, FAX 222.48.32

Cititorii din străinătate se pot abona prin S.C. Rodipet S.A.,
cu sediul în Piaţa Presei Libere nr. 1, Corp B, Sector 1, Bucureşti,
România, la P.O. Box 33-57, la fax 0040-21-2224.05.58
sau e-mail: [email protected]; [email protected] sau
on-line la adresa www.rodipet.ro

TEHNIUM martie 2006

CONSTRUCTORUL ÎNCEPĂTOR

Ce ar fi util si mai ştim

DESPRE DIODELE REDRESOARE
PENTRU OPTIMIZAREA
PERFORMANŢELOR MONTAIELOR

Ing. GHEORGHE REVENCO

(Urmare din nr. trecut)

Câteva detalii despre componen¬
tele active ale montajul din figura 3
le consider utile. Astfel, circuitul inte¬
grat TL082 este un amplificator
operaţional dual cu intrare JFET.
Acesta poate fi înlocuit cu TL062
sau TL072 sau altele echivalente.
Tranzistoarele complementare
TIP140/TIP145 sunt tranzistoare
Darlington de 125W, 10A şi factor
de amplificare în curent mai mare de
500. Acestea pot fi înlocuite cu suc¬
ces, în aplicaţia dată, de urmă¬
toarele perechi: TIP122/TIP127
(75W, 5A), TIP142/TIP147 (125W,
10A). Am experimentat montajul şi
cu tranzistoare Darlington româneşti
tip BD643/BD644 - BD649/BD650,
care au însă puterea maximă disi¬
pată de numai 62W, suficientă însă
pentru aplicaţia dată, obţinând ace¬
leaşi rezultate ca şi în cazul tranzis-
toarelor recomandate în schemă,
folosind însă radiatoare mai mari.

Conectarea diodelor în serie şi
în paralel

Principalii parametri ce trebuie
apreciaţi când alegem o diodă
redresoare sunt: tensiunea inversă
repetitivă de vârf V RRM şi curentul
mediu redresat Io. Sunt însă situaţii
în care suntem nevoiţi să folosim
diode ce suportă tensiuni inverse
mai mici decât tensiunea inversă
maximă existentă în redresorul
respectiv, sau diode cu Jo mai mic
decât curentul necesar. în astfel de
situaţii, desigur, vom putea conecta
două sau mai multe diode în serie,
respectiv în paralel. Soluţia nu este
cea mai fericită, dar dacă se
impune, va trebui să avem în vedere
câteva considerente, mai jos

expuse. Se ştie că, în general, toate
dispozitivele semiconductoare au o
dispersie relativ mare a para¬
metrilor, chiar în cadrul aceluiaşi tip.
De aceea, la conectarea în serie
sau în paralel a două sau mai multe
diode, repartizarea statică integrală
a tensiunii inverse pe diodele înseri-
ate, respectiv a curenţilor pe diodele
legate în derivaţie, depinde direct de
diferenţele dintre caracteristicele
interne ale diodelor. Dacă ţinem însă
seama şi de cele spuse anterior
despre fenomenele de comutaţie din
starea de conducţie în starea de blo¬
care, observăm că pericolul de
străpungere a diodelor înseriate
este practic mult mai mare,
deoarece nu toate diodele ajung în
acelaşi moment la blocare, iar dioda
care va trece prima în regim de blo¬
care va suporta toată tensiunea
inversă aplicată coloanei de diode
înseriate, până ce toate diodele vor
ajunge în stare de blocare, situaţie
ce durează ce-i drept doar câteva
microsecunde, dar care poate cauza
străpungerea diodelor. Pentru a se
evita astfel de accidente, soluţia
simplă este de conectare în paralel
pe diode a unor rezistoare. Calculul
acestor rezistoare se poate face cu
formula empirică de mai jos:

R= ( nV RRM~ V INv)

unde n este numărul de diode
înseriate, V RRM este tensiunea
inversă repetitivă de vârf suportabilă
pentru tipul de diodă ales, iar V !NV
este tensiunea inversă maximă ce
se aplică efectiv pe lanţul de diode
înseriate. Valoarea acestor rezis¬
tenţe nu este critică. Cu cât rezis¬
tenţele vor fi mai mici, cu atât echili¬
brarea va fi mai bună, dar sunt afec¬

tate calitatea redresării şi randa¬
mentul. Valorile uzuale pentru R
sunt cuprinse între 5okO şi 300kQ.
Şi conectarea în paralel pe diode a
unor condensatoare are efect de
echilibrare a tensiunilor inverse pe
diode. O soluţie mult mai bună, dar
puţin mai costisitoare, este folosirea
diodelor cu avalanşă controlată,
care asigură automat o mai bună
distribuţie a tensiunilor.

La legarea în derivaţie situaţia
este similară, adică pot apărea dife¬
renţe între curenţii prin diode. O
oarecare echilibrare se poate obţine
prin conectarea în serie cu fiecare
diodă a unui rezistor de acelaşi
ordin de mărime cu valoarea rezis¬
tenţei diodei în sensul de conducţie
directă. Cu toate aceste elemente
de echilibrare, o sortare prealabilă a
diodelor ce urmează a fi conectate
în serie sau în paralel este foarte
indicată. Sortarea optimă se poate
face cu ajutorul unui caracterograf,
care ne permite să apreciem comod
şi corect împerecherea dioidelor
pentru o plajă mare de valori ale
curentului. în lipsa unui astfel de
aparat, este indicată testarea “punct
cu punct”, pentru mai multe valori
ale curentului prin diode.

Regimul termic al diodelor
redresoare şi de comutaţie

Datorită rezistenţei inerente
prezentate de orice diodă la tre¬
cerea curentului electric, în joncţi¬
une se dezvoltă energie termică, ce
reprezintă pierderi traduse prin
încălzirea nedorită a diodei.
Condiţiile termice de funcţionare a
unei diode sunt determinate de
echilibrul dintre căldura dezvoltată
datorită trecerii curentului electric şi
căldura evacuată. Pierderile în sens
direct nu cresc cu temperatura jonc-

TEHNIUM martie 2006

CONSTRUCTORUL ÎNCEPĂTOR

ţiunii, pe când piederile în sens
invers conducţiei cresc cu tempe¬
ratura joncţiunii. Prin urmare,
pierderile totale, pentru aceeaşi
încărcare, cresc cu temperatura
joncţiunii. De aici desprindem
observaţia că atunci când randa¬
mentul este în prim-plan, este
indicată montarea de radiatoare
suficient de mari, pentru a răci cât
mai mult dioda, chiar dacă fără
radiator temperatura capsulei nu ar
depăşi valorile maxime indicate de
catalog ca periculoase pentru
integritatea diodei.

Supratensiunile ce pot apărea
în schemele de redresare

în funcţionarea schemelor de
redresare există diverse surse ine¬
rente de supratensiuni tranzitorii ce
pot provoca apariţia unor impulsuri
care suprasolicită componentele
montajului, în special diodele. Astfel
de supratensiuni apar la cuplarea
sau decuplarea transformatorului
de la reţea, la întreruperea sau
conectarea sarcinii, mai cu seamă
în cazul sarcinilor inductive, şi
bineînţeles supratensiuni provenite
din reţeaua de alimentare, care pot
fi cauzate de variaţii bruşte ale ten¬
siunii reţelei, dar şi de descărcări
electrice atmosferice, sau prin
cuplaj cu circuite de forţă în care se
produc variaţii mari ale curentului
absorbit din reţea (instalaţii de
sudură, cuptoare electrice, electro¬
motoare). Analiza riguroasă a aces¬
tor fenomene este destul de com¬
plexă şi ţine seamă de reactanţele
ce intervin, atât în circuitul de intrare
(transformatoare), cât şi în circuitul
de sarcină. în articolul de faţă nu ne
propunem să analizăm amănunţit
aceste fenomene, dar consider
foarte util, din punct de vedere prac¬
tic, să ţinem seama de aceste peri¬
cole, pentru a dimensiona compo¬
nentele astfel încât acestea să
suporte suprasolicitările. în figura
7a este ilustrată apariţia impulsului
de supratensiune la conectarea la
reţea a unui redresor cu diode, ali¬
mentat printr-un transformator, care
este cazul cel mai frecvent întâlnit,
în momentul conectării înfăşurării
primare la reţea, în secundar apare
un impuls, mai exact un fenomen
tranzitoriu sinusoidal amortizat, a
cărui tensiune de vârf poate
ajunge aproape până la dublul
amplitudinii tensiunii nominale
din secundar. Această supratensi¬
une se va regăsi ca tensiune inver¬

să pe diodele redresoare, putând
produce distrugerea acestora. Un
rol important în producerea
fenomenului îl are capacitatea
parazită dintre înfăşurarea primară
şi cea secundară. De aceea,
montarea unui ecran electrosta¬
tic, conectat la masă, între cele
două înfăşurări, atenuează sub¬
stanţial impulsul de supratensi¬
une. Un fenomen asemănător se
produce şi la deconectarea
înfăşurării primare de la reţea,
impulsul de supratensiune ce apare
în acest caz fiind reprezentat în
figura 7b. Şi la întreruperi în circui¬
tul de sarcină apar supratensiuni
periculoase, asemănătoare cu cele

prezentate în figura 7, mărimea şi
forma acestora fiind dependente de
natura sarcinii şi de mărimea curen¬
tului prin aceasta.

Pentru protecţia diodelor (sau a

tiristoarelor, care se folosesc ade¬
sea în montajele de redresare), la
supratensiuni tranzitorii nerepetitive,
de genul celor mai sus menţionate,
precum şi în cazul regimurilor tran¬
zitorii repetitive (cazul schemelor ce
lucrează în regim de comutaţie), se
poate acţiona în principal prin două
metode: absorbţia energiei impul¬
surilor prin dispozitive speciale, sau
deformarea impulsurilor prin
micşorarea amplitudinii şi mărirea
duratei, metode ce se pot combina.
Deoarece supratensiunile, analizate
succint mai sus, sunt datorate
variaţiei bruşte a curenţilor în
momentul conectării sau deconec¬
tării alimentării sau a sarcinii, o

soluţie care ar elimina neplăcerile
respective ar fi conectarea/
deconectarea în momentul trecerii
prin zero a tensiunii alternative.
Există montaje de detectare a tre-

Time

o V(V1:+)

Time

TEHNIUM martie 2006

CONSTRUCTORUL ÎNCEPĂTOR

MATERIALE

Ing. I. LUNQU

cerii prin zero a tensiunii, care per¬
mit comanda comutaţiei la momen¬
tul optim. Pentru aprofundarea
fenomenelor descrise şi a metode¬
lor şi schemelor ce se pot aplica
pentru protecţia diodelor
redresoare, se pot consulta [1] şi
[3]. Alte modalităţi de protecţie ar fi
folosirea de diode cu avalanşă con¬
trolată, sau supradimensionarea în
ceea ce priveşte tensiunea inversă
suportabilă de diode - soluţii relativ
costisitoare.

Dacă pentru instalaţiile profe¬
sionale sunt aplicabile scheme
complicate, costisitoare, dar efi¬
ciente, pentru aplicaţiile mai simple
ale constructorilor amatori pot fi
considerate satisfăcătoare urmă¬
toarele recomandări: ecran electro¬
static între înfăşurarea primară şi
cea secundară, conectarea unor
condensatoare în primar şi în
secundar, conectarea unor conden¬
satoare în paralel cu diodele
redresoare şi folosirea de filtre
capacitive după redresare.
Condensatoarele folosite în partea
de curent alternativ, inclusiv cele
conectate pe diode, trebuie să fie
nepolarizate şi să suporte valoarea
de vârf a tensiunii dintre punctele de
conectare, ceea ce în cazul reţelei
de 220V înseamnă cca 330V. Luând
în considerare şi eventualele
supratensiuni provenite din reţea,
se recomandă ca astfel de conden¬
satoare să suporte cca 450V.
Valoarea capacităţii nu este critică,
putând fi de ordinul zecilor sau
sutelor de nF. Mărirea exagerată a
capacităţii condensatoarelor conec¬
tate în paralel pe diode afectează
calitatea redresării, crescând ampli¬
tudinea componentei alternative pe
sarcină. Cu toate aceste măsuri,
pentru redresoarele de putere
medie şi mică, recomandarea este
ca diodele să nu fie încărcate la mai
mult de 75% din valoarea nominală
a tensiunii inverse de lucru şi a
curentului mediu redresat.

Bibliografie:

1. Redresoare cu semiconduc¬
toare, I. Dan şi A.Moşeanu, 1985

2. SCR Manual General Electric,
1992

3. Revista Conex Club nr. 1/2005
şi nr. 3/2005

4. Colecţia revistei Elektor

Prezentul articol, destinat mai
ales începătorilor, încearcă să
aducă o modestă contribuţie la mai
buna cunoaştere a materialelor
magnetice. Pentru cei familiarizaţi
cu acest domeniu, începutul arti¬
colului poate fi plictisitor şi ca atare
poate fi ignorat.

Cunoscute din cele mai vechi
timpuri, materialele permanent
magnetice au căpătat o largă uti¬
lizare abia după ce electricitatea a
ajuns să fie în centrul atenţiei fizicie¬
nilor şi inginerilor şi să capete
răspândirea cunoscută.

Prima referire la proprietăţile
magnetice ale magnetitului datează
din anul 2369 î.Hr. din China. In
Europa, fenomenul este amintit de
Tales din Milet în anul 585 Î.Hr., apoi
descris într-o carte, în 1269, de
către P. de Maricourt, supranumit
Petrus Peregrinus. La acea dată
busola, inventată de chinezi, era
deja cunoscută şi în Europa. în
1600, în cartea De Magnete...
foarte lăudată de către Galilei şi
Kepler şi susţinută apoi de Newton,
medicul englez W. Gilbert compară
atracţia magnetică cu cea electro¬
statică şi încearcă, să explice
această proprietate. în 1750 John
Michell explică inducţia magnetică
şi un an mai târziu B. Franklin arată
că electricitatea poate magnetiza şi
demagnetiza acele din fier. Apoi, în
1823, A.M. Ampere dezvoltă o

teorie care face legătura între elec¬
tricitate şi magnetism, deschizând
calea electrotehnicii moderne.

Primii magneţi utilizaţi la sfârşitul
sec. XIX la generarea electricităţii
erau făcuţi din lamele din oţel călit,
magnetizate şi aşezate una peste
alta, şi aveau proprietăţi magnetice
foarte slabe. La începutul sec. XX
apar oţelurile cu 6% wolfram, apoi
oţelurile cu 3,5% crom şi cele cu
cobalt, cu proprietăţi din ce în ce
mai bune şi după 1920 aliajele Alni
şi Alnico, folosite şi astăzi pe scară
largă. După cel de Al Doilea Război
Mondial apar feritele, magneţii
SmCo şi în ultimul timp magneţii
NdBFe.

Clasificare şi proprietăţi

Din punct de vedere al com¬
portării în câmpul magnetic, există
trei feluri de materiale:

- materialele diamagnetice (Ag,
Au, Cu, Bi, Pb etc.); ele nu se mag-
netizează şi o bară suspendată de
un fir în câmpul magnetic tinde să
se aşeze perpendicular pe liniile de
forţă ale câmpului, sau să fie respin¬
să în afară în cazul bismutului;

- materialele paramagnetice (Cr,
Mn, K, Al, Sn etc.); ele se magne-
tizează slab, iar bara suspendată se
orientează în sensul liniilor de forţă;

- materialele feromagnetice (Fe,
Ni, Co); ele se magnetizează puter¬
nic chiar în câmpuri slabe şi uneori
proprietăţile magnetice rămân şi
după dispariţia câmpului.

La rândul lor, materialele fero¬
magnetice se împart în materiale
magnetic moi, care se magne¬
tizează puternic chiar şi în câmpuri
slabe, dar nu păstrează un magne¬
tism sensibil după dispariţia câmpu¬
lui, şi materiale magnetic dure,
care rămân puternic magnetizate şi
după dispariţia câmpului magneti-
zant, apte pentru producerea mag¬
neţilor permanenţi. întâmplător,
toate materialele magnetic dure
sunt dure şi din punct de vedere
mecanic. Materialele zis flexibile
(Magnetoflex, Koerflex, Remalloy
etc.) pot fi prelucrate mecanic
numai înainte de tratamentul termic
final, apoi devenind dure şi relativ
casante.

în acest articol vor fi prezentate
numai materialele magnetic dure,
după ce vom preciza noţiunile nece¬
sare. Fără a intra în explicaţii teore-

TEHNIUM martie 2006

CONSTRUCTORUL ÎNCEPĂTOR

MAGNETICE

tice ce ţin de mecanica cuantică,
trebuie precizat că proprietăţile fero-
magnetice depind atât de
momentele magnetice necompen¬
sate ale electronilor unui element,
cât şi de razele orbitelor electronice,
modificate în structura unui cristal,
pentru a explica faptul că există
multe aliaje magnetic dure care
conţin şi materiale diamagnetice.

Curba de histerezis

Dacă introducem un material fe-
romagnetic într-un câmp magnetic
crescător şi notăm pe abscisă va¬
loarea câmpului, iar pe ordonată
inducţia magnetică, vom obţine o
curbă de primă magnetizare (a,
figura 1) care are o porţiune iniţială
urmată de o parte dreaptă şi o porţi¬
une finală ce prezintă o stare de
saturaţie, la care inducţia creşte
foarte puţin la creşterea în conti¬
nuare a câmpului. La scară micro,
porţiunea dreaptă este de fapt
zimţată, deoarece magnetizarea se
produce în salturi datorate
deplasării în direcţia câmpului a
unor microdomenii numite domeni¬
ile lui Weiss şi a pereţilor despărţi¬
tori numiţi pereţi Bloch. într-un cm 3
de material există cam 100000 de
domenii Weiss.

Dacă valoarea câmpului scade,
inducţia rămâne în urma câmpului,
astfel că, atunci când valoarea câm¬
pului revine la zero, materialul
păstrează un magnetism remanent
a cărui mărime este definită prin
inducţia remanentă Br. Pentru anu¬
larea acestuia este nevoie să
aplicăm un câmp de sens contrar,
numit câmp coercitiv Hc, care ne
arată cât de rezistent este magnetul
la demagnetizare. Crescând în con¬
tinuare valoarea câmpului şi
aducându-l iar la zero, se obţine o
curbă simetrică cu cea de sus. Toată
figura se numeşte curbă de his¬
terezis. iar suprafaţa închisă arată
mărimea p erderilor ce apar dacă
materialu este supus unui câmp
alternativ.

Rezultă că pentru câmpuri alter¬
native (transformatoare cu miez
magnetic), materialul folosit trebuie
să aibă o curbă de histerezis cât
ma ; îngustă, cu Hc minim (material
magnetic moale), iar pentru un
magnet permanent materialul să
aibă o curbă lată, cu un câmp
coercitiv Hc cât mai mare. în ambele

cazuri este de dorit ca inducţia să
fie cât mai mare, la transformatoare
pentru a evita saturaţia, iar la mag¬
neţi pentru a avea un magnet cât
mai puternic.

Mărimi magnetice
Câmpul magnetic H este porţi¬
unea de spaţiu în care se exercită

influenţa magnetică. Teoretic se
întinde la infinit, dar foiţa de atracţie
scade cu pătratul distanţei, deci
foarte repede. Mărimea lui se
măsoară în A/m în SI (sistemul
internaţional) şi în Oe (oersted) în
sistemul CGS, care va fi totuşi indi¬
cat pentru că în documentaţia mai
veche accesibilă nu există indicaţii
în SI. Relaţia reciprocă este 1 A/m =
0,01257 Oe.

Inducţia magnetică B reprezin¬
tă densitatea fluxului magnetic şi se
măsoară în T (tesla) în SI şi în G
(gauss) în sistemul GGS. Relaţia
reciprocă este 1T = 10 4 G.

Factorul de calitate al unui
magnet măsoară densitatea
energiei magnetice şi este produsul
B.H măsurat în J/m 3 . Relaţia de
transformare în unităţi CGS este
1J/m 3 = 0,1257 kGOe.

Punctul Curie °C este tempe¬
ratura la care materialul îşi pierde
proprietăţile magnetice.

Definirea noţiunilor nu este sufi¬
cientă dacă nu ştim ce importanţă
practică au aceste cifre. Motoarele
electrice cu magneţi permanenţi
cunosc o răspândire extrem de
largă, de la motoraşele ceasurilor
de mână, cu putere de câţiva pW,
trecând prin multitudinea de
motoare cu puteri de ordinul a câţi¬
va W sau zeci de W dintr-un auto¬
mobil modern, şi până la motoare
de până la 100 kW pentru
laminoare sau transport. Magneţii
lor sunt supuşi la câmpuri demag-
netizante puternice în funcţionare,
aşa că un câmp coercitiv Hc cât mai
mare este foarte avantajos.

De asemenea, mesele magne¬
tice de prindere şi dispozitivele de
ridicat construite cu magneţi perma¬
nenţi, care sunt magnetizaţi,
respectiv demagnetizaţi, la fiecare
ciclu de lucru, sunt supuse unor
condiţii grele de lucru şi trebuie să
prezinte o siguranţă deosebită în
exploatare.

Forţa de atracţie a unui magnet
variază proporţional cu pătratul
inducţiei, deci o creştere chiar mo¬
destă a inducţiei B are efecte consi¬
derabile pentru puterea motoarelor,
difuzoarelor sau altor dispozitive cu
magneţi.

Dezvoltarea continuă a industri¬
ilor chimică, alimentară şi de
medicamente a diversificat enorm
atât numărul de substanţe lichide
transportate cu pompe, cât şi pre¬
siunile şi temperaturile de lucru.
Unele din aceste substanţe sunt
toxice, poluante sau pur şi simplu
mult prea scumpe pentru a permite

TEHNIUM martie 2006

CONSTRUCTORUL ÎNCEPĂTOR

pierderea lor în mediu. Problema
etanşării arborelui în rotaţie este
una dintre cele mai dificile.
Etanşările mecanice moderne
rezolvă satisfăcător problema, dar
sunt destul de scumpe şi costurile
de mentenanţă sunt ridicate.

în afara limitei de temperatură, în
cazul magneţilor mai intervine
scăderea inducţiei cu creşterea
temperaturii de funcţionare.
Magneţii de bună calitate şi care pot
funcţiona bine şi la temperaturi ridi¬
cate duc la rezolvarea totală a pro¬
blemei, prin realizarea unor cuplaje
magnetice sincrone care transmit
mişcarea de rotaţie printr-un perete
nemagnetic rezistent la condiţiile de

lucru, fără contact mecanic între
semicuplajul din interior şi cel din
exterior, iar costurile de mentenanţă
scad la câteva procente faţă de sis¬
temele mecanice de etanşare. Ca
urmare a dezvoltării fabricaţiei mag¬
neţilor, cuplajele magnetice sin¬
crone s-au dezvoltat foarte repede,
fiind utilizate astăzi de la pompele
de apă pentru automobile până la
cuplaje în stare să transmită puteri
de peste 1000 kW la turaţii uzuale.

Materiale

Trecem peste materialele de
interes istoric enumerate mai sus,
ca şi peste materiale cu totul spe¬
ciale ca Pt Co, AgMn, Pt Fe, care -
deşi au proprietăţi magnetice bune
- nu sunt folosite curent datorită
preţului prohibitiv, aşa că vor fi
prezentate numai materialele mo¬
derne de uz curent şi proprietăţile lor.

Indiferent de tehnologia de
realizare, magneţii pot avea ace¬
leaşi proprietăţi în orice direcţie de
magnetizare şi se numesc magneţi
izotropi. Dacă răcirea după turnare
sau sinterizare se face în câmp
magnetic, proprietăţile produselor
vor fi mult superioare în direcţia
câmpului şi mai slabe în direcţie
perpendiculară, aceşti magneţi
numindu-se anizotropi.

Aliajele Alni şi Alnico sunt com¬
puse din 6-13% aluminiu, 13-18%
nichel, 2-40% cobalt (pentru
Alnico), 2-6% cupru, 0-3% niobiu,
0-9% titan, restul fier. Există o
sumedenie de aliaje din fiecare ca¬

tegorie cu compoziţii, proprietăţi şi
denumiri diferind de la firmă la
firmă. Magneţii din aceste aliaje se
pot realiza prin turnare în nisip sau
forme-coajă, sau prin sinterizare din
pulberi metalice. Pot fi izotropi sau
anizotropi. în stare topită, aliajele
sunt destul de vâscoase, ceea ce
poate produce dificultăţi sau defecte
de turnare, în special pentru mag¬
neţi mici sau cu forme complicate şi
magneţii necesită de obicei trata¬
mente termice de omogenizare.
Pentru a evita tratamente costisi¬
toare în vid, uneori magneţii se
înglobează în sticlă în timpul trata¬
mentelor şi apoi, prin răcire, sticla
se sparge.

Datorită conţinutului de nichel şi
cobalt, aliajele rezistă destul de bine
în atmosferă umedă. Nu pot fi prelu¬
crate decât prin abraziune şi sunt
destul de casante.

Proprietăţile magnetice sunt indi¬
cate în figura 2, comparativ cu cele¬
lalte materiale. Aliajele maleabile
Koerflex, Magnetoflex, Remalloy
etc. conţin unele din elementele
cobalt, vanadiu, crom, cupru sau
molibden şi fier. Proprietăţile mag¬
netice sunt ceva mai slabe şi depind
foarte mult de gradul de deformare
plastică aplicat în procesul de fabri¬
caţie. După tratamentul termic final,
aliajele devin dure şi nu mai pot fi
prelucrate decât prin abraziune.

Feritele sunt amestecuri de oxizi
de fier cu oxizi de bariu sau stronţiu
‘sub formă de pulberi presate şi sin-
terizate. Sunt cei mai ieftini magneţi,
utilizaţi pe o scară extrem de largă,
de la magneţi de închidere a uşilor
până la motoare de mare putere, la
difuzoare, piese diverse realizate în
serie mare etc. Se fabrică magneţi
izotropi şi anizotropi. Rezistă bine în
atmosferă umedă, sunt casante şi
nu se pot prelucra decât prin abra¬
ziune. Feritele cu bază de oxizi de
stronţiu au proprietăţi cu 10-15%
mai bune decât cele cu bariu. Există
şi ferite cu liant plastic dur sau
moale, din care se presează în
stare finită piese destul de compli¬
cate sau benzi maleabile, de exem¬
plu, pentru închiderea uşilor de la
frigidere. Proprietăţile lor sunt mai

slabe decât ale feritelor dure.

Aliajele SmCo 5 şi Sm2 Col 7
conţin 24-27% samariu, 48-52%
cobalt, 12-18% fier, 4-12% cupru,
2-3% zirconiu. Au proprietăţi mag¬
netice mult superioare tuturor mate¬
rialelor tratate până acum. Rezistă
bine în atmosferă umedă, sunt mai
puţin casante şi sunt cei mai scumpi
magneţi dintre materialele uzuale,
atât samariul cât şi cobaltul fiind
elemente deficitate. Se realizează
numai prin presare mecanică, une¬
ori şi izostatică şi sinterizare din pul¬
beri. Tehnologia este complicată şi
necesită prelucrări în vid sau gaz
inert, deoarece pulberea de sama¬
riu se autoaprinde în aer. Rezistenţa
bună la temperatură şi proprietăţile
magnetice foarte bune recomandă
utilizarea lor în scopuri deosebite.

Aliajele Nd B Fe conţin 30-40%
neodim, 1,1-1,3% bor, restul fier,
sunt ultima apariţie în domeniu şi au
proprietăţi magnetice excepţionale.
Rezistenţa slabă la temperatură
poate fi îmbunătăţită cu adaosuri în
cantităţi mici de disproziu şi alu¬
miniu, iar factorul de calitate foarte
mare permite compensarea scăderii
inducţiei cu creşterea temperaturii.
Tehnologia este mai puţin sofisti¬
cată decât la SmCo, deoarece pro¬
cesul de fabricaţie pleacă de la
feroaliaje. Se realizează numai prin
presare şi sinterizare, de obicei
realizare de bucăţi şi magneţi cu
liant plastic dur, cu caracteristici mai
scăzute, dar care pot fi presaţi în
formă finită. Este necesară protecţia
prin zincare sau vopsire cu materi¬
ale speciale, deoarece ruginesc
foarte repede în atmosferă umedă.
Sunt foarte casanţi şi nu se pot pre¬
lucra decât prin abraziune. Fiind mai
ieftini decât magneţii SmCo
(neodimul este de 8-10 ori mai
răspândit în minereuri decât sama¬
riul) şi având proprietăţi magnetice
excepţionale, utilizarea lor este
rentabilă, greutatea unui magnet
NdBFe fiind cca un sfert din cea a
unui magnet similar din ferită.
Scăderea relativ rapidă a inducţiei
cu creşterea temperaturii poate fi
încetinită folosind materiale termo-
compensatoare.

Magnetizarea

Pentru magneţii obişnuiţi, fabri¬
cile folosesc solenoizi tubulari răciţi
forţat, alimentaţi cu curenţi de
aproximativ 2000 A şi piese polare
adaptate scopului pentru fiecare
caz. Pentru magneţii cu samariu
sau neodim, acest mod de lucru nu
mai este posibil datorită câmpurilor
foarte intense necesare şi se uti¬
lizează magnetizoare-demagneti-
zoare prin impuls. Acestea sunt for-
(Continuare în pag. 27)

Tabel 2 Comparaţie între diverse materiale

Material

Densitate

Temp.

Curie

Temp.

max.de

lucru

B.H

max.

Cost

relativ

Comportare
la temp.

Baza de
mat. prime

Ferite

4,8

450°C

250°C

mulţumitor

f. bună

Alnî, Alnico

6,8.., 7,3

800T

500°C

f. bună

critică (Co)

SmCo5

720°C

250°C

150

mulţumitor

critică

Sm2Co!7

«mtc

300“C

200

bună

critică

NdBFe

7,4

310°C

I30°C

280

suficientă

bună

TEHNIUM martie 2006

CONSTRUCTO

L ÎNCEPE

frOR

Montajele de
redresare a tensiunilor
alternative sunt nelipsite în mai
toate aplicaţiile electronice
alimentate din reţeaua de curent alternativ. în
duda simplităţii aparente a schemelor de redresare,
analiza riguroasă a funcţionării, a formelor de undă, mai
ales în cazul sarcinilor cu componente reactive (induc-
tanţe, capacităţi), este destul de complicată. Din fericire,
însă, în majoritatea aplicaţiilor practice pot fi ignorate
unele consideraţii matematice ce ar da un plus de pre-
dzie calculelor, exploatând numai concluziile strict nece¬
sare pentru proiectare, ceea ce vom face şi în prezentul
articol, care se adresează în special constructorilor
amatori, mai mult sau mai puţin experimentaţi.

Pentru început însă, consider că este util să ne rea¬
mintim principalele mărimi fizice ce definesc curentul
alternativ, deoarece acestea ne vor fi indispensabile în
ceea ce urmează. Vom considera că tensiunea din
reţeaua electrică este perfect sinusoidală. Definirea va¬
lorilor, precum şi formele de undă, sunt valabile atât
pentru tensiuni, cât şi pentru curenţi. Menţionez că în li¬
teratura de specialitate pot fi întâlnite diferite notaţii pen¬
tru tensiune şi curent (u, U, e, E, I, i, j şi altele).

Distingem următoarele mărimi:

- valoarea instantanee, adică valoarea la un anumit
moment în cursul unei perioade.

Aceasta este dată de relaţia binecunoscută
u = Usincot, şi, după cum rezultă din formulă, această
mărime variază între zero şi o valoare maximă U, pozi¬
tivă într-o semialternanţă şi negativă în cealaltă alter¬
nanţă;

- valoarea de vârf, denumită şi amplitudine,

reprezintă valoarea maximă a tensiunii, U, în cazul
notaţiei de mai sus;

- valoarea vârf - la vârf Uvv= 2U. Această mărime,
după cum vom vedea, prezintă interes în dimensionarea
componentelor redresoarelor;

- valoarea medie, reprezintă media aritmetică a va¬
lorilor instantanee ale tensiunii (respectiv curentului), pe
o perioadă T, sau altfel spus, este valoarea unui curent
continuu constant, care transportă aceeaşi cantitate de
sarcină electrică în acelaşi interval de timp ca şi
curentul alternativ considerat. Aceasta se obţine prin
integrarea funcţiei u = Usincot pe o perioadă, geometric
find proporţională cu suprafaţa delimitată de graficul
funcţiei respective. Pentru o funcţie sinusoidală, cum
este şi cazul considerat, din punct de vedere
matematic, această valoare este zero pe o perioadă,
deoarece cele două suprafeţe delimitate de grafic sunt
egale, dar algebric sunt de semne opuse, deci se
anulează. Pentru a se pune însă în evidenţă sensul fizic,
precum şi o altă mărime de interes în analiza schemelor
de redresare, şi anume factorul de formă, mai jos
definit, pentru definirea valorii medii se consideră sinu¬
soida, din punct de vedere energetic, ca având
ambele alternanţe pozitive (ca pulsurile rezultate
la redresarea bialternanţă), făcându-se inte-

Ing. Gh. REVENCO

grarea funcţiei

u = Usincot pe o semiperioadă
şi înmulţind rezultatul cu 2. în acest

caz valoarea medie a unei tensiuni
sinusoidale va fi

Umed =

- valoarea efectivă (denumită în unele lucrări mai
vechi şi valoare eficace), este definită ca fiind valoarea
tensiunii (respectiv a curentului) continue, ce ar pro¬
duce într-o rezistenţă, R, aceeaşi putere medie disi¬
pată, „adică acelaşi efect termic că şi tensiunea alterna¬
tivă. în literatura angio - americană, dar şi în multe
lucrări traduse în limba română, această mărime poartă
indicii r.m.s., (Erms, Urms, Irms), prescurtarea de la
root-mean-square, care în traducere înseamnă rădăci¬
na patrată medie, sau radical din valoarea medie.
Această denumire are originea în definiţia de mai sus,
unde intervine puterea medie. Din calcul rezultă, în
cazul curentului alternativ sinusoidal,

r U

respectiv Uef = Urms = — j= , de

lef = lrms=

unde deducem I = lef Jî şi U = Uef V2 , unde I,
respectiv U, reprezintă valoarea maximă, valoarea de
vârf, sau amplitudinea. Particularizând pentru reţeaua
electrică de curent alternativ, Uef= 220V, iar valoarea
maximă U = 31OV.

Corespunzător acestor mărimi, vom distinge puterea
instantanee, puterea medie, puterea efectivă şi puterea
de vârf.

Trebuie făcută distincţia între valoarea medie şi va¬
loarea efectivă a tensiunii şi a curentului, deoarece
acestea sunt diferite, conform definiţiilor. Raportul dintre
valoarea efectivă şi valoarea medie a tensiunii, sau a
curentului alternativ, se numeşte factor de formă, şi în
cazul semnalelor sinusoidale, folosind relaţiile de mai

Uef U ..

a = - J —= —r= -=1,11

V2 2U

sus, obţinem

Umed

De mai mare importanţă practică este valoarea efec¬
tivă (rms). în marea majoritate a cazurilor, instru¬
mentele de măsură pentru curent alternativ sunt
gradate/etalonate în valori efective. Există însă şi
instrumente care măsoară valorile de vârf (voltmetre de

TEHNIUM martie 2006

CONSTRUCTORUL ÎNCEPĂTOR

vârf) independent de forma semnalelor respective.
Instrumentele de măsură pentru curent continuu
vor indica valoarea medie în cazul măsurării unui
curent pulsatoriu. în cazul în care folosim osciloscopul
pentru măsurarea unei tensiuni, vom putea aprecia
corect numai valoarea vârf - vârf, sau valoarea de vârf,
U, dacă semnalul vizualizat este simetric şi bine axat. în

. , £/vv
acest caz, Uef=

Trebuie precizat că deşi definiţiile pentru aceste mă¬
rimi sunt valabile pentru semnale periodice de orice
formă, relaţia dintre valoarea medie, valoarea efectivă şi
valoarea maximă, diferă în funcţie de forma semnalului.
Relaţiile de mai sus sunt valabile numai pentru semnale
sinusoidale. Metoda matematică de calcul al acestor
mărimi, în cazul semnalelor periodice de altă formă, de
exemplu semnale triunghiulare sau dreptunghiulare,
presupune descompunera acestora în armonicele com¬
ponente (care sunt semnale sinusoidale) şi aplicarea
principiului suprapunerii efectelor.

Să analizăm acum pe scurt funcţionarea schemelor
de redresare curent întâlnite în aplicaţiile practice. Vom
analiza numai cazul redresării tensiunilor alternative
monofazate, deoarece redresoarele polifazate se întâl¬
nesc de regulă în aplicaţiile energetice industriale de
mare putere, nefiind de interes practic pentru construc¬
torii amatori. Funcţionarea schemelor de redresare şi
relaţiile de proiectare ce rezultă depind în bună măsură
de natura sarcinii, motiv pentru care vom analiza succint
funcţionarea pe sarcină rezistivă, inductivă şi capacitivă.
Vom considera că redresorul este alimentat printr-un
transformator, pentru a pune în evidenţă şi mărimea
curenţilor ce circulă prin înfăşurările acestuia, elemente
necesare pentru dimensionarea corectă a transforma¬
torului. Acesta este de fapt şi cazul cel mai frecvent
întâlnit. Vom considera, de asemenea, că diodele
redresoare sunt ideale, neglijând deci rezistenţa acesto¬
ra şi căderea de tensiune în conducţie directă.
Tensiunea furnizată de înfăşurarea secundară a trans¬
formatorului este de forma u = U sincot = E -Ji sincot,
unde cu E am notat în acest caz valoarea efectivă a
tensiunii din secundarul transformatorului (valoarea
pe care o indică un voltmetru de curent alternativ),
pentru a putea face distincţie între aceasta şi

2V2

valoarea efectivă a tensiunii redresate. De altfel,
această notaţie este cel mai frecvent utilizată în literatu¬
ra de specialitate.

1. Redresorul monoalternanţă. cu sarcină pur

rezistivă prezentat în figura la este cea mai simplă
schemă posibilă. în semialternanţa pozitivă dioda este
în conducţie directă, iar în alternanţa negativă este blo¬
cată. Rezultă la ieşire o tensiune pulsatorie, formată din
semisinusoide, ca în figura 1b. Vom nota valoarea
medie a tensiunii redresate cu Uo şi valoarea medie a
curentului redresat, care circulă prin rezistenţa de
sarcină cu Io, aceste notaţii fiind frecvent utilizate şi mai
sugestive, deoarece reprezintă de fapt rezultatul final al
redresării. Acestea sunt mărimile ce le măsurăm cu
voltmetrul, respectiv ampermetrul, de curent conti¬
nuu pe rezistenţa de sarcină.

Performanţele acestei scheme sunt următoarele:

Eyf 2 E

Uo = Umed =■

■ = 0,45E, Uef= =

Tensiunea inversă aplicată pe diodă (în semialter¬
nanţa în care este blocată)

Uinv = 7tUo = 3,14 Uo = EV2
Valoarea medie a curentului redresat (ceea ce
măsurăm cu un ampermetru de c.c.)

Io = Imed =

Umed Uo n . _ E
- = — = 0,45 —

R R R

Deci, valoarea medie a curentului redresat ce par¬
curge rezistorul R, reprezintă numai 45% din valoarea
efectivă a curentului ce ar parcurge rezistenţa de
sarcină dacă dioda s-ar scurtcircuita, sarcina alimentân-
du-se în curent alternativ.

Valoarea efectivă a curentului prin sarcină şi prin
diodă (ceea ce măsurăm cu un ampermetru de c.a.)

Uef E

lef = —T- = 0,707 —

R R

Valoarea de vârf a curentului pe care trebuie să o
suporte dioda redresoare

| V= ^5=3,14 Io
R

Factorul de formă a = — s 1,57
2

Factorul de ondulaţie (ripple factor) este definit ca
raportul dintre valoarea efectivă a tuturor componentelor
alternative la ieşire, pe sarcină (fundamentala şi armoni¬
cile) şi valoarea medie a tensiunii pe sarcină. In cazul

TEHNIUM martie 2006

CONSTRUCTORUL ÎNCEPĂTOR

redresorului monoalternanţă, acest factor are valoarea

1 , 21 .

Puterea de gabarit a transformatorului, adică pu¬
terea pentru care acesta trebuie dimensionat

Ptr = 3,09Uo.lo = 3,09Po,

unde cu Po am notat puterea dezvoltată pe sarcină
în curent continuu.

Deci puterea pentru care trebuie dimensionat trans¬
formatorul, pentru această schemă de redresare, tre¬
buie să fie de cca trei ori mai mare decât puterea utilă
în sarcină. Rezultă că transformatorul este foarte inefi¬
cient utilizat. Explicaţia acestui fapt, care pare la prima
vedere curios, constă în faptul că în înfăşurarea secun¬
dară a transformatorului, pe lângă componenta alterna¬
tivă, care corespunde frecvenţei reţelei (50Hz), circulă şi
componente ale armonicilor acesteia, precum şi compo¬
nenta de curent continuu, acestea putând duce la satu¬
rarea miezului, iar în înfăşurarea primară, de asemenea,
apar în plus (faţă de situaţia în care transformatorul ar
lucra direct pe o sarcină rezistivă, fără redresare) com¬
ponente ale armonicilor rezultate din redresare. Asupra
acestor aspecte vom reveni mai jos.

Un exemplu numeric cred că sintetizează perfor¬
manţele. Astfel, dacă înfăşurarea secundară a transfor¬
matorului are E =12V (valoare eficace), vom putea
obţine cu această schemă o tensiune redresată
Uo = 0,45x12 = 5,4V. Dacă avem nevoie de o tensiune
redresată de 12V, înfăşurarea secundară a transforma¬

torului va trebui dimensionată pentru E =

0,45

=26,66V. Dacă dorim să alimentăm cu această tensiune
de 12Vc.c. un consumator de IA, adică o putere de
12W, va trebui să proiectăm transformatorul pentru cca
36W, dacă dorim să funcţioneze normal

2. Rederesorul monoalternanţă cu sarcină induc¬

tivă înseria tă cu o rezistenţă (comanda unor relee,
motoare electrice de c.c.).

Nu vom analiza cazul unei inductanţe pure,
deoarece acesta este un caz ideal, care nu se întâlneşte
de fapt în practică. Prezenţa inductanţei, prin energia ce
o înmagazinează la deschiderea diodei, face ca prin
sarcină curentul să nu se anuleze imediat ce tensiunea
alternativă trece prin zero spre valori negative. Deci
dioda rămâne deschisă mai mult de o semiperioadă,
precum este ilustrat în figura 2. De aceea, o baterie de
acumulatori se va încărca mai eficient ( în cazul
redresării monoalternanţă), dacă limitarea curentului de
încărcare se va face prin înserierea unei inductanţe în
ioc de o rezistenţă. Inductanţa are un efect de filtrare a
curentului redresat. Ea absoarbe energia magnetică
atunci când curentul trece peste valoarea medie, şi o

cedează când curentul scade sub valoarea medie. Cu
alte cuvinte, o inductanţă înseriată cu o sarcină rezis¬
tivă prezintă o impedanţă mai mare la componentele
armonice ale tensiunii redresate, reducând ampli¬
tudinea lor faţă de valoarea medie, contribuind astfel la
micşorarea ondulaţiei pe rezistorul R. Se formează de
fapt un divizor, inductanţa preluând preponderent com¬
ponentele alternative.

Tratarea riguroasă a acestui caz de redresare îl
diferenţiază ca performanţe faţă de cazul sarcinii pur
rezistive, dar dacă ansamblul RL are un factor de cali¬
tate prost, ceea ce este perfect valabil practic pentru
redresoarele de frecvenţe industriale, performanţele pot
fi considerate identice cu cele din cazul sarcinii pur
rezistive, cu menţiunea că tensiunea la bornele sarcinii
(R+L) va avea o ondulaţie mai mare decât în cazul
sarcinii pur rezistive, ondulaţia micşorându-se doar pe
R. în aplicaţiile în care acest lucru este deranjant, se
poate monta o diodă în paralel pe sarcină, polarizată
invers, ca în figura 2b, care constituie un circuit de
descărcare a energiei înmagazinate în inductanţă,
împiedicând astfel restituirea acesteia în circuitul de
sarcină, fenomen care se manifestă prin apariţia unui
impuls relativ scurt, de polaritate negativă, la bornele
inductanţei la sfârşitul semialternanţei pozitive, impuls
ce este suprimat de deschiderea acestei diode de
descărcare. Această diodă de descărcare, care nu par¬
ticipă de fapt la procesul de redresare, este denumită în
literatură "diodă în regim libei”( DLR), “diodă de nul ”sau
“nulanodă”(Freilaufdiode, în literatura germană, free
wheeler, în literatura anglo-americană). Astfel de diode,
în practica amatorilor apar de exemplu în unele scheme
cu relee. în aplicaţiile industriale de mare putere care
lucrează pe sarcini reactive, acestea au un rol foarte
important.

3. Redresorul monoalternanţă cu sarcină caoa^

citate în paralel cu o rezistenţă

Acesta este cazul cel mai frecvent întâlnit în practică.
Să presupunem însă, pentru început, că rezistenţa este
infinită, adică sarcina este pur capacitivă. în această
situaţie, în momentul conectării tensiunii alternative
apare un regim tranzitoriu ce durează numai un sfert de
perioadă, timp în care curentul ce se stabileşte prin
dioda redresoare încarcă condensatorul până la va¬
loarea de vârf a tensiunii de rerdresat, U = Uo = E -Jl
. în continuare, dioda rămâne blocată, curentul se
anulează, iar tensiunea pe condensatorul de sarcină
rămâne constantă, fără componentă alternativă (fără
ondulaţie). în această situaţie tensiunea inversă maximă

pe diodă este Uinv= 2 E V2 , deoarece în semialter-

TEHNIUM martie 2006

CONSTRUCTORUL ÎNCEPĂTOR

nanţa negativă tensiunea sursei se însumează cu tensi¬
unea de pe condensator. Fenomenul este reprezentat
grafic în figura 3.

După cum vom vedea ulterior, această proprietate a
schemei, de a obţine pe diodă o tensiune inversă egală
cu dublul amplitudinii sursei, se exploatează la
schemele de multiplicare a tensiunii.

Să presupunem acum că R * <x>. în această situaţie,
curentul debitat de diodă se va distribui în două com¬
ponente, curentul prin rezistorul R şi curentul de încăr¬
care a condensatorului C. Presupunând condensatorul
iniţial descărcat, în prima semialternanţă de la apli¬
carea tensiunii, condensatorul se încarcă , situaţia fiind
asemănătoare cu cazul precedent, dar după ce tensi¬
unea sursei începe să scadă spre zero (a doua jumă¬
tate a semialternanţei pozitive), condensatorul începe
să se descarce prin rezistenţă după o lege expo¬
nenţială, fenomen ce continuă, evident, şi pe durata
semialternanţei
negative a tensiu¬
nii sursei. Deci
condensatorul se
va descărca prin
rezistenţa de
sarcină tot timpul
cât tensiunea sur¬
sei va fi mai mică
decât a sa.

Descărcarea con¬
densatorului este
cu atât mai pro¬
nunţată, cu cât
rezistenţa şi
capacitatea con¬
densatorului sunt
mai mici. Regimul de descărcare a condensatorului
durează până când tensiunea sursei devine egală cu
tensiunea rămasă la bornele condensatorului, când
reîncepe încărcarea acestuia. Fenomenul se repetă în
perioadele următoare, aşa cum este ilustrat în figura 4.

Deci tensiunea redresată ce se obţine la bornele

sarcinii va avea valoarea maximă E -v/2 , şi variaţii de
amplitudine a căror valoare depinde de produsul RC,
denumit constanta de timp a circuitului. Expresiile
matematice care descriu exact aceste variaţii sunt
destul de complicate. După aceste expresii s-au trasat
unele curbe ce permit un calcul de proiectare suficient
de bun pentru nivel ingineresc. Astfel, pe graficul din
figura 5 se poate aprecia variaţia raportului dintre tensi¬
unea la bornele rezistorului de sarcină, Uo, şi valoarea

maximă a tensiunii, EV2 , de-a lungul unei perioade, în
funcţie de produsul coRC, de unde rezultă amplitudinea
ondulaţiei (brumul). Capacitate este exprimată în ^F, iar
rezistenţa în Mf2. Pulsaţia © = 2nf = 314 în cazul reţelei
de 50Hz. De exemplu, dacă C = 35pF şi R = IkQ,

rezultă ©RC
= 11, ceea
ce ne
situează pe
curba cea
mai de sus
de pe gra¬
fic (©RC =
11,2), pen¬
tru care
raportul Ur/

E V2 , vari¬
ază între 1
şi 0,6
de-a lungul
unei
perioade,
deci o vari¬
aţie de cca
4 0 % .

Valoarea
medie şi
valoarea

efectivă a tensiunii redresate vor depinde desigur de
constanta de timp RC, fiind superioare faţă de cazul
sarcinii pur rezistive. Deci un condensator conectat în
paralel pe rezistenţa de sarcină măreşte tensiunea
redresată şi are un efect de filtrare cu atât mai mare, cu
cât capacitatea acestui condensator este mai mare. Un
fapt poate mai puţin cunoscut, dar deloc de neglijat, este
că acest condensator modifică substanţial forma curen¬
tului prin diodă. Dacă la redresorul cu sarcină pur rezis-
tivă dioda conduce o semiperioadă completă, curentul
prin diodă având forma unor semisinusoide ce durează
o semiperioadă, în cazul sarcinii rezistiv - capacitive,
dioda va conduce mai puţin de o semiperioadă, datorită
polarizării inverse cu tensiunea de pe condensator, care
va permite deschiderea diodei numai după descărcarea
parţială pe sarcina rezistivă. în această situaţie, curen-

TEHNIUM martie 2006

CONSTRUCTORUL ÎNCEPĂTOR

tul prin diodă
va avea forma
unor impulsuri
cu ampli¬
tudinea mai
mare decât va¬
loarea medie a
curentului de
sarcină, pentru
a satisface
energetic ce¬
rinţele sarcinii,
energie ce este
gestionată
împreună cu
condensatorul
respectiv.
Durata acestui
impuls repeti¬
tiv este cu atât
mai mică cu
cât capacitatea
condensatoru¬
lui este mai
mare, dar
amplitudinea
sa, în mod
corespunzător,
va fi cu atât mai
mare cu cât
capacitatea va
fi mai mare.
Fenomenul
este ilustrat şi
în figura 4, dar
mai sugestiv
este prezentat
în figura 6.

Să nu pier¬
dem însă din
vedere şi faptul
că la

conectarea
iniţială, când
condensatorul
este descărcat,
acesta solicită
de la redresor
un impuls de
curent cu atât
mai mare cu
cât capacitatea
sa este mai
mare şi cu cât
tensiunea
redresată este
mai mare,
curent ce poate
fi mult mai
mare decât
curentul mediu
din sarcină,
putând duce la

distrugerea diodei,
dacă aceasta a fost
dimensionată la li¬
mită. Astfel, un con¬
densator cu o capaci¬
tate de lOOOpF,
conectat la ieşirea
unui redresor cu
Uo = 24V, poate
absorbi un impuls de
curent de ordinul a
10A. Deci nu este
indicat a se forţa efi¬
cienţa filtrajului prin
mărirea exagerată a
capacităţii acestui
condensator, soluţia
optimă fiind folosirea
după redresor a unor
celule de filtraj LC sau
RC judicios calculate,
sau, mai eficient, mai
modern, dar mai
costisitor, stabiliza¬
toare.

Din fericire, diodele
redresoare (în special
cele cu siliciu), admit
impulsuri repetitive de
curent şi impulsuri de
vârf pentru un timp
foarte scurt, mult mai
mari decât curentul
mediu redresat. De
regulă aceşti para¬
metri sunt daţi în ca¬
taloage şi trebuie avuţi
în vedere la alegerea
diodelor. De exemplu,
diodele redresoare
din familia 1N4001 -
1N4007, curent
folosite în redre-
soarele de putere
mică şi medie,
suportând , conform
catalogului, un curent
mediu redresat,
IFAVM, de IA,
suportă un curent
direct repetitiv
maxim, IFRM, de 10A
şi un curent de
suprasarcină în
direct (Surge current)
IFSM , de 30A, pen¬
tru maximum lOms (o
semiperioadă pentru
reţeaua de 50Hz) la
25°C şi 20A la 150°C.
Notaţiile utilizate pen¬
tru mărimile de mai
sus pot fi diferite în
funcţie de originea
catalogului. în lite¬
ratura de specialitate
se apreciază că, în
practică, IFRM este
de 4-5 ori mai mare
decât curentul mediu
redresat, iar IFSM de

TEHNIUM mart e 2006

CONSTRUCTORUL ÎNCEPĂTOR

12-15 ori mai mare decât acesta. Rezultă că dimensi¬
onarea diodelor redresoare după valoarea maximă a
curentului de suprasarcină în direct este acoperitoare în
majoritatea cazurilor.

4, Redresarea bialternanţă (dublă alternanţă )

Atât timp cât sursa debitează energie în ambele
alternanţe, este normal să dorim valorificarea comple¬
tă a acesteia, prin obţinerea a două pulsuri de curent
prin sarcină în timpul unei perioade. Există două moda¬
lităţi pentru redresarea ambelor alternanţe, şi anume,
schema cu punct median şi schema în punte. Vom con¬
sidera pentru început cazul sarcinii pur rezistive.

5, -Redresorul cu punct median este prezentat în
figura 7a. înfăşurarea secundară a transformatorului
furnizează două tensiuni alternative sinusoidale în
antifază (raportat la priza mediană), şi egale ca amplitu¬
dine. O astfel de schemă poate fi considerată ca fiind
compusă din două circuite de redresare monoalternanţă
având sarcina comună, ca în figura 7b.

Ca urmare, într-o alternanţă sarcina este alimentată
de redresorul monoalternanţă echipat cu Dl, iar în
cealaltă alternanţă de D2, forma tensiunii rezultate fiind
cu două pulsuri, două semisinusoide, precum se vede în
diagramă. Polaritatea depinde de sensul de conectare al
diodelor. Cel mai frecvent se preferă conectarea anozilor
diodelor la terminalele transformatorului, rezultând polul
negativ la priza mediană, care se poate conecta la
masă.

6, Redresorul în punte este prezentat în figura 8.

După cum se vede, sursa alternativă este unică în acest
caz, transformatorul având o singură înfăşurare. Analiza
funcţionării este destul de simplă. în alternanţa pozitivă
Dl şi D3 sunt deschise, iar D2 şi D4 sunt blocate.
Rezistenţa de sarcină
este parcursă de un
puls de curent sinu¬
soidal pe durata unei
semiperioade, exact
ca în cazul prece¬
dent. în cealaltă
semialternanţă situaţia
se inversează, D2 şi
D4 fiind în conducţie,
iar Dl şi D3 fiind blo¬
cate, dar curentul prin

rezistenţa de sarcină circulă în acelaşi sens în ambele
semialternanţe, rezultând aceleaşi forme de undă ca şi
în cazul analizat anterior, adică o tensiune cu două pul¬
suri de aceeaşi polaritate pe întreg procesul de
redresare. Polaritatea depinde de sensul de conectare a
celor două perechi de diode.

Deoarece forma tensiunii redresate la schema cu
punct median este aceeaşi ca şi în cazul schemei în
punte, valorile principalilor parametri electrici vor fi ace¬
leaşi, şi anume:

valoarea efectivă a tensiunii pe rezistenţa de sarcină
este Uef= E , unde E este valoarea efectivă a tensiunii
alternative a sursei (din secundarul transformatorului),
cu precizarea că în cazul redresorului cu priză mediană,
E reprezintă tensiunea efectivă a unei singure
înfăşurări, adică între un terminal şi priza mediană.
Acest rezultat era de aşteptat, deoarece din punct de
vedere energetic, “aducerea” semialternanţei negative la
aceeaşi polaritate cu cea pozitivă întregeşte semnalul
sinusoidal al sursei, a cărui tensiune efectivă este E.
Valoarea medie a tensiunii va fi

E-Jl

Uo =Umed= 2-, iar factorul de formă, a = 1,11

Tensiunea inversă pe fiecare diodă Uinv= 2 E V2 la

schema cu punct median şi Uinv= E ■h la schema în
punte.

Făcând o paralelă asupra acestor două scheme, se

desprind urmă¬
toarele concluzii:

- la schema cu
priză mediană
curenţii prin diode,
care sunt aceiaşi şi
prin înfăşurările
transformatorului,
sunt în antifază şi
durează numai o
semiperioadă, pe

TI HNIUM martie 2006

CONSTRUCTORUL ÎNCEPĂTOR

TEHNIUM martie 20(16

când la schema în
punte avem curent
prin înfăşurarea trans¬
formatorului pe durata
întregii perioade;

- la schema cu
priză mediană com¬
ponentele de curent
continuu, rezultate din
redresare, magne-
tizează miezul trans¬
formatorului în sen¬
suri opuse, astfel
încât magnetizarea
rezultantă este
datorată numai com¬
ponentelor alterna¬
tive;

dezavantajul
principal al schemei
cu priză mediană con¬
stă în faptul că
înfăşurarea secun¬
dară a transforma¬
torului este slab uti¬
lizată, ceea ce atrage
după sine o putere de
calcul mai mare pen¬
tru transformator;

- la schema în
punte se găsesc în
fiecare moment în
conducţie două diode
înseriate, rezultând o
cădere de tensiune pe
acestea de două ori
mai mare decât în
cazul prizei mediane;

tensiunea
redresată obţinută cu
ajutorul schemei în
punte, pentru aceeaşi
tensiune în secun¬
darul transformatoru¬
lui, este de două ori
mai mare decât în
cazul prizei mediane
(aici comparaţia
făcându-se cu tensi¬
unea între extre¬
mităţile secundarului);

- tensiunea inver¬
să maximă pe diode,
pentru aceeaşi tensi¬
une redresată, este
de două ori mai mare
la schema cu punct
median;

numărul de
diode, pentru acelaşi
curent redresat, este
dublu la schema de
redresare în punte;

- redresorul în
punte nu necesită
transformator, dacă
tensiunea sursei alter¬
native este de valoare
corespunzătoare
scopului propus ;

- în cazul ambelor

scheme, valoarea medie a
curentului prin diode este
de două ori mai mică decât
valoarea medie a curentului
prin sarcina rezistivă.

Funcţionarea pe
sarcină reactivă a
redresoarelor bialternanţă
nu diferă principial de
cazurile analizate la
redresarea monoalternanţă,
dar cantitativ rezultatele
sunt diferite, fiind desigur
mai bune. Calculul exact
însă este destul de compli¬
cat, intervenind funcţii
trigonometrice şi expo¬
nenţiale şi valorile ele¬
mentelor reactive. Cazul
practic cel mai frecvent
întâlnit este evident cel al
sarcinii capacitive în paralel
cu o rezistenţă. Pentru eva¬
luarea cantitativă a perfor¬
manţelor, literatura de spe¬
cialitate oferă unele grafice
trasate corespunzător cal¬
culelor matematice. Aceste
grafice nu sunt foarte
exacte, dar uşurează con¬
siderabil proiectarea şi eva¬
luează cu suficientă pre¬
cizie efectul de filtrare al
condensatorului, fără a
afecta rezultatele practice,
care la schemele de
redresare nu sunt foarte
critice. Astfel, în figura 9a
este trasată dependenţa
raportului dintre valoarea
medie a tensiunii redresate

şi E fi , iar în figura 9b
variaţia tensiunii minime

raportată la E fi , ambele
în funcţie de produsul ojRC,
sau de arctgcoRC.

Consideraţiile făcute mai
sus, la schema de
redresare monoalternanţă
cu sarcină RC, asupra
efectelor condensatorului
conectat în paralel pe
sarcină şi asupra dimen¬
sionării diodelor din punct
de vedere al curentului
suportat, sunt valabile şi în
cazul redresoarelor dublă
alternanţă. Din tratarea
succintă a principalelor
scheme de redresare a ten¬
siunilor monofazate, con-

CONSTRUCTORUL ÎNCEPĂTOR

structorul amator va alege varianta optimă pentru scopul
propus. Pentru uşurarea alegerii, în tabelul de mai jos,
pentru o mai comodă comparaţie, au fost sintetizate
principalele mărimi electrice de interes pentru cazul
funcţionării pe sarcină rezistivă. Aplicând la aceste
valori corecţiile pentru sarcină reactivă, analizate în
paragrafele 2 şi 3, se vor putea estima suficient de bine
rezultatele ce se pot obţine. Prezenţa condensatorului

mentele componente ale schemelor de redresare. în
realitate, situaţia este puţin diferită. Astfel, pe diodele
redresoare se vor produce inevitabil căderi de tensiune
de ordinul a 0,7 V, în cazul diodelor cu Si, şi ceva mai mici
(funcţie de curentul redresat), în cazul diodelor cu Ge.
Dacă în cazul redresării unor tensiuni relativ mari (zeci
sau sute de V), aceste pierderi pot fi ignorate, în cazul
redresării tensiunilor mici vor trebui luate în calcul, prin
proiectarea redresorului pentru o tensiune puţin mai
mare. Dar pierderi de tensiune mai apar şi
datorită căderilor de tensiune în sarcină pe
rezistenţele înfăşurărilor transformatorului,
mai ales dacă dimensionarea diametrului
conductorului folosit la bobinare a fost
făcută la limită. Comportarea unui
redresor, în ceea ce priveşte variaţia tensi¬
unii redresate în funcţie de curentul de
sarcină, de la regimul de funcţionare în
gol, până la curentul de sarcină maxim
admis, poartă denumirea de caracteris¬
tică externă. Aliura acestei curbe depinde
atât de natura sarcinii, cât şi de elementele
de mai sus, la care mai adăugăm pierde¬
rile în circuitul magnetic (în tole).
Caracteristica externă oferă informaţii
importante despre calitatea unui redresor,
fiind de mai mare interes la redresoarele
ce lucrează pe sarcină variabilă.

pe sarcină va mări puţin tensiunea redresată, va
micşora factorul de ondulaţie, va micşora tensiunea
inversă pe diode, va mări curentul prin diode, precum şi
puterea de gabarit a transformatorului. Pentru schema
de redresare în punte, practic se pot considera urmă¬
toarele corecţii faţă de cazul sarcinii pur rezistive:

Tensiunea redresată Uo poate creşte până la 1,2E
(faţă de 0,9E).

Tensiunea inversă scade la 1,16 - 1,41Uo (faţă de
1,57Uo)

Valoarea efectivă a curentului în secundar creşte la
1,56 - 1,9 Io (faţă de 1,1 Io)

Puterea de gabarit a transformatorului creşte la
1,57Po (faţă de 1,23Po)

Plaja de variaţie a coeficienţilor de corecţie de mai
sus depinde de constanta de timp RC.

Reamintim că în cazul redresorului dublă alternanţă
cu priză mediană, E reprezintă valoarea eficace a tensi¬
unii alternative dintre o extremitate şi priza mediană a
înfăşurării secundare a transformatorului. Concluzia evi¬
dentă, ce rezultă din acest tabel, este că performanţele
cele mai bune se obţin cu schema de redresare în punte,
singurele dezavantaje ale acesteia fiind necesitatea a 4
diode şi imposibilitatea de a avea un punct comun al
înfăşurării transformatorului cu unul din polii tensiunii
redresate, care eventual să se conecteze la masă, ceea
ce este posibil în cazul celorlalte două scheme. Schema
de redresare monoalternanţă excelează numai prin sim¬
plitate, în rest performanţele sunt cele mai slabe.
Această schemă este indicată pentru puteri mici, unde
randamentul este în plan secundar.

In toate cazurile mai sus analizate s-au idealizat ele-

Mărimea electrică

Redresorul

monoalternanţă

Redresor bialternanţâ

cu priză mediană

Redresor bialtemanţă

în punte

Tensiunea medie pe

sarcină Umed= Uo

eJî.

-= 0.45E

e4i

2—— = 0,9E
n

Ej2

2— =0,9E
n

Tensiunea efectivă pe

sarcină (r.m.s.) Uef

Tensiunea inversă pe

diodă Uinv

E-Jl = 3,14 Uo

2 E V2 = 3,14 Uo

EV2 = -Uo=1,57Uo

Valoarea medie a cu¬
rentului prin sarcină Io

e-H 1 „« £

n R R

„£ 1/2 1

2-.-=0,9—

n R R

,£i/2 1 E

2-. — =0,9—

n R R

Valoarea medie a

curentului prin diodă

E-li 1 ,

-. — = 0,45 —=lo

n R R

£ 1 / 21/0
n R~ 2

£ 1/2 1 Io
n R* 2

Valoarea efectivă a

curentului prin diodă

E 1 E

-p.-s0.707-
V 2 R R

—-"io

2 % °

-10 = 0,78510

Factorul de ondulare

1,21

0,482

Valoarea efectivă a cu¬
rentului în secundar

E 1 K

- 7 =. — = —Io

,/2 R 2

e£ 2 1 _ *

n ' R~ 4 °

-==lo= 1 , 11 lo

2 V 2

Factorul de formă

-2- = 1,57

212

Puterea de gabarit a

primarului transf.

2,69 Uo.lo = 2,69Po

1,23Po

Puterea de gabarit a

secundarului transf.

3,49Po

1,74Po

1.23P0

Puterea de gabarit medie

a transf.

3,09Po

1,48Po

1,23Po

TEHNIUM martie 2006

CONSTRUCTORUL ÎNCEPĂTOR

Puterea absorbită de un redresor de la reţea

Adesea constructorii amatori mai puţin iniţiaţi fac greşeala
de a alege, sau de a proiecta transformatorul redreresoru-
lui necesar unui anumit scop, pentru puterea utilă în
sarcină, Po= Uo.lo, considerând puterea de calcul a trans¬
formatorului egală cu cea necesară în sarcină, luând even¬
tual în seamă un randament subunitar pentru transforma¬
tor. Situaţia ar fi corectă dacă sistemul transformator -
redresor ar lucra în regim liniar. Din păcate însă, redresorul
este prin excelenţă un dispozitiv neliniar, care produce în
secundarul transformatorului pulsuri de curent cu spectrul
corespunzător de armonici, situaţie ce se reflectă şi în
înfăşurarea primară, producându-se un regim defor¬
mant în reţeaua de alimentare. Din această cauză, pu¬
terea aparentă absorbită de redresor de la reţea este mai
mare decât puterea activă transmisă sarcinii, chiar dacă
vom considera transformatorul ideal, ignorând pierderile
în rezistenţa înfăşurărilor şi în circuitul magnetic. Această
diferenţă este datorată producerii acestui regim defor¬
mant, asociat de prezenţa în circuit a unei puteri numită
putere deformantă.

Raportul dintre puterea utilă transmisă sarcinii şi pu¬
terea aparentă, absorbită de la reţea, se numeşte factor
de utilizare a transformatorului, care este de dorit să fie
cât mai mare, pentru a obţine un gabarit şi un preţ de cost
mai mic pentru transformator. Desigur, importanţa practică
a acestui parametru este cu atât mai mare cu cât puterea
cerută de sarcină este mai mare. Calculul şi măsurarea
puterii deformante nu prezintă interes practic major pentru
transformatoarele de puteri mici, adică cele utilizate curent
în construcţiile amatoriceşti, unde ne mulţumim cu un cal¬
cul aproximativ al puterii de gabarit a transformatorului,
despre care am amintit mai sus la redresorul monoalter-
nanţă, dar profit cu mândrie de ocazie, pentru a reaminti
că noţiunea de putere deformantă a fost introdusă în elec¬
trotehnică de eminentul om de ştiinţă român,
ing. Constantin Budeanu, care a fost profesor la Institutul
Politehnic Bucureşti. Această noţiune a fost acceptată de
electrotehnicienii din toată lumea', iar teoria ei figurează în
toate tratatele clasice de electrotehnică, unitatea de
măsură pentru această putere numindu-se VAD(de la volt-
amper-deformant).

In ceea ce priveşte puterea de gabarit, pentru care tre¬
buie dimensionat transformatorul, teoria şi calculele arată
că există o diferenţă între primar şi secundar (cu excepţia
redresorului în punte). Practic însă se consideră accep¬
tabilă luarea în calcul a unei valori medii. Ignorarea nece¬
sităţii de majorare a puterii de calcul a transformatoarelor
folosite pentru redresare se traduce practic prin
supraîncălzirea miezului, distorsionarea formei de undă
(suplimentar faţă de distorsiunile specifice fenomenului de
redresare), scăderea tensiunii redresate Uo, faţă de va¬
loarea estimată, şi o înrăutăţire a dependenţei tensiunii
redresate de curentul de sarcină.

Consideraţii practice

Constructorii amatori sunt puşi adesea în situaţia de a
face unele improvizaţii şi artificii, pentru a-şi rezolva pro¬
blemele. Proiectarea şi construirea unui transformator spe¬
cial pentru redresorul de la aplicaţia dorită este cel puţin
incomodă, şi se preferă adaptarea unui transformator exiş-
tent, care se apropie mai mult sau mai puţin de cerinţe. în
acest sens consider util să amintim ca dacă un transfor¬
mator are mai multe înfăşurări secundare, cum frecvent se
întâlneşte, acestea pot fi înseriate în fază sau în antifază,
pentru a obţine eventual o tensiune mai apropiată de cea
dorită. De asemenea, se pot înseria, cu polaritatea dorită,
două sau mai multe tensiuni redresate, provenind de la
înfăşurări diferite, putându-se obţine astfel o tensiune mai
mare sau mai mică. Să nu se piardă însă din vedere
curentul ce va trebui debitat de această combinaţie, care
va fi fimitat de înfăşurarea bobinată cu conductorul cel mai

subţire. In situaţiile care reclamă conectarea mai multor
diode în serie, pentru suportarea tensiunii inverse, sau mai
multor diode în paralel, pentru a suporta un curent de
sarcină mai mare, este bine să se ia în considerare reco¬
mandările şi măsurile de precauţie descrise în articolul
referitor la optimizarea schemelor cu diode redresoare,
apărut în numerele precedente ale revistei TEHNIUM, şi
punţile redresoare se pot conecta în serie sau în paralel.

în privinţa alegerii între diodele redresoare cu Ge sau
cu Si, trebuie spus că cele cu Si sunt mai robuste, mai fia¬
bile şi au de regulă un gabarit mai mic decât cele cu Ge,
motive pentru care sunt de cele mai multe ori preferate.
Totuşi, în situaţiile în care pierderile de tensiune pe diode
în conducţie directă sunt deranjante, cum ar fi cazul
redresării tensiunilor mici, sunt de preferat diodele cu Ge.

Bliderul (bleeder). în cazul celulelor de redresare care
au la ieşire un condensator, atunci când redresorul
rămâne în gol, condensatorul rămâne încărcat la tensi¬
unea maximă, situaţie ce poate persista relativ mult,
putând produce unele neplăceri, mai ales la redresoarele
de tensiune mare. Pentru a se evita astfel de situaţii, se
poate monta în paralel cu condensatorul un rezistor ce
are rolul de a descărca acest condensator. Acest rezistor
se numeşte blider. Eficienţa este cu atât mai mare cu cât
rezistenţa este mai mică, dar disipaţia pe acest rezistor va
afecta nefavorabil randamentul redresorului. Compromisul
recomandat este de cca 100Q / V, ceea ce pentru un
redresor de 12V , de exemplu, ar însemna 1,2kQ, curen¬
tul prin acesta fiind în acest caz de 10mA.

In încheiere, în figura 10 este prezentat un artificiu util
în situaţia în care dorim să obţinem simplu, ceea ce se
numeşte “oglindă de tensiune”, adică două tensiuni egale
dar de polaritate opusă, provenite de la o singură sursa de
tensiune alternativă. Este cazul practic în care dispunem
de un redresor bialternanţă cu punte, şi trebuie să ali¬
mentăm un montaj ce necesită alimentare din două surse,
cum se întâmplă frecvent în cazul schemelor cu amplifica¬
toare operaţionale. S-ar putea pune întrebarea ce rol au
condensatoarele CI şi C2, cele două punţi fiind aparent
conectate în paralel, alimentate de aceeaşi sursă de
curent alternativ. Dacă analizăm însă schema simplificată,
din partea dreaptă a figurii 10, vom observa că datorită
faptului că terminalul V’ al unei punţi este conectat gal¬
vanic cu terminalul al celeilalte punţi, în lipsa acestor
condensatoare, diodele Dl şi D3, respectiv D2 şi D4, sunt
conectate în paralel, dar cu polaritate opusă, fapt ce
alterează funcţionarea punţilor în sarcină. Deci conden¬
satoarele CI şi C2 nu pot lipsi, valoarea capacităţii aces¬
tora fiind funcţie de curentul de sarcină. Pe aceste con¬
densatoare se vor produce căderi de tensiune alternativă
ce vor diminua tensiunea aplicată punţii respective, con¬
ducând la o oarecare asimetrie a celor două tensiuni de
ieşire. Valoarea capacităţii acestor condensatoare depinde
de curentul de sarcină, şi se calculează din condiţia ca pe
reactanţa acestor condensatoare, căderea de tensiune să
nu depăşească o valoare impusă. Spre exemplificare, un
condensator de 1.OOOpF va avea o reactanţă de cca 1,6Q
la 50Hz, şi în cazul unui curent de sarcină de lOOmA, va
produce o cădere de tensiune de aproximativ 0,16V- va¬
loare de regulă acceptabilă.

Bibliografie

1. REDRESOARE CU SEMICONDUCTOARE, Ion
Dan şi Al. Moşeanu, Edit. Tehnică, 1975

2. RADIO ENGINEERING, F.Terman, Edit. Mc.Graw -
Hill 1947

3. HILFSBUK FUR HOCHFREQUENZTECHNIKER,
Wilhelm Hassel, Edit.Franzis-verlag, Munchen, 1959

4. Colecţia QST (CD)

5. MANUAL DE RADIOTEHNICĂ, B.A. Smirenin,
1954

6. THE RADIOAMATEUR’S HANDBOOK 2005 (CD)

TEHNIUM martie 2006

CU TRRDUCTORRC

CIRRC

Ing. AURELIAN MATEESCU

o 110

J dB

““ 100

Ohm

- 40

- 20

- 5

20 50 100 200 500 1000 2000 5000 10000 20000 40000Hz

Pentru a nu fi acuzat că lucrez numai cu anumite
mărci de traductoare, prezentul articol se referă la o
construcţie pentru care se utilizează traductoare pro¬
duse în Europa, respectiv în Italia.

Fondată în 1951, deci o firmă cu tradiţie, CIARE pro¬
duce traductoare acustice de calitate foarte bună, pen¬
tru mai multe utilizări: auto (car audio), home (difuzoare
de uz general în incinte HI-FI) şi profesional. în toate
aceste ramuri de activitate, firma are produse extrem de
apreciate ce echipează atât produse din gama HI-FI
realizate de firme europene, cât şi produse profesionale
de înaltă calitate, competitive atât cu firme italiene ca
RCF, 18 Sound, Chario, BMG etc., cât şi cu cele din alte
ţări europene. Desigur, nivelul de preţ poate fi conside¬
rat mare pentru piaţa românească, dar calitatea traduc-
toarelor poate fi observată încă de la dezambalarea pro¬
dusului, acesta neavând nimic în comun cu produsele
no-name din Extremul Orient!

Primul proiect pe care-l propun este o incintă de mici
dimensiuni, propusă chiar de firmă (care comercia¬
lizează şi kituri sau componente pentru realizarea com¬
pletă a incintelor acustice) şi se referă la o incintă de tip
bookshelf, respectiv, de bibliotecă, dar echipată cu tra¬
ductoare de înaltă calitate, cu echivalent şi în producţia
de traductoare profesionale.

Incinta este de tipul bass-reflex, cu două căi, cu
rezonator plasat pe spatele incintei. Cei care, din motive
de spaţiu, vor să abordeze acest proiect, trebuie să aibă
în vedere că incinta se plasează cel mai bine pe stand
antirezonant, depărtată la minimum 25-30 cm de
peretele din spate.

Wooferul HW 204 are următoarele caracteristici

tehnice:

- diametrul nominal 8"

- putere nominală / muzicală 100 / 200 W

- impedanţa nominală 8 O

-SPL 92,5 dB/1 W/1 m

- diametrul bobinei mobile 38 mm

- parametrii T/S

-Re 6 fi

- Fs 42 Hz

-Qms 1,86

-Qes 0,31

- Qts 0,27

-Mms 21,4 g

- Cms 0,68

- Vas 43,3 I

- Xmax 4,5 mm

- Le 0,61 mH

Caracteristicile de frecvenţă şi de impedanţă se

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

264

are şasiul din
tablă de oţel,
rila de cauciuc
un magnet impre¬
sionant
diametrul de
mm. Membrana este
din celuloză dopată.

Tweeterul HT
este o calotă de mătase
tratată, cu bobina răcită
amortizată cu
Tweeterul dispune de
cameră de amortizare poste-
rioară.

Caracteristicile tehnice:

- diametrul nominal 1*

- impedanţa nominală 8 Q

- puterea nominală 1CDW

-SPL 92 dB/1W/1m

— Re 60

-Fs 810 Hz

- Qts 0,61

- Le 0,047 mH

Caracteristica de frecvenţă a

este prezentată în figura 2.

Detaliile constructive ale incintei sunt prezen¬
tate în figura 3, din care se pot face următoarele
observaţii importante: soluţia adoptată este una
puţin obişnuită, dar având consecinţe deosebite în
funcţionare. Astfel, faţa incintei face cu orizontala
unghi de 71 grade, plasând astfel cele două traductoare
decalat faţă de verticală, decalaj ce are ca scop eli¬
minarea diferenţelor de fază care apar în cazul în care
traductoarele sunt montate obişnuit. în acest fel traduc-
toarele sunt plasate pe ceea ce acusticienii numesc
*zero deiay plane' - planul (suprafaţa) cu întârziere nulă,
astfe. că undele provenind de la cele două traductoare
ajung la urechea ascultătorului în acelaşi timp, eli¬
minând defazajele. Rezultatul este sesizabil mai ales

90 W
80
20 litri
42 Hz
155 mm
60 mm

prin întărirea imaginii stereo şi mărirea profunzimii sale
prin dispariţia atenuărilor create de defazaje.

Soluţia nu este aplicată foarte uşor fără determinări
precise efectuate de fabricant şi complică mult, din
punct de vedere al fabricaţiei, producţia de incinte. De
aceea nu veţi găsi această soluţie aplicată la incintele
din gama entry level sau mediu, fiind apanajul incintelor
scumpe.

Caracteristicile tehnice:

- puterea nominală
- impedanţa
- volumul net

- frecvenţa de acord a incintei
- lungimea rezonatorului
-diametrul rezonatorului
Incinta se execută din material lemnos cu
grosimea de 20-25 mm, tipul materialului
rămânând la alegerea constructorului: pla¬
caj multistrat, MDF sau PAL. Se recomandă
ca debitarea componentelor să fie făcută la
un atelier de specialitate, unde se poate
tăia un material gros în unghiul cerut.
Cei care dispun de plăci speciale, bitu¬
minoase, de circa 3 mm grosime, pot
executa incinta din PAL de 18 mm,
urmând să tapeteze integral pereţii
interiori cu astfel de material,
înainte de a plasa un strat de
burete fonoabsorbant, figurat
în desenul incintei. Buretele
se poate procura de la ma¬
gazinul Muzica, tipul cu
profile piramidale, dar se
poate folosi şi burete lis,
cu grosime de 15-20
mm. Se poate
renunţa la lamajul
pentru îngroparea
la faţă a difu-
zoarelor, dacă
nu aveţi nicio
posibilitate
de execuţie
a sa.

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

Trebuie avut în vedere că în caz extrem se poate
renunţa şi la execuţia înclinată a feţei incintei, cu păs¬
trarea strictă a volumului, altfel acordul incintei este com¬
promis.

Reţeaua de separare a incintei - figura 4 - este o
reţea de ordinul II cu panta de 12 dB/octavă, prevăzută
cu o reţea RC de liniarizare a impedanţei crescătoare a
wooferului (8 ohmi + 10 microfarazi). După cum se ştie,
reţelele de ordinul II introduc defazaje de 180 grade între
emisiile celor două traductoare, ceea ce face necesară
inversarea conexiunii tweeterului faţă de woofer.

După cum se poate observa, cele două traductoare
sunt conectate în faţă, deoarece plasarea traductoarelor.

pe faţa înclinată şi proiectarea reţelei de separare elimină
defazajul menţionat.

Utilizând indicaţiile apărute până acum în revistă
privind execuţia inductanţelor pe mosoare cu diametrul
de 40 mm şi înălţimea de 20 mm, inductanţa de 0,7 mH
are un număr de 120 de spire bobinate cu sârmă de
cupru emailat de 1 mm diametru. Bobina de 0,4 mH are
85 de spire, bobinate cu aceeaşi sârmă. Dacă valorile de
6,8 şi 10 microfarazi sunt uşor de procurat, valoarea de
5,2 microfarazi se va obţine din valori mai mici puse în
paralel. Se recomandă utilizarea de condensatoare cu
tensiunea de lucru de minimum 160 volţi, tipul acestora
fiind MKT sau MKP. Fiecare condensator se va decupla
cu un condensator MKT cu valoarea de 0,1 microfarazi la
250 volţi. Rezistenţa de 8 ohmi va avea valoarea puterii
disipate de minimum 9 waţi.

Caracteristica de frecvenţă a incintei este deosebit
de bună, liniară între 50 Hz şi 20kHz în limite de +/- 3 dB,
de fapt chiar între limite mai strânse. Ce se remarcă ime¬
diat este deosebita neutralitate a incintei şi o reproducere
neaşteptat de bună a frecvenţelor joase. Acestea sunt
foarte corecte, fără intermodulaţii care duc la un sunet
bubuit, necontrolat. Aceasta se datorează în mare

măsură excelentei amortizări a wooferului şi unui motor
“monstruos”, cu diametrul de 156 mm (faţă de 180 mm
decuparea pentru montaj). Tweeterul nu necesită com¬
pensări ale impedanţei, fiind amortizat de ferofluidul în
care se mişcă bobina mobilă. Acesta asigură o repro¬
ducere de înaltă calitate a domeniului său de frecvenţă,
cu mult peste 20 kHz.

Constructorii care pot respecta toate cerinţele con¬
strucţiei vor avea garanţia obţinerii unor rezultate exce¬
lente.

După cum am precizat de la început, acest proiect
este propus chiar de constructorul traductoarelor uti¬
lizate, firma italiană CIARE. Firma are şi alte propuneri

de incinte, de dimensiuni relativ mici, sau de realizare a
unor seturi de incinte pentru Home Theatre, care pot fi I
găsite pe site-ul firmei (www.ciare.com).

Pentru procurarea traductoarelor necesare abordării I
proiectului de faţă, vă puteţi adresa firmei S Music SRL
din Piteşti, persoană de contact dl Silviu Vătafu, apelabil
la 0744-236 663. De la domnia sa se pot cere relaţii pen¬
tru procurarea de traductoare pentru alte tipuri de incinte, I
inclusiv aplicaţii profesionale. Vom continua să prezen- I
tăm şi alte variante de incinte utilizând traductoare de j
aceeaşi provenienţă.

Pentru că am convingerea că aceste traductoare “nu
dau tot ce pot” în incinta de mici dimensiuni, am trecut la
testarea acestor traductoare în incinte de tip Voigt.
Primele determinări, făcute până la data redactării
materialului, au confirmat că wooferul se ridică la I
nivelul celor mai bune realizări ale firmelor europene 1
cu tradiţie şi poate echipa orice incintă hi-end de orice
tip. După efectuarea tuturor testelor şi execuţia unei
incinte special calculate pentru wooferul în cauză, voi
prezenta rezultatele într-un nou articol care să poată fi
utilizat de amatorii care tind către o incintă de înaltă
performanţă.

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

INCINTE ACUSTICE
CU UN SINGUR TRRDUCTOR

Ing. AURELIAN MATEESCU

►

PH 250

300 Watt max _ 8 Q

0 250 mm /10”

(ohmi)

Istoric. Tendinţa către o reproducere cât mai apropiată
de realitate a sunetului a condus, inerent, către diversifi¬
carea soluţiilor tehnice de realizare a incintelor acustice.
Iniţial, panoul plan, prima soluţie constructivă, a fost echipat
cu un singur traductor care încerca să reproducă toată
banda audio. Dezvoltarea industrială, producţia unor mate¬
riale noi, îmbunătăţirea proprietăţilor unor materiale auxi¬
liare (lacuri, adezivi, fibre speciale etc.), dezvoltarea pro¬
ducţiei de mase plastice cu calităţi deosebite au avut ca
urmare o evoluţie pozitivă a producţiei de traductoare acus¬
tice, permiţând abordarea sub alt unghi a funcţionalităţii tra-
ductoarelor, în sensul specializării acestora pe benzi de
frecvenţă mai înguste. Calităţile acustice ale acestora au
crescut corespunzător, dar, odată cu reproducerea spec¬
trului audio cu mai multe difuzoare specializate, au apărut
alte probleme, a căror rezolvare este la fel de dificilă ca şi
construcţia unui traductor de bandă largă. Această soluţie
nu a fost abandonată niciodată, firmele cu renume căutând
continuu în timp să perfecţioneze traductoarele de bandă
largă.

''Avantajele traductorului de bandă largă sunt legate
direct de faptul că acesta poate echipa singur o incintă
acustică, fără a fi nevoie de o reţea de separare în benzi de
frecvenţă a spectrului audio. în acest fel se evită apariţia
unor defazaje în zona frecvenţelor de tăiere ale filtrelor,
datorate faptului că traductoarele sunt amplasate pe faţa

incintei fără ca centrele masice ale echipajelor mobile să se
afle pe aceeaşi verticală, deci între undele emise de două
traductoare ce echipează aceeaşi incintă manifestându-se
decalaje de fază ce duc la distorsiuni de intermodulaţie şi o
diminuare accentuată a amplitudinii şi acurateţei imaginii
acustice stereo. în plus, şi reţeaua de separare introduce,
cu cât este mai complexa, distorsiuni de fază şi intermodu¬
laţie.

Cei care nu au cunoştinţe suficiente de acustică şi se
încred în propaganda comercială numită reclamă, trag ade¬
sea concluzii greşite, încredinţaţi fiind că firma X sau Y a
găsit rezolvarea tuturor problemelor legate de reprodu¬
cerea sonoră de înaltă fidelitate. Adevărul este cumplit de
simplu: până acum nicio firmă nu a reuşit “să descopere
sunetul perfect”, şi acest lucru va rămâne valabil până când
pe piaţă va rămâne numai o singură firmă, aceea care va
reuşi această performanţă.

Traductorul de banda largă nu este nici el o reuşită
deplină nici la această oră, deşi a fost permanent în atenţia
unor cercetători şi experimentatori de mare valoare.
Principalul avantaj al acestui traductor este faptul că repro¬
duce aproape în totalitate spectrul audio, cu o acurateţe
mai mare sau mai mică, dar fără defazaje mai ales in
partea cea mai sensibilă a spectrului, zona frecvenţelor
medii şi medii-înalte, acolo unde urechea umană are ma¬
ximum de sensibilitate. Din acest motiv, un astfel de traduc-

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

tor, într-o incintă adecvată, va reproduce semnalul audio cu
o transparenţă de vivacitate sporită, baza imaginii stereo va
fi foarte largă şi extrem de stabilă, fără a putea fi depăşită
de cele mai bune realizări din domeniul incintelor pe două
sau mai multe căi. Cei care au avut ocazia să asculte ast¬
fel de incinte au fost iniţial bulversaţi de sunetul diferit faţă
de incintele “normale”, mai ales al celor din clasa “entry

level” sau clasa medie. Cei mai mulţi, neavând posibilitatea
de a asculta un timp mai mare acest gen de incinte, le-au
categorisit drept curioase şi nejustificat de scumpe. Cei
care-şi permit aşa ceva şi sunt melomani înfocaţi, devin
adepţi înfocaţi atat ai acestui tip de incintă, cât şi ai amplifi¬
catoarelor cu tuburi sau ai surselor de semnal analogice.
Motivul este foarte simplu: un astfel de sistem, cu compo¬
nente bine concepute, asigură o redare naturală a sunetu¬
lui, din care motiv întruneşte calităţile apreciate de iubitorii
muzicii.

Nu vom uita să menţionăm şi elementele care se
impută incintelor echipate cu traductoare de bandă largă:

- un preţ foarte mare, atunci când traductoru! este de c
calitate excelentă (Lowther, Supravox, Michel Fertin, PHP-
HP, GOTO, TAD, Fostex, Rhedekho);

- unele traductoare au o neliniaritate destul de pro¬
nunţată, coloraţia sunetului fiind evidentă (mai ales la

exemplarele mai ieftine);

- puterea maximă suportată relativ mică (în jur de 30W).
ca o consecinţă a faptului că reproducerea unui spectru
larg impune o masă în mişcare mică, cu consecinţele de
rigoare în construcţie;

- banda de frecvenţă reprodusă mai îngustă decât în
cazul incintelor pe mai multe căi. Totuşi, există posibilitatea
de a împăca această cerinţă cu traductoarele de bandă
largă prin faptul că pot lucra conjugat cu traductoare spe¬
cializate pentru frecvenţe joase şi înalte, frecvenţele de

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

tăiere fiind cu mult în afara zonei critice de sensibilitate a
urechii umane. Astfel, în zona frecvenţelor joase, acest tra-
ductor poate fi ajutat până la o frecvenţă de tăiere de 100-
150 Hz. In capătul superior al benzii, aceste traductoare pot
fi ajutate de la o frecvenţă de peste 10 kHz, acolo unde nu
mai sunt probleme dificile legate de defazaje datorită
lungimii de undă mici.

Şi în cazul construcţiei de incinte cu traductor de bandă
largă se pot distinge trei abordări diferite:

- prima abordare utilizează traductoare de diametre
mid (4”-6 1/2”), traductoare care au caracteristica de
frecvenţă mai liniară în zona medii-înalte, dar reproduc
destul de slab frecvenţele joase. Acest tip este des abordat
în construcţiile DIY pentru că şi preţul traductoarelor este
relativ scăzut;

- diametrul de 8”(200 mm) este cel utilizat de construc¬
torii de traductoare cu tradiţie în acest domeniu din mai
multe motive:

1. acest diametru reprezintă limita maximă de la care
apar probleme legate de directivitate, putere disipată,
diametrul bobinei;

2. diametrul este suficient de mare pentru a se asigura
şi o reproducere bună a frecvenţelor joase şi înalte;

3. este un bun compromis în asigurarea unei mase mici
în mişcare, condiţie esenţială pentru o bună reproducere a
frecvenţelor înalte. Majoritatea firmelor cu tradiţie în dome¬
niu produc traductoare cu acest diametru).

- cea de a treia abordare cuprinde traductoare cu
diametre mai mari de 8". Acestea au diametrul membranei
de 10", 12" şi rareori de 15" (din motive de directivitate

Cea mai mare parte a acestor traductoare sunt echipate
cu con suplimentar (con care a fost inventat tot de Paul
Voigt, la sfârşitul anilor ’20, pentru reproducerea
frecvenjelor înalte) şi membrana din celuloză, care asigură
o masa mică. Motorul acestor traductoare este puternic,
ajungând, la unele traductoare, să depăşească 10 kg, asi¬
gurând un câmp enorm în întrefier comparativ cu traduc-
toarele clasice. Sunt utilizaţi magneţi scumpi, cu cobalt şi
nichel, ferite de calitate deosebită sau neodim, la seriile mai
noi. în general, aceste traductoare au SPL de valoare mare,
astfel că şi incintele pot fi utilizate cuplate cu amplificatoare
cu puteri mici, în clasă A sau echipate cu tuburi electronice.

Traductoare de bandă largă. Pe piaţa internaţională
există în acest moment o ofertă destul de mare de traduc¬
toare de acest tip; din păcate, cele mai multe sunt puţin
accesibile constructorului român din mai multe motive:
preţul foarte mare al traductoarelor de bună calitate şi, din
acest motiv, dar şi din cauza unei cereri scăzute, aceste tra¬
ductoare nu reprezintă un interes pentru importatori. Totuşi,
se pot obţine, pe baza unei comenzi, unele tipuri de tra¬
ductoare, cu un preţ rezonabil, bineînţeles, fără a fi compa¬
rabil cu chinezismele din magazinele de profil care se
încadrează perfect în zicala: “Atât dai, jumătate face, de un
sfert merge!”

Firma MONACOR are în catalog mai multe traductoare
de bandă largă, dintre care unul, SP-200X, de 8", este uti¬
lizabil în construcţiile de acest tip. Nu vă lăsaţi influenţaţi
însă de recomandările catalogului, care recomandă un
tweeter şi o reţea de separare a firmei (cu frecvenţa de
tăiere de 2,5 kHz), care anulează toate calităţile incintei
monodriver. Firma are reprezentanţă în România şi preţul
difuzorului nu este foarte mare.

Firma VISATON are şi ea în nomenclator un difuzor de
bandă largă de 8", B200, care are un preţ de circa 3 ori mai
mare decât SP-200X, fără a avea caracteristici mai bune,
cfimpotrivă!

La diametre mai mari se pot utiliza difuzoare P. Audio de
bandă largă din seria HP, difuzoare care au un raport
preţ calitate imbatabil, sau G 1250, iarăşi, deosebit de ieftin
vîs-a-vis de calităţile sale. Despre difuzoarele P. Audio se
găsesc referinţe şi proiecte executate pe internet.

Frecvenţa de rezonanţă a incintei = 55 Hz
Lungimea desfăşurata a liniei acustice = 1565 mm
Volumul intern = 65 litri

2$o

Frecvenţa de rezonanţă a incintei = 45 Hz
Lungimea desfăşurata a liniei = 1 920 mm
Volumul intern = 81 litri

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

La diametrul de 10" (250 mm), o opţiune de calitate
excelentă o reprezintă utilizarea tot a unui difuzor profe¬
sional: PH 250, produs de firma italiană CIARE. Preţul de
catalog este de 67 euro + taxe, mai mare decât ai pro¬
duselor echivalente P. Audio, dar la jumătate faţă de difu¬
zorul oferit de Visaton la un preţ abulisant, care, din păcate,
pare făcut în China. Cum nici Monacor nu produce difu¬
zoare, ci le vinde, am preferat un produs de calitate pro,
produs în Europa, într-o ţară cu tradiţie în muzică, de la o
firmă cu tradiţie, CIARE, datând din 1951.

Traductorul PH 250 este un difuzor de bandă largă,
echipat cu con suplimentar, cu membrană din celuloză şi
rilă textilă. Are un magnet cu diametrul de 134 mm şi urmă¬
toarele caracteristici tehnice:

- puterea nominală

150 W

- impedanţa

8 Q

-SPL (lai W/Im)

96 dB

- diametrul bobinei mobile

50 mm

- frecvenţa de rezonanţă Fs

55 Hz

- coeficient de calitate, Qts

0,33

- volum compliant, Vas

52 1

- randament

2,17%

- greutate

3,4 kg

- suportul bobinei

aluminiu

Se observă că traductorul are un magnet serios dimen¬
sionat, iar presiunea acustică este suficient de mare pentru
aplicaţii vizând amplificatoare de putere mică.

Caracteristica de frecvenţă a traductorului este dată în

figura 1.

Incinta bass-reflex. Această incintă este propusă chiar
de către fabricantul traductorului, CIARE, şi are urmă¬

toarele caracteristici tehnice:

- puterea nominală 150 W

- impedanţa 8 fi

- volum net 50 I

- frecvenţa de acord a incintei 48 Hz

- suprafaţa rezonatorului 140 cm 2

- lungimea rezonatorului 24 cm

- grosimea materialului 20 mm

- material placaj, MDR PAL

Datele constructive ale incintei sunt prezentate în figu¬
ra 2. Elementele incintei se debitează, de preferinţă, la un
atelier specializat (care şi vinde materialul necesar), ceea
ce va asigura un montaj uşor, executat prin rigidizare cu
şuruburi tip Rigips de 3,5 x 45 mm şi lipire cu aracet gros
de ţâmplărie.

In practică, am înlocuit materialul fonoabsorbant din
burete cu profil piramidal cu material Minet, cu proprietăţi
mai bune. Au fost tapetaţi toţi pereţii (fără rezonator) cu un
strat cu grosimea de 20 mm, iar pe capacul de jos s-a
aşezat un strat de 80 mm. în funcţie de materialul folosit,
finisarea rămâne la aprecierea constructorului. O ramă
care să protejeze difuzorul şi deschiderea rezonatorului
este benefică.

Caracteristica de frecvenţă a incintei - figura 3 - arată
că traductorul poate fi ajutat, dacă se consideră necesar,
de un tweeter cu SPL = 96 dB/W/m (sau mai mare, prin L-
pad corespunzător). Frecvenţa de tăiere recomandată este
de 10 kHz, utilizând un filtru de tip Butterworth de ord. II
(panta de 12 dB/octavă), cu punct de intersecţie la -6 dB.
In acest fel nu se pierae avantajul oferit de utilizarea tra¬
ductorului de bandă largă. Cei care dispun de tweetere
piezo Motorola, le pot utiliza fără probleme, sau pot opta, ca
o soluţie de vârf, tot pentru un produs CIARE, respectiv PT
382, tweeter profesional cu calota de 1,5" în aluminiu, cu
ferofluid (putere nominală 200 W, SPL 105 dB/W/m, greu¬
tate 2 kg).

Pentru că nu am uitat de incinta VTP, care a fost special
concepută de Paul Voigt pentru echiparea cu un singur tra-
ductor de bandă largă, am verificat acest traductor şi în in¬
cinta de acest tip. Dimensiunile incintei VTP sunt mai mari

decât cele ale incintei deja prezentate mai sus, şi cresc dacă
se trece la o frecvenţă de acord a incintei aflată sub
frecvenţa de rezonanţă Fs a difuzorului. Astfel, la Fs = Fb=55 Hz,
volumul incintei este de 65 litri, iar dimensiunile interioare
sunt 950H x 2801 x 330A. Pentru cazul în care Fb = 45 Hz,
volumul creşte la 81 litri, iar dimensiunile interioare sunt
1 120H x 2801 x 330A (mm).

Adepţii incintei bass-reflex pot aborda acest tip de incin¬
tă. Practic, însă, incinta VTP s-a dovedit net superioară în
calitatea audiţiei, oferind între altele şi un răspuns extins la
frecvenţe joase, comparativ cu prima. Rămâne valabilă
recomandarea de a utiliza un tweeter dacă se consideră
prea sărac răspunsul la frecvenţe înalte.

Ca o altă recomandare desprinsă din experienţa prac¬
tică: difuzoarele de bandă largă, fără excepţie, nu sunt
propice utilizării la puteri mari, având un Xmax mic, deci o
putere de maximum 50-60 W vă fereşte de eventuale dis¬
torsiuni!

Detalii constructive ale incintei VTP. în primul rând voi
da dimensiunile interioare ale incintei, având în vedere că
se poate opta pentru material cu grosime de 18,20 sau 25
mm. Având în vedere că incinta nu este închisă, nu se pune
problema apariţiei unei presiuni interne mari, cu vibraţii pu¬
ternice ale pereţilor. Peretele interior asigură o ranforsare
puternică a celor doi pereţi laterali. Cei care doresc, pot
monta şi o ranforsare intre peretele înclinat şi peretele din
spate al incintei. O soluţie foarte bună în majoritatea
cazurilor este reprezentată de tapetarea pereţilor incintei cu
plăci bituminoase autoadezive, peste care se montează
materialul fonoabsorbant. în cazul incintelor închise şi bass-
reflex, este necesar să se ţină cont de volumul ocupat de
aceste plăci şi să se mărească corespunzător volumul cal¬
culat al incintei.

Materialul utilizat, în ordinea preferinţei, este placajul de
esenţă tare, cu grosime de 20-22 mm, MDF-ul sau PAL-ul.
Se va procura în prealabil materialul, după care se vor sta¬
bili cotele exterioare şi se va debita la un atelier specializat
pentru a se putea îmbina uşor. Se foloseşte aracet gros de
ţâmplărie, iar rigidizarea se face cu şuruburi Rigips cu
lungimea de 45 mm. După uscarea adezivului, şuruburile
se pot scoate şi înlocui cu dibluri de lemn care permit o
şlefuire uşoară şi o finisare corespunzătoare. Finisarea, în
funcţie de materialul utilizat, poate fi vopsire + lăcuire,
lăcuire, furniruire sau acoperire cu folie autoadezivă ce
imită lemnul de diferite esenţe. în acest ultim caz, o vopsire
preliminară urmată de uscare completă, şlefuire şi apoi o
acoperire cu folie dă rezultate mai bune decât aplicarea
foliei direct pe suprafaţa materialului, chiar şlefuit.

Nu vom uita că peretele spate, la partea superioară şi
inferioară este racordat cu cele două capace printr-un
perete curb, executat din material plastic cu grosimea de 2-
4 mm, având raza de 150 mm la partea superioară şi raza
de 250 mm la partea inferioară. Spaţiul dintre peretele curb
şi pereţii incintei se umple cu spumă poliuretanică expan-
dabilă, după ce spaţiul a fost umezit cu apă pulverizată.
Surplusul de spumă se va tăia cu cutterul după întărire.

Ca material de amortizare se utilizează minetul cu
grosimea de 20 mm, care se aplică pe pereţii laterali, spate
şi peretele înclinat, fără ca materialul să fie văzut prin
deschiderea de la bază.

Modul de asamblare a unei incinte VTP a fost prezentat
de mai multe ori în numerele anterioare ale revistei (ani?
2003-2005).

Sunt prezentate două variante ale incintei VTP, dife¬
renţiate prin frecvenţa de acord a ansamblului incintă +
difuzor.

Varianta I are frecvenţa de rezonanţă Fb a incintei
egală cu frecvenţa de rezonanţă a difuzorului utilizat (55
Hz) şi este varianta aşa-zis normală, care asigură ma¬
ximum de amortizare difuzorului şi care permite aplicarea
de puteri mari fără deplasări majore ale membranei. Este

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

asemănător cazului ideal de acord al incintei bass-reflex.
Volumul incintei este de 65 litri, iar lungimea desfăşurată
a liniei este de 1 565 mm. Dimensiunile incintei au fost
alese astfel ca amprenta la sol să fie minimă, stabilitatea
bună şi înălţimea cât mai aproape de urechile ascultă¬
torului.

Varianta a ll-a are frecvenţa de rezonanţă a incintei Fb
= 45 Hz, cu 10 Hz sub frecvenţa de rezonanţă a difuzoru¬
lui. Aceasta permite o reproducere mai extinsă a domeniu¬
lui frecvenţelor joase, cu păstrarea unei puteri admisibile
mari, fără a creşte semnificativ coeficientul de distorsiuni de
intermodulaţie.

Reamintim că la o presiune acustică SPL = 96
dB/1W/1m, la aplicarea unei puteri de 16 W se obţine o pre¬
siune de 108 dB/1W/1m, iar la 64 W, o presiune acustică
de 114 dB/1W/1m, mai mult decât suficientă pentru orice
audiţie domestică. De altfel, la puteri continue de peste 50
W, bobina oricărui difuzor de foarte bună calitate va începe
să se încălzească şi odată cu creşterea temperaturii apare
fenomenul de compresie a puterii şi creşterea distorsiunilor.

în această variantă, volumul incintei este de circa 81 litri,
iar lungimea liniei de 1 920 mm. Varianta asigură o exten¬
sie a reproducerii frecvenţelor joase, un bas foarte ferm şi
extrem de detaliat, astfel că se pot recunoaşte cu uşurinţă
instrumentele care emit sunetele de joasă frecvenţă.

Pentru ambele variante este valabilă posibilitatea de
extensie a benzii de frecvenţe înalte prin montarea unui
tweeter suplimentar, cu SPL minim de 96 dB/1W/1 m.
Frecvenţa de tăiere se poate alege în domeniul 8-10 kHz,
utilizând o reţea de separare de tip Butterworth, de ordinul
II, cu panta de 12 dB/octavă şi intersecţie la -6 dB. Se va
prefera utilizarea unei calote moi, de mătase, cu domeniu
extins peste 20 kHz cât mai mult şi încărcată cu un horn
care să asigure presiunea sonoră necesară.

Cei care dispun de tweetere piezoelectrice de calitate
(Motorola), pot utiliza şi acest tip, având în vedere că
frecvenţa de tăiere este plasată cu mult în afara domeniu¬
lui critic pentru urechea umană. în plus, la frecvenţa de
peste 7-8 kHz, şi aceste tweetere au o funcţionare bună, cu
distorsiuni reduse.

Pentru cei care doresc să execute o incintă hi-end şi îşi
permit efortul financiar, o alegere excelentă este tweeterul
PT.382 (CIARE) sau DT 28 N (Monacor).

încheiere. Cele trei tipuri de incinte sunt construcţii care
fac parte din categoria de vârf, asigurând o audiţie exce¬
lentă pentru iubitorii de muzică de toate genurile, de
predilecţie pentru cei care sunt orientaţi către muzica cla¬
sică, jazz, pop şi chiar rock. Cei care doresc un bas exce¬
siv, chiar dacă nu este în partitură, pot utiliza un subwoofer,
la modă în momentul de faţă, frecvenţa de tăiere fiind
aleasă după gustul fiecăruia.

Preţul de cost al proiectului este de circa 1 000 RON,
extrem de mic, comparativ cu kiturile sau incintele de
acelaşi tip, la care preţul unui kit pleacă de la circa 2000
euro şi atinge vârfuri de 10-20 mii euro.

Avantajul celui care va aborda unul dintre aceste
proiecte va fi apropierea de sunetul natural, normal, diferit
de ceea ce se oferă azi în ambalaj “audiofil hi-end-istic” cu
pretenţii de vârf doar în ceea ce priveşte preţul. Subliniez
încă o dată că investind în traductoare de calitate, cu puţină
pricepere şi perseverenţă, un amator poate să-şi constru¬
iască singur incinte, care altfel îi sunt refuzate categoric de
resursele financiare modeste. Şi încă un sfat: nu încercaţi
să faceţi comparaţii cu marfa ieftină de pe piaţă, chiar dacă
poartă un nume ce a fost cândva mare!

Bibliografie

Colecţia revistei Tehnium, anii 2000-2005

CIARE Workshop 2003 - broşură

Colecţia Fedelta del Suono, 2002-2005

Colecţia Haute Fidelitâ, 2004-2005

Din prima parte a articolului - vezi Tehnium
nr.4/2005, pag.43-47 - se poate concluziona că o
capacitate de filtrare mare, de calitate în privinţa mai
multor cerinţe, este determinantă în cazul unei
funcţionări la cele mai înalte standarde a unui amplifica¬
tor audio. Tot din prima parte reţinem schema din figura
4 pentru discuţii în această parte.

Din această schemă se vede că doar conden¬
satoarele de filtraj clasice nu sunt suficiente, apărând
necesitatea unei filtrări suplimentare, mai ales a compo¬
nentelor de înaltă frecvenţă, unde eficienţa conden¬
satoarelor de mare capacitate scade dramatic, la nivele
inacceptabile în practica curentă. Filtrarea componen¬
telor de frecvenţă înaltă nu este dificil de realizat, iar
investiţia nu este, de asemenea, foarte mare.
Condensatoare cu valori în jurul lui 100-500 nF, cu
polipropilenă, la minimum 100 V, nu sunt o avere.

Dacă utilizaţi câte un condensator electrolitic pe
fiecare ramură, filtrul RC (fig. 4) este mai mult decât
imperativ necesar, efectul său asupra redării
frecvenţelor înalte fiind imediat şi sesizabil. Acest filtru,
utilizat in 1972 de proiectantul de amplificatoare Matti

Otala, reduce
tanţei reziduale
satoarelor de filtraj/
mare. Dacă
sale este mai
în audiţie, e un
ficatorul dispune
satoare

efectul induc-
a conden-

de capacitate
efectul utilizării
uşor sesizabil
semn că ampli-
de conden-
electrolitice de

Ing. A. MATEESCU

catorul este mult mai stabil în condiţii grele de
funcţionare.

în cazul up-gradării unui amplificator deja existent,
singurele complicaţii care pot apărea sunt legate de
spaţiul necesar de amplasare, dar totul se poate rezol¬
va.

Cele enunţate până acum sunt valabile în cazul
amplificatoarelor funcţionând în clasă B sau AB.
Lucrurile se schimbă însă dacă doriţi să construiţi un
amplificator în clasă A, unde sursa trebuie să debiteze
ÎN REGIM CONTINUU curenţi de valori mari sau foarte
mari. Astsf nu schimbă datele problemei numai pentru
transformatorul de alimentare, ci şi pentru restul ele¬
mentelor alimentatorului. Plecând de la exemplul iniţial,
un etaj ce debitează 50 W / 8 ohmi, funcţionând în clasă
A va necesita aproape 4 A, iar la 100 W / 4 ohmi,
aproape 8 A! Şi aceste valori în regim continuu. în aces¬
te condiţii, capacitatea de filtrare creşte faţă de cazul
anterior (clasă B / AB), practic dublându-se. Astfel, pen¬
tru un amplificator dual mono de 50 W / 8 ohmi, capaci¬
tatea pe linia de alimentare atinge un minimum de

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

20 000 microfarazi, ceea ce înseamnă un minim total de
80 000 microfarazi.

Consideraţiile de mai sus sunt valabile şi în cazul up-
gradărilor, când se poate construi o sursă nouă, eventu¬
al amplasată în incintă separată (ca la amplificatoarele
LINN, NAIM etc.). în cazul în care optaţi pentru o sursă
nouă, trebuie mai întâi să vedeţi în ce măsură această
lucrare merită a fi abordată. Fără a lua în derâdere vreun
produs sau vreo marcă, nu întotdeauna un astfel de
proiect se justifică.

O marcă sau specificaţii tehnice umflate din motive
comerciale nu asigură posesorul amplificatorului că a

sunt preferabile condensatoarelor de format mic. ELNA.
Nichicon, Philips, Siemens, Roederstein
Fischer&Tauche sunt nume cunoscute de producător
de condensatoare electrolitice. Atenţie, nu toate pro¬
dusele acestor firme sunt potrivite pentru o sursă cu pre¬
tenţii deosebite: există multe contrafaceri, chinezisme,
sau pur şi simplu firmele au mai multe serii diferite de
condensatoare, unele cu caracteristici comune, care nu
merită plata numelui!

Transformatoarele toroidale nu mai reprezintă c
problemă în momentul de faţă, în România fiind ma
mulţi producători care acceptă şi comenzi singulare.

făcut o investiţie care să merite a fi up-gradată. Verificaţi
cu ce este echipat amplificatorul, vis-â-vis de specificaţi¬
ile tehnice: dacă tranzistoarele finale nu au o capabilitate
de curent suficientă şi au o putere disipată mică, o sursă
care debitează fără limitări poate duce la “prăjirea”
finalilor atunci când sunt forţaţi. înlocuirea tranzistoarelor
finale cu altele mai capabile nu este totdeauna o soluţie,
dacă luaţi în considerare că circuitele de protecţie vor
intra în funcţiune la aceeaşi valoare a curentului, iar
modificarea punctului lor de funcţionare nu se poate
face decât în laboratoare bine utilate.

Utilizarea unor punţi redresoare metalice este cea
mai bună soluţie, mai ales când aveţi nevoie de tensiuni
şi curenţi mari; în plus, sunt uşor de răcit şi mai ieftine
decât diodele de putere, în special cele rapide, reco¬
mandate şi utilizate de unii constructori scandinavi.
Utilizarea pe fiecare ramură de alimentare a câte unei
punţi înjumătăţeşte sarcina şi dublează siguranţa în
exploatare. De asemenea, diferenţa de preţ între o punte
cu tensiunea nominală mică şi una cu tensiunea nomi¬
nală mare este mică: alegeţi o punte care pare dispro¬
porţionată, ea va oferi o siguranţă mare în funcţionare.
Prevedeţi posibilităţi adecvate de prindere pe radiator de
răcire.

Condensatoarele sunt o problemă serioasă, având în
vedere că unele de bună calitate sunt scumpe, dar
preţul este pe deplin justificat. în cazul condensatoarelor
electrolitice, condensatoarele de uz industrial, masive,
cu prindere pe şurub şi temperatura de lucru de 105°C

livrând prompt marfa cerută. Problematică este găsirea
de transformatoare clasice cu miezuri E+l. în ceea ce
priveşte transformatoarele din comerţ, majoritatea sunt
de calitate execrabilă: lăsaţi-le conectate la reţea, să
meargă în gol. Dacă se încălzesc, au pierderi mari şi e
recomandabil să le testaţi în sarcină maximă câteva zeci
de ore, pentru a nu avea surpriza că cedează în montaj.
Atenţie unde le probaţi, lăsate nesupravegheate pot pro¬
duce incendii!

Un ghid tabelar de alegere a elementelor compo¬
nente ale sursei poate fi util.

Amplificator mono, sau pe canal, dual mono,
clasă AB şi B

Putere/ Impe-

Transor-

Punte

Conden¬

danţă

mator

redresoare

satoare

(W)

(VA)

U(V)

l(A)

(pF)

20/40

8/4

2,2

4 x 3 300

40/80

8/4

120

3,3

4 X 4 700

60/120

8/4

200

400

4 x 6 800

80/160

8/4

220

400

4 x 8 200

100/200

8/4

300

400

4x 10 000

125/250

8/4

400

4x12 000

150/300

8/4

500

400

4 x 15 000

200/400

8/4

600

400

4 x 20 000

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

Mono, clasă A pură

1020

8/4

4 X 6 800

2040

8/4

100

400

4 x 8 200

3G60

8/4

120

400

4 x 10 000

4OB0

8/4

150

400

6 X 10 000

50100

8/4

200

400

6 X 10 000

Mono, dual mono (pe canal), clasă AB, sarcină cu

impedanţă scăzută

30 60/120 8/4/2

200

4 X 4 700

50/100/200 8/4/2

300

400

4 x 8 200

75/150/300 8/4/2

500

400

4 x 10 000

100/200/400 8/4/2

600

400

4 x 15 000

150/300/600 8/4/2

800

400

6x10 000

După cum se poate observa, o sursă de alimentare
care să îndeplinească anumite cerinţe de calitate
înseamnă o investiţie destul de serioasă, reprezentând,
în cele din urmă, o parte importantă din costul total al
unui amplificator. Din această cauză, producătorii de
amplificatoare caută să reducă pe cât posibil preţul sur¬
sei, bazându-se pe faptul că un amplificator de uz
domestic nu va fi utilizat în niciun caz pe o durată mare
la un nivel de putere apropiat de puterea de ieşire
declarată în specificaţiile tehnice. Chiar testele de labo¬
rator efectuate de anumite reviste de profil nu sunt efec¬
tuate în condiţiile cele mai severe, astfel că nu reflectă
adevărul asupra sursei de alimentare. Cei care
urmăresc, chiar din timp în timp, revistele de profil, au
ocazia să citească articole despre amplificatoare audio

care au preţuri cuprinse între preţul unui automobil de
mic litraj, până la preţul unui automobil de lux. Cei care
studiază fotografiile acestor amplificatoare au ocazia să
obţină informaţii despre cum sunt proiectate şi echipate
sursele acestor amplificatoare, surse care reprezintă un
procentaj important din preţul acestora, care pentru
mulţi pare complet aberant. Desigur, preţul de cost este
poate la jumătate, dar în aceste realizări industriale nu
veţi găsi nici condensatoare de 10 000 microfarazi,
groase cât un creion, nici transformatoare de 100 VA la
o putere declarată de 400 W/canal şi în niciun caz com¬
ponente de calitate îndoielnică. Ba, mai mult, majoritatea
sau totalitatea componentelor nici nu sunt detectabile în
cataloage, nici nu au corespondenţe în acestea.

Dacă considerăm acum amplificatoarele din clasa
medie, comparaţi sursa amplificatorului pe care-l
deţineţi cu schema din articolul de faţă şi vedeţi ce dife¬
renţe sunt, faţă de schemă, dar şi faţă de tabelul de mai
sus, şi vă veţi convinge de cât de serios a fost privită
proiectarea amplificatorului dvs. Justificarea diferenţelor
este simplă: înmulţiţi costul componentelor suplimentare
cu, să zicem, 100 000 buc. şi veţi obţine o sumă
frumuşică!

Bibliografie

Practica electronistului amator, Ed. Albatros, 1984

Colecţia revistei TEHNIUM

Almanahul constructorului radioamator, Ed.
ENERGHIA, 1973 (URSS)

Colecţia Almanah TEHNIUM, 1983-1990

MATERIALE MAGNETICE

(Urmare din pag. 8)

mate în principiu dintr-o bobină cu
câteva zeci sau sute de spire, în
funcţie de mărimea pieselor, realiza¬
tă cu sârmă suficient de groasă şi
prevăzută cu piese polare cores¬
punzătoare, alimentată prin descăr¬
carea unor condensatoare de
ordinul sutelor de pF, încărcate la
tensiuni de 300-1000V. Dacă con¬
densatoarele se descarcă direct, se
obţine un circuit oscilant şi o
oscilaţie amortizată, fiecare semi-
undă, din ce în ce mai slabă, mag-
netizând într-un sens sau în cel
opus, astfel că aparatul demagne¬
tizează. Pentru magnetizare,
descărcarea condensatoarelor se
face printr-un tiristor care la
scăderea curentului sub curentul de
menţinere la sfârşitul primei semi-
unde, taie alimentarea, oprind cele¬
lalte oscilaţii. Curentul ajunge la 10
kA la magnetizoarele mari, durata
impulsului fiind de 10' 4 s, iar tiristorul
trebuie ales în aşa fel încât să
reziste la aceste condiţii.

Instalaţia industrială este mult
mai complicată, conţinând diverse
elemente de control şi automatizare,
piese polare pentru diferite scheme
de magnetizare etc. Pentru magneţi
Ainico şi ferite, energia aparatului
este de 100-300 J, iar pentru SmCo

şi NdBFe de 700-1000 J, reglarea
făcându-se din numărul de conden¬
satoare şi tensiunea de lucru.

Desprinderea magneţilor de pe
piesele polare trebuie făcută prin
smulgere, nu prin târâre, care duce
la scăderea inducţiei. Magnetizarea
astfel obţinută este un maxim care
scade cu câteva procente după
tratamente de stabilizare sau în
urma utilizării.

Pentru o conservare optimă,
magneţii se păstrează scurtcircuitaţi
între ei sau cu o placă din fier
moale.

De cele mai multe ori, fabricile
fac magnetizarea în circuitul mag¬
netic final. în acest caz desfacerea
circuitului şi montarea ia loc (de
exemplu, la un difuzor cu magnet
din Ainico) duce la scăderea
inducţiei cu până la 50%.

în lipsa foliilor sesizoare de
polaritate, care sunt curente în Vest,
se poate afla modul de polarizare şi
numărul de poli aşezând un carton
subţire deasupra magnetului şi

presărând pilitură fină de fier, care
ne va arăta numărul de poli şi liniile
de forţă dintre ei.

Bibliografie

A. A.Cişman, Fizica generală, E.T.
1957

B. Dicţionar cronologic al ştiinţei şi
tehnicii universale, E.Ş.E., 1979

C. A. Hellemans, B. Bunch, Istoria
descoperirilor ştiinţifice, E.
Orizonturi, E. Lider

D. S. Cedighian, Materiale mag¬
netice, E.T.,1967

E. Dauermagnetische Werkstoffe
und Bauteile Krupp G.m.b.H.
Essen

F. Selten-End. Dauermagnetwerkstoffe
Vacuumschmelze G.m.b.H. Hanau

G. R. Ebeling, W. Erwens SE - wie
sehr erfolgreich, revista KEM,
februarie 1989

H. R. Becker, N. Weber, Magnetisch

gekuppelt wird der Pumpenantrieb
verschleissarm
Feinwerktechnik and

Messtechnik, 1989

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

DUBIAACA
PUTERII AUDIO

Prof. ing. EMIL MARIAN

Funcţia esen¬
ţială a unui amplifi-.
câtor audio de pu¬
tere este preluarea
unui semnal de
audiofrecvenţă de
ordinul sutelor de
milivolţi “codificat audio” şi în final amplificarea acestuia
în putere (tensiune şi curent) astfel încât să fie posibil
transferul de energie electrică impedanţei de sarcină,
constituită din grupul de difuzoare din incinta acustică.
Puterea electrică transmisă va conţine informaţia pro¬
gramului muzical pe care dorim să-l recepţionăm audi-
vit. Conversia putere electrică - putere acustică se face
cu ajutorul incintelor acustice cu difuzoare. Puterea de
ieşire a unui amplificator audio se defineşte ca fiind
capacitatea amplificatorului de a dezvolta o anumită pu-

tică.

în majoritatea cazurilor, un amplificator audio are
menţionate în cartea tehnică firma producătoare şi o
serie de valori ale parametrilor de “ieşire” (putere,
impedanţă de sarcină, distorsiuni etc.). Faptul care, de
cele mai multe ori (în mod voit!) nu este precizat, constă
în totalitatea condiţiilor în care este măsurată valoarea
puterii electrice de ieşire. în majoritatea cazurilor, mai
ales pentru echipamentele “mass media”, puterea elec¬
trică de ieşire este precizată doar la o singură frecvenţă
de intrare (de cele mai multe ori 1000Hz).

Amplificatoarele audio “ieftine" au înscrisă în cartea
tehnică valoarea puterii de ieşire la frecvenţe medii, pre-
supunându-se cunoscut (cine cunoaşte!) că ea scade
spre extremităţile benzii audio. Totodată, valorile procen¬
tajelor maxime de distorsiuni THD şi TID (Total
Harmonic Distorsion şi Total Intermodulation Distorsion)
sunt precizate numai pentru o anumită frecvenţă din
spectrul audio, pentru o putere electrică de ieşire care

poate să nu fie cea

Vin

■'^7 A2-

1 /n

* IN

DEFAZOR

[ D,+D 2 J-X-j

2xV,

—r \L.

“TA xB-

tere electrică, într-o perioadă mare de timp, atunci când
acesta debitează putere spre incinta acustică. Conform
legilor din electrotehnică (pe care elevii le învaţă încă din
clasa a X-a), unitatea de măsură a puterii active este
watt-ul, iar pentru un circuit electric puterea electrică
este direct proporţională cu tensiunea electrică prezen¬
tă la bornele impedanţei de sarcină (difuzoarele din in¬
cinta acustică) şi curentul electric care trece prin aces¬
tea. Puterea electrică de ieşire a unui amplificator audio
este cea pe care acesta o poate debita, având ca imped¬
anţă de sarcină grupul de difuzoare din incinta acustică:

P =

U 2

U EF

unde:

P = puterea activă transmisă;

U|=p = valoarea efectivă a tensiunii alternative, purtă¬
toare de informaţie acustică;

Z = impedanţa grupului de difuzoare din incinta acus-

nominala.
Posesorul unui
amplificator audio
încadrabil în cate¬
goria HI-FI trebuie
să cunoască din
start raportul sem¬
nal/zgomot S/N a !
amplificatorului,
valorile reale ale
THD şi TID la pu¬
terea lui nominală,
în întreaga bandă
audio BW, şi mai
ales SR-ul (viteza
de “răspuns") pen¬
tru a-şi putea forma
o imagine corectă
asupra perfor¬
manţelor viitoare ale complexului electroacustic amplifi¬
cator - boxe.

Dar să revenim la puterile electrice. Conform
standardelor internaţionale, puterea electrică a unui
amplificator audio este precizată pentru un semnal elec¬
tric cu forma de undă sinusoidală. Numai în acest mod
se pot compara practic două amplificatoare audio pro¬
duse de firme diferite. în cataloagele firmelor producă¬
toare de amplificatoare audio sunt precizate una din
următoarele puteri:

- puterea nominală;

- puterea sinusoidală;

- puterea transferată (“paşaport”);

- puterea continuă;

- puterea de vârf PP;

- puterea muzicală, IHFM;

- puterea muzicală de vârf, PMPO.

Puterile nominală, sinusoidală, transferată şi conti¬
nuă apar în majoritatea cataloagelor firmelor europene
care construiesc amplificatoare audio. Ele reprezintă

TEHNIUM martie 2006

-HI - FI

s a

TEHNIUM martie 2006

acelaşi lucru, şi anume
valoarea puterii efec¬
tive, pentru o formă de
undă nedistorsionată a
semnalului de intrare
sinusoidal, pe care o
livrează amplificatorul
audio spre impedanţa
de sarcină - boxele.
Puterea de vârf (PEAK
POWER) reprezintă o
valoare dublă a puterii
nominale.

Puterea muzicală
IHFM (Institute of High
Fidelity Manufactures)
se referă la puterea
livrată, cu distorsiuni
sub 1%, de către ampli¬
ficatorul audio,

măsurată pentru un
semnal de intrare care
aproximează o formă
de undă a semnalului
electric “muzical” (sem¬
nalul audio) din regimul
normal de funcţionare.
Puterea IHFM este mai
mare de cca 1,4^-1,5 ori
decât puterea nomi¬
nală.

Puterea muzicală de
vârf PMPO reprezintă
dublul puterii muzicale
IHFM. Ea este un para¬
metru “de reclamă” al
unor firme producă¬
toare de aparataj elec-
troacustic din categoria
“mass media”. Devine
evident faptul că o firmă
“serioasă” va prezenta
ca parametru definitoriu
al puterii electrice a
unui amplificator audio
doar puterea lui nomi¬
nală. Valoarea prezen¬
tată se mai com¬
pletează cu banda de
frecvenţe de lucru BW,
viteza de răspuns SR,
distorsiunile THD şi TID
şi raportul semnal/zgo¬
mot, S/N.

Revenind la subiec¬
tul central al acestui
articol, problema
esenţială devine: CUM
SE POATE MĂRI PU¬
TEREA NOMINALĂ A
UNUI AMPLIFICATOR
AUDIO DEJA REA¬
LIZAT, fără “a umbla în
el”?

Orice amplificator
audio se realizează
actualmente cel puţin
stereo (pentru două
canale informaţionale
audio). Indiferent de

HI-FI

firma realizatoare şi de performanţele lui, amplificatorul
stereo “este gata" pentru livrarea pe fiecare canal infor¬
maţional a puterii nominale.

întrebarea “retorică” este: se poate mări puterea
livrată impedanţei de sarcină de către amplificator, fără
a-l modifica major?

Desigur că DA, dar cu puţină IMAGINAŢIE
TEHNICA!

Pentru clarificarea problemei, să facem “apel” la o
serie de noţiuni din electrotehnică. Presupunem iniţial că
impedanţa de sarcină Z a incintei acustice prezintă un
caracter pur rezistiv R, urmând ca ulterior să facem
“extinderea teoriei” şi pentru impedanţe complexe.

Pornind de la considerentele majore care privesc
relaţiile matematice dintre puteri, tensiuni şi rezistenţe,
obţinem:

Po =

2(/2U

>,2
EF1 J

EF1

= 4P1

P 1 =

u 2

U EF1

nominală a

unde:

Pj -> puterea
amplificatorului;

U[zp-| ->• valoarea efectivă a
tensiunii alternative de la bornele
de ieşire ale amplificatorului;

R-i -> rezistenţa (ulterior
impedanţa) incintei acustice.

Conform relaţiilor consacrate
dintre valorile efectivă şi maximă
ale unei tensiuni alternative sinu¬
soidale:

u(t) = U M sin(cot)

R1 R1

lată că, matematic, am reuşit să mărim de patru ori
puterea amplificatorului audio. Dar, în realitate, lucrurile
nu sunt “chiar aşa de simple”! Orice amplificator audio
este calculat şi dimensionat pentru un anumit curent
nominal. în cazul în care curentul nominal creşte, va
creşte şi puterea disipată Pqi a amplificatorului. Ca
urmare, acesta se încălzeşte, se ambalează termic şi în
fina! “se arde”!

Al doilea considerent major al unui amplificator audio
deja realizat devine: NU ESTE PERMISA DEPĂŞIREA
CURENTULUI NOMINAL AL AMPLIFICATORULUI!

Să facem apel la o altă lege fundamentală din elec¬
trotehnică: pentru un transfer maxim de putere, impe¬
danţa internă a amplificatorului audio trebuie să fie
egală cu impedanţa consumatorului (în cazul nostru
rezistenţa R1). Rezultă imediat:

P D1 = r intamp * | 2 1

Uef ■ ?iÎF

(t)dt

unde:

P D1 puterea disipată a
amplificatorului;

r intamp -» rezistenţa
internă a amplificatorului;

II -> curentul nominal al
amplificatorului.

Pentru Rintamp = R1 >
aplicând LEGEA LUI OHM din
electrotehnică, obţinem:

Rezolvând integrala obţinem

UEF1 =

unde:

II =

EF1

Io =

EF2

EF1

Ujvii = valoarea maximală a tensiunii alternative;
Upp-) = valoarea efectivă a tensiunii sinusoidale;
u(f) = funcţia tensiunii sinusoidale;
a = pulsaţia tensiunii sinusoidale;

T = perioada tensiunii sinusoidale.

DACĂ REUŞIM să dublăm valoarea lui U^-j, şi
anume U^? = 2 Umi , obţinem:

R, - R,

U EF2 =

V 2

Valoarea puterii nominale P2 livrate de amplificatorul
audio în acest caz, cu noua tensiune Upp 2 ’ va fi:

Po =

EF2

4*Umi
IV 2 j

unde I 2 -> noul curent nominal al amplificatorului
modificat.

Se observă că I 2 depăşeşte semnificativ l-j, iar în

final amplificatorul s-ar distruge singur.

CARE ESTE SOLUŢIA DE REZOLVARE A PRO¬
BLEMEI?

Soluţia este că trebuie să impunem I 2 = li
Soluţia practică imediată este dublarea impedanţei
de sarcină, deci în cazul nostru R 2 = 2Ri
Obţinem:

Uef2 2U Ei ,

= 'l

■'EFI

2R,

dar U M1

= V^EFI

deci

în acest caz, amplificatorul audio lucrează în condiţii
normale. Puterea electrică transmisă are în această
situaţie valoarea:

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

analizând diagramele prezentate în figura 1. Se
observă că semnalul audio iniţial este aplicat unui mon¬
taj electronic de tip DEFAZOR cu 180°. Acest lucru
înseamnă că, la ieşirile lui, unul dintre semnalele de
intrare va fi în fază cu semnalul de intrare iniţial, iar al
doilea semnal de ieşire va fi identic cu cel iniţial, dar
defazat cu 180°. Cele două semnale de ieşire ale defa-
zorului vor fi aplicate amplificatorului stereo ce conţine
amplificatoarele identice Aj şi A 2 . Sarcina lor este
grupul de incinte acustice inseriate Z-| şi Z 2 . Ce am
obţinut cu această configuraţie? Când valoarea instan¬
tanee a tensiunii de ieşire Ui a amplificatorului A-j
creşte, la amplificatorul A 2 , U 2 scade cu aceeaşi ampli¬
tudine! în acest fel, tensiunea de ieşire U e aplicată bo¬
xelor cu impedanţa Z-i + Z 2 va prezenta valoarea:

U e = Ui - (-U 2 ) = Uj + U 2 = 2U-,

Practic, am obţinut in final U e = 2U-j, fapt propus
iniţial, şi anume dublarea valorii tensiunii de ieşire.
Concluzia este perfect valabilă şi pentru semnalul
audio cu forma de undă muzicală. Totul este ca ampli¬
ficările instantanee în tensiune ale celor două amplifi¬

catoare Ai şi Ap, Ui şi U 2 , să fie “perfect identice”, dar
defazate cu 180°. Acest lucru se poate realiza practic
relativ uşor, folosind un montaj electronic adecvat,
numit defazorul cu 180°. Montajul practic al unui ampli¬
ficator de acest tip se întâlneşte destul de des în apli¬
caţiile la care tensiunea de alimentare a aplifica-
toarelor Ai şi A 2 prezintă valori limitate (spre exemplu,
la automobil). lUontajele electronice de acest tip poartă
denumirea comercială de BTL (Bridge Tied Load) sau
uneori “montaj H”. O variantă practică de dublare a pu¬
terii de ieşire a unui amplificator audio stereo este
prezentată în figura 2. Se observă că cele două sem¬
nale L şi R se aplică, prin intermediul condensatoarelor
Ci şi C 2 , la intrările neinversoare ale amplificatoarelor
operaţionale ICI A şi IC1B. Ele sunt amplasate în
cadrul schemei electrice într-o configuraţie de tip
repetoare pe emitor. Scopul final al acestui tip de
schemă electrică este micşorarea impedanţei sem¬
nalelor de intrare iniţiale L şi R, alături de realizarea

u | F2

(2U EF1 ) 4U

EF1

= 2Pi

lată cum am reuşit să dublăm puterea nominală a
unui amplificator “stereo”, transformându-l însă de fapt
într-un amplificator “mono”. Pentru dublarea impedanţei
de sarcină, se înseriază galvanic cele două incinte acus¬
tice. La prima vedere, această soluţie tehnică pare difi¬
cilă, dar conform teoriei prezentate anterior, altfel nu se
poate! Constructorul amator va fi iniţial “puţin speriat” de
această soluţie tehnică: practic, pentru o audiţie stereo
mai sunt necesare încă un amplificator stereo cu două
incinte acustice. Considerentele de preţ îl vor lămuri însă
pe deplin: un amplificator audio care debitează o putere
nominală dublă faţă de cea iniţială “costă”, cu incinte
acustice cu tot, cu cel puţin un ordin de mărime mai mult
faţă de un echipament audio “dublat ca prezenţă”! Faptul

este
perfect
valabil

pentru puteri instalate de ordinul
sutelor de waţi! Se mai remarcă şi posi¬
bilitatea aranjamentului spaţial al incintelor acustice,
care va impune în final calitatea audiţiei programului
muzical. Totodată, pentru puteri transmise mai mici, să
nu uităm performanţele excelente ale unor circuite inte¬
grate specializate în domeniul audio. Dacă acum circa
20 de ani, un amplificator audio “era” o construcţie com¬
plexă, mare şi greu de realizat practic, în momentul
actual acest lucru a fost depăşit “lejer”! S-a impus tehni¬
ca circuitelor integrate specializate. Totul depinde însă
de puterea nominală P 2 pe care dorim să o instalăm. O
ultimă problemă este: cum dublăm valoarea tensiunii
vârf la vârf Uyy 2 faţă de tensiunea iniţială vârf la vârf
Uvyi, fără a opera modificări majore in amplificatorul
audio deja realizat fizic? Acest lucru poate fi uşor înţeles

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

unor aşa-zise etaje tampon între
intrarea şi ieşirea montajului.
Condensatoarele C3 şi C4 au fost
amplasate pentru blocarea ampli¬
ficării celor două amplificatoare
operaţionale ICI A şi IC1B în
domeniul ultrasonor. Semnalele de
ieşire ale celor două amplificatoare
operaţionale ICI A şi IC1B sunt
aplicate potenţiometrului dublu
simetric PI.

însumarea celor două semnale L
şi R se realizează prin intermediul
rezistenţelor R7 şi R8. Urmează un
etaj de tip DEFAZUOR cu 180°,
realizat cu amplificatoarele ope¬
raţionale IC2A şi IC2B. Configuraţia
schemei permite livrarea la ieşirea
montajului a două semnale electrice
identice ca amplitudine, dar
defazate între ele cu 180°.
Defazajul este strict în toată banda
BW audio, indiferent de unele erori
de fază pe care le-ar putea genera
în bandă cele două amplificatoare
operaţionale IC2A şi IC2B (de altfel
identice). Urmează comutatorul K1,
cu 3x2 poziţii. Cu ajutorul lui se pot
selecta variantele “amplificator
stereo" sau “amplificator mono de
dublă putere”. în varianta stereo,
cele două amplificatoare de putere
Al şi A2 debitează în mod normal
puterea electrică pe incintele acus¬
tice Dl şi D2. în varianta cu
“dublarea de putere”, Al şi A2 de¬
bitează puterea electrică pe impe-
danţa de sarcină ce însumează
impedanţele celor două incinte
acustice Dl +D2. Schema de cablaj
imprimat (una dintre variante) a
montajului sumator + defazor este
prezentată în figura 3, iar modul de
amplasare a componentelor elec¬
trice în figura 4. Menţionez că la
realizarea practică a montajului s-a
utilizat amplificatorul operaţional
dublu de tip TL082, dar el se poate
înlocui cu alte variante de tip “rapid”,
nezgomotos şi util în banda BW”!

Toate bune şi frumoase, dar
audiofilul experimentat doreşte
audiţia cel puţin stereo. în vederea
îndeplinirii acestui considerent
major, a fost realizată schema elec¬
trică prezentă în figura 5. Se
observă că în acest caz sunt nece¬
sare, în afară de etajele adaptoare
de impedanţă, realizate cu amplifi¬
catoarele operaţionale ICI A şi
ICI B, două defazoare, realizate cu
amplificatoarele operaţionale IC2A,
IC2B şi IC2A’ şi IC2B’. Urmează
patru amplificatoare audio de pu¬
tere, Al, A2, A3 şi A4, completate
cu patru incinte acustice Dl, D2, D3
şi D4 (toate identice). Concluzia
acestui aranjament devine imediat

,, O)

□ a

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

clară: AM MĂRIT DE 4 ORI PUTEREA ACUSTICĂ!
Faptul contează enorm “la preţ”, deoarece cu două
amplificatoare stereo identice şi cu două rânduri de
“boxe” identice, am mărit de patru ori puterea acustică
livrată “auditoriului”! Faptul este pe deplin edificator pen¬
tru puteri acustice mari, de ordinul sutelor de waţi.
Pentru constructorii amatori începători (evident, elevi),
propun o schemă electrică mai simplă, pe care am rea¬
lizat-o practic acum circa 25 de ani! La “acea” dată nu
prea existau amplificatoare de putere performante, iar
de circuite integrate audio de putere, nici vorbă (evident,
pe piaţa internă). Analizând schema electrică prezentată
în figura 6, se observă toate elementele componente

tere”, realizate cu ajutorul circuitelor integrate TCA150,
prin intermediul condensatoarelor C7 şi C8. Deşi pu¬
terea de ieşire este, faţă de pretenţiile actuale, relativ
mică (cca 16W cu distorsiuni sub 0,8%), de la 8W la
16W “diferenţa” acustică este fundamentală! Montajul
este “perfect acoperitor” pentru sonorizarea unei
camere obişnuite de locuit (cca 24 m 2 ). Pentru cei care
vor să instaleze puteri mai mari, este suficient ca să
înlocuiască amplificatoarele audio TCA150 cu altele, dar
având în vedere schema electrică recomandată de fa¬
bricant.

în concluzie “finală”, dublarea puterii acustice este
“perfect posibilă”, ieftină şi la îndemâna oricărui con¬

structor amator (chiar şi începător)
audiofil!

BIBLIOGRAFIE

M. CIUGUDEAN, V.TIPONUT -+ CIR¬
CUITE INTEGRATE LINIARE - APLI¬
CAŢII, Ed. Facla, 1986

THEODOR DANIELA, NICOLAE
CUPCEA -> AMPLIFICATOARE OPE¬
RAŢIONALE, Ed.Teora, 1994

E. MARIAN -> 101 MONTAJE ELEC-
TROACUSTICE HI-FI, Ed. Tehnică, 1997
Ş. NAICU, E. MARIAN -> 101 MON¬
TAJE PRACTICE DE AMPLIFICATOARE
AUDIO DE PUTERE, Ed. Naţional,
1998

COLECŢIA REVISTEI TEHNIUM,
1980+2002

COLECŢIA REVISTEI ELECTRO-
NIQUE PRATIQUE, 1990+2000

definitorii pentru montajul H.
Adaptorul de impedanţă conţine
tranzistorul T1, amplasat în montajul
clasic de tip repetor pe emitor.
Defazorul cu 180° este format din
tranzistoarele T2 şi T4, împreună cu
componentele electrice pasive afe¬
rente. Tranzistorul T3 realizează un
stabilizator de tensiune de 12V, abso¬
lut necesar pentru buna funcţionare a
tranzistoarelor TI, T2 şi T4. Semnalul
de intrare defazat cu 180° este trans¬
mis celor două amplificatoare “de pu-

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

_înrcgistrarca_

_ŞI R€DAR€R MRGN€TICĂ_

_L _A SCMNRIO.OR_

_AUDIO_

Prof. ing. EMIL MARIAN

(Urmare din nr. trecut)

1.7.2 Efectul de autodemagnetizare

Autodemagnetizarea reprezintă micşorarea amplitu¬
dinii inducţiei magnetice remanente Bom proprie ben¬
zii magnetice, după ce înregistrarea a fost efectuată, iar
banda magnetică a părăsit zona de acţiune a capului
magnetic de înregistrare. Acest efect depinde de va¬
loarea inducţiei magnetice remanente Bp^^, de propri¬
etăţile magnetice ale benzii înregistrate şi de frecvenţa
semnalului audio înregistrat.

Este cunoscut faptul că inducţia magnetică rema¬
nentă B RE(s/ | reprezintă practic o serie de mici magneţi
permanenţi elementari, aşezaţi cap la cap. La creşterea
frecvenţei semnalului audio înregistrat, lungimea mag¬
neţilor elementari scade şi concomitent scade şi mag-
netizarea lor, din cauza apropierii polilor de semn con¬
trar a doi magneţi elementari diferiţi. Fluxul magnetic al
unui magnet elementar se închide mai uşor prin banda
magnetică decât prin aer, deoarece distanţa până la

primul pol de semn contrar al unui magnet elementar
alăturat este mai mică, mai ales în cazul frecvenţelor
înalte. Fluxul magnetic util care poate induce o tensiune
de audiofrecvenţă în bobina capului magnetic de redare
este tocmai fluxul magnetic superficial care circulă de
fapt în exteriorul benzii magnetice. Apropierea dintre
magneţii elementari implică o scădere a semnalului
electric obţinut în momentul redării, ca şi cum magne¬
tismul remanent ar scădea datorită apariţiei unui câmp
magnetic de sens contrar care se opune câmpului mag¬
netic iniţial. Acest câmp magnetic antagonist fictiv, Hd,
se numeşte câmp magnetic demagnetizant. Fenomenul
de demagnetizare apare şi în cazul magneţilor elemen¬
tari izolaţi de lungime scăzută, deoarece la un magnet
scurt forţa magnetomotoare care tinde să păstreze
remanenţa magnetului este mică faţă de reluctanţa
totală a circuitului magnetic compus mai mult din aer
(permeabilitate magnetică mică) decât din fier (perme¬
abilitate magnetică mare). Un magnet scurt şi gros tot¬
deauna se demagnetizează mai repede decât un mag-

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

net lung şi subţire. Efectul de demagnetizare mai
depinde de raportul dintre lungimea de undă a sem¬
nalului audio înregistrat şi grosimea purtătorului infor¬
maţiei magnetice stocate (banda magnetică), scăzând
odată cu creşterea raportului lor. Pentru reducerea la
minim a efectului de demagnetizare este necesar ca
raportul dintre forţa magnetomotoare coercitivă şi

de magneţi elementari aşezaţi unul deasupra celuilalt.
Câmpul magnetic generat de capul magnetic de înregis¬
trare scade odată cu depărtarea de acesta a straturilor
benzii magnetice. Datorită acestui fapt, straturile super¬
ficiale de particule feromagnetice din bandă care sunt
mai apropiate de capul magnetic de înregistrare se
magnetizează mai puternic decât cele situate mai la

f >

bondo

magnetica

înregistrata

/ t

«r i o

fi(

*i)

fafXa)

a=grosimeo benzi!

inducţia magnetică remanentă, H C /B REM , să fie cât mai
mare. Totuşi, raportul acesta nu se poate mări exagerat,
deoarece în acest caz apar dificultăţi la ştergerea înre¬
gistrării. Benzile magnetice care posedă un câmp mag¬
netic coercitiv de valoare mare sunt mai puţin sensibile
la demagnetizare. Pentru o înregistrare de calitate a
semnalelor de audiofrecvenţă, cu conţinut ridicat în
ceea ce priveşte spectrul frecvenţelor înalte, este avan¬
tajos să alegem o bandă magnetică la care raportul
H c /B rem este cât mai mare. Efectul de autodemagneti-
zare a unei benzi magnetice se poate estima prin for¬
mula dedusă experimental de Lubeck:

_L 5
k = e f * = e x
unde:

k = coeficientul de variaţie a amplitudinii semnalului
de înregistrat;

f = frecvenţa semnalului de înregistrat;
fi = frecvenţa caracteristică;

X = lungimea de undă caracteristică - lungimea de
undă pentru o bandă magnetică dată la care ampli¬
tudinea semnalului înregistrat scade până la 37% faţă
de amplitudinea semnalelor de frecvenţă joasă.

O acţiune oarecum contrară demagnetizării se pro¬
duce la redarea unei benzi magnetice imprimate, atunci
când aceasta se găseşte în contact cu capul magnetic
de redare. Această acţiune implică un efect de reabi¬
litare a înregistrării, invers proporţional cu lungimea de
undă a semnalului înregistrat. Totuşi, în acest fel nu se
poate compensa complet efectul de demagnetizare.
Fenomenul se explică prin faptul că la redare, circuitul
magnetic al polilor magneţilor elementari se închide prin
miezul capului magntic. în momentul în care magnetul
elementar părăseşte întrefierul, starea magnetică a
acestuia devine din nou cea care a fost înainte de tre¬
cerea prin faţa capului magnetic de redare.

Efectul de suprafaţă şi efectul micşorării perme¬
abilităţii magnetice a capetelor magnetice

Efectul de suprafaţă se manifestă prin scăderea
intensităţii câmpului magnetic H^p propriu unei benzi
magnetice înregistrate în direcţia grosimii ei. Acest efect
este cu atât mai accentuat cu cât lungimea de undă a
semnalului înregistrat este mai mică. Prin structura sa,
banda magnetizată este formată dintr-o serie de straturi

adâncime. Efectul este cu atât mai pronunţat cu cât
frecvenţa semnalului audio imprimat este mai mare. în
cazul imprimării semnalelor audio de frecvenţă înaltă, se
poate considera că fluxul magnetic remanent exterior al
benzii magnetice imprimate se datorează numai unui
strat superficial foarte subţire de particule magnetizate.

în această situaţie, fluxul magnetic exterior provine
numai de la particulele superficiale, iar fluxul magnetic
generat de particulele inferioare (de adâncime) nu con¬
tribuie la mărirea fluxului magnetic exterior total. O
bandă magnetică cu un strat de particule magnetice ele¬
mentare de o anumită grosime, înregistrată cu un sem¬
nal de audiofrecvenţă de nivel constant, prezintă la
redare un nivel mai ridicat al frecvenţelor joase şi un
nivel mai scăzut al frecvenţelor medii şi mai ales al celor
înalte. O altă concluzie este că la frecvenţe înalte tensi¬
unea electromotoare care apare la bornele capului mag¬
netic de redare nu depinde de grosimea stratului mag¬
netic al benzii, începând de la o anumită valoare a aces¬
tei grosimi. Totodată, la redarea frecvenţelor joase tensi¬
unea electromotoare indusă creşte pe măsură ce creşte
grosimea stratului magnetic.

în figura 19 sunt prezentate o serie de diagrame
care exemplifică variaţia tensiunii electromotoare de la
bornele capului magnetic de redare în funcţie de
grosimea stratului magnetic şi de frecvenţa semnalului
audio înregistrat. Se observă că în regiunea frecvenţelor
joase, tensiunea electromotoare creşte aproape pro¬
porţional cu grosimea stratului magnetic. în regiunea
frecvenţelor înalte, această proporţionalitate nu se mai
menţine. Peste frecvenţa de 10 kHz, diferenţa dintre ten¬
siunea electromotoare indusă de fiecare dintre cele 5
benzi magnetice testate, cu grosimi diferite, devine mi¬
nimă, deoarece în această zonă numai magneţii ele¬
mentari superficiali contribuie la crearea fluxului mag¬
netic exterior. Analizâd diagramele din figura 19 mai
rezultă faptul că micşorând mult grosimea benzii mag¬
netice, scade amplitudinea semnalului iniţial pe porţi¬
unea de joasă frecvenţă a caracteristicii amplitudine-
frecvenţă. în acest fel se poate favoriza porţiunea rezer¬
vată frecvenţelor înalte. Deoarece caracteristica de
frecvenţă a înregistrării are oricum o cădere mare în
regiunea frecvenţelor înalte datorită efectului întrefieru-
lui, autodemagnetizării şi efectului de suprafaţă, este
avantajos să utilizăm în exploatare benzi magnetice cu
un strat feromagnetic subţire. Din analiza datelor exper¬
imentale s-a observat că adâncimea de pătrundere a

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

câmpului magnetic destinat înregistrării scade dacă
întrefierul capului magnetic de înregistrare este prea
îngust sau dacă permeabilitatea magnetică a benzii
magnetice utilizate este prea mare. Din aceste consid¬
erente se utilizează benzi magnetice subţiri cu perme¬
abilitate magnetică relativ mică.

Dacă întrefierul capului magnetic de înregistrare este
prea îngust, adâncimea de pătrundere a câmpului mag¬
netic destinat polarizării de înaltă frecvenţă scade rapid,
în această situaţie straturile adânci ale benzii magnetice
se înregistrează fără polarizare, fapt care duce la
apariţia unor distorsiuni neliniare mari ale semnalului
audio înregistrat. Potrivit acestor considerente, lăţimea
întrefierului capului manetic de înregistrare nu poate fi
redusă prea mult.

Un alt aspect important îl constituie micşorarea per-

micşorarea tensiunii electromotoare induse. De aceea,
banda magnetică trebuie să adere perfect la capul mag¬
netic de redare pentru reproducerea cât mai exactă a
informaţiei stocate prin înregistrare. îndepărtarea benzii
magnetice de capetele magnetice poate fi cauzată de
murdărirea lor în timp de praf, de depunerea electrosta¬
tică a particulelor de praf pe bandă, de o ghidare
mecanică defectuoasă a benzii etc. îndepărtarea benzii
magnetice de capul magnetic de redare poate fi perma- ,
nentă, periodică sau accidentală. în cazul în care ea
este permanentă, se produce o atenuare a tensiunii
electromotoare induse, cu efecte deosebit de impor- i
tante în zona frecvenţelor înalte. Fenomenul este ,
prezentat de diagramele din figura 21. în cazul unor
îndepărtări periodice sau accidentale, în timpul redării
apare un zgomot deosebit de neplăcut.

meabilităţii magnetice efective a miezului magnetic pro¬
priu capului magnetic de înregistrare, la frecvenţe înalte.
Efectul se datorează fenomenului de expansiune a linii¬
lor de forţă ale fluxului magnetic spre suprafaţa materia¬
lului. Acest lucru se datorează curenţilor turbionari ce
apar în miezul magnetic, efect cu atât mai accentuat cu
cât grosimea tolelor din care este construit miezul mag¬
netic este mai mare. Consecinţa imediată este mărirea
artificială a reluctanţei circuitului magnetic, scăderea
fluxului magnetic care circulă prin miez, deci implicit
atenuarea tensiunii electromotoare la redarea
frecvenţelor înalte. în vederea reducerii acestui efect,
tolele din care este alcătuit miezul magnetic al capetelor
magnetice de imprimare şi redare trebuie să aibă o
grosime cât mai mică.

1.7.4 Efectul aderenţei imperfecte a benzii mag¬
netice

S-a precizat faptul că o bandă magnetică înregistrată
se poate considera ca fiind compusă dintr-o serie de
magneţi elementari, fiecare ocupând o porţiune egală cu
jumătate din lungimea de undă a semnalului audio
înregistrat - vezi figura 20. Odată cu mărirea frecvenţei,
lungimea magneţilor elementari devine tot mai mică. Pe
măsură ce creşte frecvenţa, liniile de forţă ale fluxului
magnetic util generat de magneţii elementari se închid
tot mai aproape de suprafaţa benzii magnetice. Datorită
acestui fapt, o deplasare oricât de mică a benzii mag¬
netice faţă de capul magnetic de redare duce la

Din cele expuse rezultă că este absolut necesar ca
banda magnetică şi capetele magnetice să fie menţinute
într-o stare de curăţenie perfectă. Concomitent, sistemul
de antrenare şi poziţionare mecanică a benzii magne- I
tice trebuie să asigure aderenţa perfectă a acesteia la
capetele de înregistrare şi redare.

1.7.5 Efectul dimensiunii finite a întrefierului I
capului magnetic de redare

Pentru capul magnetic de redare s-a presupus iniţial

că întrefierul este foarte mic (de ordinul zecilor de
microni), iar fluxul magnetic, la un moment dat, generat I
de magneţii elementari aflaţi pe banda magnetică înre-1
gistrată (fig. 20) poate fi considerat constant. în realitate !
nu se poate realiza fizic un astfel de întrefier, care în
mod obişnuit, la un cap magnetic de redare relativ per¬
fecţionat, are lăţimea de câţiva microni. Datorită faptului
că, în timp, capul magnetic de redare se uzează din
punct de vedere mecanic, lăţimea lui fizică se măreşte.
De la o anumită viteză de antrenare a benzii magnetice,
la frecvenţele înalte, lăţimea finită a întrefierului poate
deveni comparabilă cu lungimea de undă a semnalului
înregistrat. Acest fapt are ca efect micşorarea tensiunii
electromotoare induse în capul magnetic de redare, deci
o distorsiune liniară a semnalului de audiofrecvenţă
obţinut la bornele acestuia. Liniile de forţă ale fluxului

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

frecvenţă medie

magnetic al benzii se
închid prin miezul mag¬
netic al capului de redare
numai dacă acest drum
reprezintă, din punct de
vedere al circuitului mag¬
netic, o reluctanţă mai
mică decât drumul prin
aer (sau materialul mag¬
netic din interiorul între-
fierului). în cazul în care
lungimea de undă a sem¬
nalului audio înregistrat
este atât de mică încât
închiderea liniilor de forţă
ale fluxului magnetic se
poate face pe un drum
mai scurt în interiorul
întrefierului, este evident
că fluxul magnetic se
închide în cea mai mare
parte prin întrefier, şi nu
prin circuitul capului mag¬
netic de redare. în
caz tensiunea electromo¬
toare indusă în capul
magnetic de redare
scade apreciabil. Dacă
lungimea de undă a sem¬
nalului audio înregistrat este egală cu lăţimea întrefieru¬
lui, tensiunea electromotoare este nulă.

în figura 22 sunt reprezentate trei situaţii: în primul
caz, lungimea de undă a semnalului înregistrat este cu
mult mai mare decât lăţimea 8 a întrefierului. Se
observă că majoritatea liniilor de forţă ale fluxului mag¬
netic se închid prin miezul magnetic al capului de
redare. în cazul nr. 2, lăţimea întrefierului este egală cu
jumătate din lungimea de undă la
semnalului audio înregistrat. în
această situaţie se obţine o tensiune
electromotoare atenuată, dar de o va¬
loare acceptabilă. în cazul în care
lungimea de undă scade şi mai mult,
devenind comparabilă cu lăţimea
întrefierului (cazul nr. 3), tensiunea
electromotoare este nulă, deoarece
majoritatea liniilor de forţă ale fluxului
magnetic se închid prin întrefier.

Efectul dimensiunii finite a între¬
fierului se poate exprima matematic cu
ajutorul relaţiei:

. 7lS

sin—

E = E 0 *

unde:

E = amplitudinea
f.e.m. induse în capul
magnetic de redare;

8 = lăţimea între¬
fierului;

A. = lungimea de
undă a semnalului
audio înregistrat.

Datorită faptului că
la frecvenţe joase
raportul 8/A. este foarte
mic, se poate face
aproximaţia sint(7i8/X)
= aprox. tiS/A., iar E =
Eo = kf. în momentul în
care lungimea de
undă scade la dublul
valorii întrefierului (8 =
se obţine:

7t8

sin-

. ji
sin—
2

0,63 Eq

în cazul în care lungimea de undă scade şi mai mult,
se observă faptul că atunci când 8/A. = 1, rezultă E = 0.

în figura 23 este prezentată diagrama atenuării ten¬
siunii electromotoare E în funcţie de raportul 8/A..

12 -

16 --

cazul în
care raportul 8/A. are valoarea
unitară sau este multiplu de
numere întregi, atenuarea ten¬
siunii electromotoare este
infinită (practic totală).

(Continuare în nr. viitor)

TEHNIUM martie 2006

HI-FI

pricepând cu acest număr al revistei, în scopul
. I familiarizării cititorilor cu realizări deosebite în
I domeniul HI-FI, vor fi prezentate schemele unor
amplificatoare audio realizate de firme cu renume în
domeniu.

După succesul avut cu amplificatorul QUAD 405,
specialiştii firmei ACOUSTICAL MANUFACTURING
COMPANY au lansat în anul 1987 amplificatorul QUAD
306; pe baza acestuia au fost realizate ulterior amplifi¬
catoarele QUAD 520F, QUAD 606, QUAD 707, QUAD
99 şi QUAD 909.

Principalele caracteristici tehnice sunt următoarele:
Putere de ieşire: 50W/8Q-70W/4Q

Distorsiuni: 0,01% la 20 Hz, 50W/8Q

0,01% la 1 kHz, 50W/8Q
0,03% la 20kHz, 50W/8Q
Impedanţa de ieşire: 0,05Q în serie cu 1,5pH
Tensiune de nul: 7mV

Răspuns în frecvenţă: 0,25 dB la 20Hz şi 20kHz
1 dB la 13Hz şi 40kHz

Sensibilitate: 375 mV pentru 50W/8Q

Impedanţa de intrare: 20 kQ
Zgomot 100 dB

Putere consumată: max. 240 W

Semnalul de intrare este aplicat prin intermediul fil¬
trului de înaltă frecvenţă R1, CI tranzistorului TI,
repetor pe emitor; în circuitul de emitor acesta este ali¬
mentat cu ajutorul generatorului de curent realizat cu cir¬
cuitul J503. Semnalul audio este amplificat în etajul cas-
cod realizat cu tranzistoarele T3 şi T2, a cărui sarcină
este de tip activ, fiind realizată cu circuitul integrat LM
334, configurat ca generator de curent.

Semnalul este amplificat în continuare cu ajutorul
tripletului T5, T6, T7, tranzistorul T7 având funcţia de
etaj clasă “A” şi de etaj de comandă a tranzistoarelor
finale.

Etajul final este realizat cu tranzistoarele T9, T8, TIO,
fiind asemănător cu cel folosit în amplificatorul QUAD
405; la nivel redus, amplificatorul lucrează în clasă A; la
creşterea nivelului, căderea de tensiune pe R24 şi R25
depăşeşte pragul de deschidere al diodelor D5-D7 şi
intră în funcţiune etajul final clasă B.

Compensarea distorsiunilor de trecere se realizează
cu ajutorul punţii C8, R22, R24, R25, L3; spre deosebire
de amplificatorul QUAD 405, condensatorul de compen¬
sare C8 este conectat în emitorul lui T3, obţinându-se
un echilibru mai bun al punţii şi dostorsiuni mai reduse.

Tensiunea de nul pe sarcină este menţinută cu aju¬
torul circuitului integrat ICI = TL0271, conectat ca inte¬
grator cu constanta de timp x = R33C3; tensiunea de
eroare obţinută la ieşirea amplificatorului operaţional
este aplicată prin intermediul divizorul rezistiv R6, R7
etajului de intrare.

Tensiunea de alimentare de +40,6V şi -37,9V faţă de
masă este obţinută cu ajutorul etajului realizat cu
tranzistoarele T11 şi TI 2.

Protecţia la suprasarcină este realizată cu un etaj
limitator clasic realizat cu tranzistorul T4 şi piesele afe¬
rente; la depăşirea curentului maxim admis, căderea de
tensiune de pe R23 produce deschiderea tranzistorului
T4, iar dioda Dl3 limitează semnalul audio aplicat în cir¬
cuitul de bază al tranzistorului T5.

Componentele C4, R11, C5, LI realizează limitarea
benzii audio în domeniul frecvenţelor înalte.

Tranzistoarele T7, T8, T9 şi TIO se montează pe un
radiator comun.

Inductanţa L3 = 1,5pH are cca 20 spire Cu-Em 01
mm bobinate pe 010 mm.

în scopul obţinerii unor performanţe superioare, cele
două canale au circuitele de alimentare separate; de
asemenea, între masa de intrare şi şasiu este conectat
grupul R32, CI 2.

Datorită structurii schemei şi faptului că nu necesită
reglaje, QUAD 306 se distinge prin stabilitate, perfor¬
manţe ridicate, obţinute în condiţiile fabricaţiei de serie.

Componentele folosite au următoarele echivalenţe:

40872 = BD242C, MPSA 43 = BF420A, MPSA 93 =
2N5401, 17556 = 2N3773, ZTX650 = BD241C, ZTX750
= BD242C, TL0271 = TL071.

TEHNIUM martie 2006

Q U A D 306 service data

HI-FI

TEHNIUM martie 2006

LA CEREREA CITITORILOR

TRANSFORMATOARE

ELECTRICE TOROIDALE

CU MIEZ FEROMAGNETIC

Prof. ing. EMIL MARIAN

(Urmare din nr. trecut)

EXEMPLU DE CALCUL

Se cere dimensionarea unui transformator toroidal
având cunoscute următoarele date de calcul:

Ui = tensiunea de reţea
U 2 i = prima tensiune secundară
U 2 2 = a doua tensiune secundară
U 23 = a treia tensiune secundară

1 21 = primul curent secundar

1 22 = al doilea curent secundar

1 23 = al treilea curent secundar
Impedanţa de

sarcină: rezistiv -
inductivă

încălzirea ma¬
ximă: At° max = 30°C
Mijloace de răcire
- răcire naturală în
incintă închisă

- Calculul puterii
aparente secundare S 2

S 2 = U 2l!21 +

U 22 l 22 + U 23 l 23

- Calculul puterii
aparente primare SI

Considerând o
pierdere de cca 5%

(datorată pierderilor
totale ale transfor¬
matorului)

S-| = 1,05 S 2

- Calculul curen¬
tului nominal din
înfăşurarea primară II

h-Sl

1 U,

- Calculul secţiunii miezului feromagnetic
Are = (1,2+1,3)

Se consultă diagrama din figura 8 şi se stabileşte
coeficientul de multiplicare, m, aflat între valorile
1,2-M ,3. Dar să nu uităm că miezul feromagnetic A FE
urmează a fi consolidat cu răşini şi adezivi care nu
reprezintă material feromagnetic,
deci

=E. Pen-

i (Im

A F f util = A fe (1,05+1,1)

- Calculul numărului de volţi pe spiră
Pornind de la relaţia definitorie e = 4,44 fBA FE

tru ca miezul toroidal să nu se încălzească peste limitele
stabilite iniţial, s-a ales
B = (1,2+1,3) T

Recomand alegerea B = 1,22 T

- Calculul numărului de spire
Având definite f = 50 Hz, B = 1,22 T şi A FE , obţinem

imediat numărul de spire pe volt din relaţia:
e = 4,44 f B A fe

Numerele de spire se calculează conform relaţiilor:

U 1

N 1= -

N 21 =

n 22 =

n 23 =

S[VA]

500

1000

Calculul
diametrelor con¬
ductorilor de bobi-
naj

Pentru o

încălzire “rezo¬
nabilă” a

înfăşurărilor, prac¬
tica a stabilit că densitatea optimă de curent J pentru un
conductor de bobinaj al unui transformator trebuie să se
încadreze în valorile J = Icond/A cond. = 2,5-^3,5 A/mm 2 .

Pentru o încălzire “fără probleme” recomand o densi¬
tate de curent J = 2,5 A/mm 2 .

în tabelul 4 sunt prezenate grosimile (diametrele)
conductoarelor de bobinaj pentru o densitate de curent
J = 2,5 A/mm 2

Având valoarea curentului nominal, se poate alege
imediat valoarea optimă a diametrului conductorului de
bobinaj.

Tot în tabelul 4 este prezentat un parametru practic
deosebit de important, şi anume factorul de umplere al
bobinajului, E, = numărul de spire pe cm 2 cu sau fără izo¬
laţie între spire. Cu ajutorul lui vom putea calcula rapid
aria ce reprezintă suprafaţa totală ocupată de bobine.

- Calculul secţiunii bobinajului, A BO b

TEHNIUM martie 2006

LA CEREREA CITITORILOR

y^{i_ _ ^ţi_ N 21 N 22

A B OB= - z + * +

diametrul interior al

1=1 ^1 ^21 ^22 ^23

- Calculul diametrului interior pentru bobinajul torului
feromagnetic, Dl

D 1 = Rjnt ~ °> 4 mm

unde D| N j = diami
torului magnetic

d INT = Va FEUTIL

- Calculul lungimii de bobi-
naj iniţial (pe interiorul toru¬
lui), LI

L-j = 7t x D-j

- Calculul grosimii
straturilor de bobinaj
pentru fiecare bobină

1 i, l,

h ^21

h 21 = T~

^21 ^-1 ^1

h 22= ~

^22 1-1 ^(hl"*"^2l)

REALIZAREA PRACTICĂ A TRANSFORMATORU¬
LUI TOROIDAL

Menţionez faptul că, deşi avem toate datele tehnice
ale problemei, realizarea practică a transforma¬
torului de acest tip nu este deloc
simplă.

Dar cu MUNCĂ şi cu
Q RĂBDARE, construc¬

torul amator va
MIEZ FEROMAGNETIC transforma

datele tehnice
calculate
î n t r - u n
transfor-
bandă m a t o r

ELECTROIZOLANTÂ foarte

bun,cu o
aplicabi-
I i t a t e
— extrem

de extin¬
să.

Pro¬
blema
practică se
împarte în
două
domenii dis¬
tincte:

realizarea
miezului magnetic
toroidal din tablă sili-
cioasă cu grăunţi orientaţi;

- realizarea bobinelor transfor-

N 23 1

23 ^23 Li - tt(h, + h 21 + h 22 )

Se verifică imediat dacă suveica de bobinaj încape
pe diametrul interior al transformatorului toroidal,
deoarece grosimea totală hy a bobinajului este:

hy = hi +hp-i +hpp+hp3,

iar diametrul delucru al suveicii este:

D lucru < D r 2h T
- Calculul lungimii înfăşurărilor

matorului.

Realizarea miezului magnetic

Miezul magnetic toroidal se construieşte, aşa cum
am menţionat anterior, din tablă silicioasă cu grăunţi ori¬
entaţi. Având calculată secţiunea miezului magnetic
Areutil râmâne o secţiune pătrată a, a acestuia, deci

FEUTIL

Se vor debita fâşiile de tablă silicioasă cu grăunţi ori¬
entaţi, cu lăţimea tolei a, OBLIGATORIU paralele cu
direcţia de laminare a acesteia.

Se construieşte un şablon din lemn cu grosimea a, în
care se practică o gaură având diamtrul interior D|^y:
D|mţ = D^xy TOR + mm = 4a + 0,5 mm
uncie

D|NT = diametrul şablonului
D^xţ TOR = diametrul exterior al torului din tablă
silicioasă

a = grosimea egală cu lăţimea torului (deja calculate)
Se pregătesc fîşiile exterior al torului din tablă sili¬
cioasă

A = grosimea egală cu lăţimea torului (deja calculate)
Se pregătesc iniţial prin roluire fâşiile de tablă sili-

LB 2 3 = 4

Vă

FEUTIL

+ ■

'23

Pentru a nu avea “surprize”, în sen¬
sul că nu ne ajunge conductorul de
bobinaj, am adoptat o soluţie “acoperi¬
toare” pentru toate situaţiile practice.

TEHNIUM martie 2006

LA CEREREA CITITORILOR

cioasă cu grăunţi orientaţi, folosind un dorn de lemn cu
diametrul exterior

sF9i^roduc succesiv în şablon dinspre exterior spre
interior, fâşiile de tablă silicioasă cu grăunţi orientaţi,
având grijă ca între capetele a două fâşii să nu existe
spaţiu. Completarea torului se face până la obţinerea
grosimii lui de cca a + 2 mm. Cu o serie de pene din
lemn, introduse alternativ şi succesiv în interiorul torului,
se presează acesta astfel ca în final să obţinem un tor
“compact” fără goluri sau cu diverse îndoiri. Se face o
primă rigidizare a torului folosind o răşină electroizolan-
tă (fără să umectăm penele sau şablonul). Se poate
folosi şi un adeziv de tip UHU PLUS, PICĂTURA etc.

Se scot penele şi, ulterior, torul din şablon.

Se face o a doua impregnare cu lac electroizolant. în
final obţinem o construcţie mecanică rigidă, asemănă¬
toare cu un covrig, care reprezintă viitorul miez mag¬
netic al transformatorului toroidal. Se are grijă ca
diametrul interior al torului D !NT să nu fie mai mare
decât:

Dimt = 2a

având lăţimea de cca 2 mm şi lungimea de cca 400 mm
(vezi figura 10).

Se încarcă suveica cu primul conductor al înfăşurării
primare, a cărui lungime a fost calculată. La lungimea
totală se mai adaugă cca 200 mm pentru terminalele
bobinei.

Bobinajul începe prin fixarea torului izolat electric în
menghină, după care se trece succesiv prin interiorul
torului suveica cu conductorul de bobinaj.

Pe interiorul torului se amplasează spiră lângă spiră,
iar ia exterior ele vor fi oarecum distanţate, având grijă
însă ca să fie paralele cu axa centrală de simetrie a toru¬
lui.

Bobinajul se realizează “tensionând” conductorul de
bobinaj astfel încât spirele bobinei să fie strict “lipite” de
tor. Dacă înfăşurarea primară include mai multe straturi,
acestea se izolează unul de altul obligatoriu folosind
aceeaşi tehnologie ca şi la izolarea torului de tablă sili-,
cioasă.

Se folosesc pentru izolaţie benzile de hostafan,
material electroizolant foarte bun şi totodată cu o mare
conductibilitate termică, ce va ajuta la răcirea naturală a
torului şi a bobinelor transformatorului. începutul şi
sfârşitul bobinei se rigidizează folosind aţă din mătase,
completată pentru fixarea mecanică cu o picătură de lac
electroizolant.

Numărul de spire al înfăşurării primare trebuie să
fie identic cu cel calculat.

Dacă se ţine cont (depinde
de impedanţa de
sarcină)
d e

Realizarea
bobinajelor

Pentru realizarea bobinelor, torul din tablă sili¬
cioasă trebuie pregătit iniţial. în primul rând el nu tre¬
buie să prezinte muchii tăioase atât pe interiorul cât şi
pe exteriorul pătratului de revoluţie, care prin rotaţia sa
defineşte torul de secţiune a 2 .

Pentru acest lucru se va realiza o “rază de lucru”
pentru muchiile interioare şi exterioare ale torului de cca
0,1 mm. Raza se realizează folosind în acest scop recti¬
ficarea cu şmirghel fin.

După ce muchiile torului au fost rotunjite, el se
izolează electric, utilizând benzi de hostafan sau
melinex cu lăţimea de cca 10 mm şi o grosime de cca
0,1^0,15 mm.

Acoperirea începe din interiorul torului spre exterior
printr-o “bobinare” succesivă a torului. Modul de lucru
este prezentat în figura 9.

Iniţial torul se prinde într-o menghină ale cărei fălci
au fost “dublate” de două prisme din lemn de brad.

Se evită cu stricteţe zgârierea torului sau a izolaţiei
acestuia.

înnădirea benzilor electroizolante din hostafan se
poate face folosind un adeziv de tip PICĂTURA sau
asemănător. După izolarea torului miezul magnetic izo¬
lat cu bandă de hostafan se impregnează folosind un lac
electroizolant subţire.

Având torul izolat electric, se trece la realizarea
bobinelor. Iniţial se confecţionează o suveică din placaj

căderea de tensiune în sarcină, se poate majora
numărul de spire al înfăşurărilor secundare. Faptul duce
însă la mărirea lungimilor conductoarelor de bobinaj
destinate înfăşurărilor secundare (atenţie la lungimile
totale ale conductoarelor de bobinaj). în mod similar cu
procedura aplicată înfăşurării primare se realizează şi I
înfăşurările secundare.

Se are grijă ca fiecare strat al bobinelor să fie izolat
cu hostafan. După realizarea bobinajelor, torul bobinat |
se impregnează obligatoriu folosind un lac electroizolant
cu uscare la rece.

Recomand impregnarea prin imersie. După bobina-
rea şi impregnarea torului, acesta va fi prevăzut ulterior
cu toate elementele din dotarea unui transformator
obişnuit (piese de fixare mecanică, placă de borne etc.)
care nu mai ridică nici o problemă (vezi figura 11). După
parcurgerea acestor operaţii tehnologice (dificile pentru
constructorul amator, dar altfel nu se poate!) suntem îr
posesia unui transformator toroidal dintre cele mai per¬
formante, care îşi va confirma pe deplin calităţile esti¬
mate iniţial.

TEHNIUM martie 2006

LA CEREREA CITITORILOR

BIBLIOGRAFIE

1. CONSTANTIN GHIŢĂ, ELEMENTE FUNDAMEN¬
TALE DE MAŞINI ELECTRICE, Editura PRINTECH,
Bucureşti, 2002

2. CONSTANTIN GHIŢĂ, CONVERTOARE
ELECTROMECANICE, Editura I.C.P.E., Bucureşti, 1998

3. CORNELIA CEPIŞCA, COSTIN CEPIŞCA,
MIRCEA COVRIG, ELECTROEHNICA - TRANSFOR¬
MATOARE Şl MOTOARE ELECTRICE, Editura I.C.P.E.,
Bucureşti, 2000

4. R. MĂGUREANU, MAŞINI ELECTRICE SPE¬
CIALE PENTRU SISTEME AUTOMATE, Editura
Tehnică, Bucureşti, 1980

5. ION S. GHEORGHIU, AL. FRANSUA, TRATAT DE
MAŞINI ELECTRICE, Editura Academiei R.S.R.,
Bucureşti, 1972

6. ANDREI NICOLAIDE, MAŞINI ELECTRICE,
Editura Scrisul Românesc, Craiova, 1975

Date cu privire la conductorii de CuEm folosiţi la realizarea bobinajelor Tabelul 4

DIMENSIUNEA
0 [mm]

SECŢIUNEA

[mm*]

CURENT

MAXIM

ADMISIBIL

[mA]

REZISTENŢA

mim]

JNIt SPlUK/cm*]

CU IZOLA¬
ŢIE INTRE
STRATURI

FĂRĂ IZOLA¬
ŢIE ÎNTRE
STRATURI

0.05

0.00180

&K5

13250

16150

0.00

0.00283

6.15

10 25»

31 c;o

0.07

0.00885

4.62

3 330

ii o O

0.08

0.0(1503

3.46

7170

8 I'U)

o.ou

0.00636

2.73

6 97(1

(i 800

0.1

0.00785

2.21

4 400

Oi 00

0.12

0.01131

1.637

8190

4 210

0.16

0.01707

0.983

2 200

2 8KU

0.18

0.02546

0.082

1 730

2 OfHj

0.2

0.03142

0.552

1 4G6

1715

0.22

0.03801

115

0.457

1210

1 460

0.25

0.04909

147

0.354

978

1140

0.28

0.06158

188

0.282

813

925

0.3

0.070G9

216

0.240

722

S07

0.35

0.08621

293

0.1806

530

594

0.4

0.1257

315

0.1383

350

470

0.45

0.1590

400

0.1092

277

371

0.5

0.19G4

490

0.0885

224

300

0.55

0.237G

530

0.0731

300

254

0.G

0.2827

660

0 0615

162

200

0.G5

0.3318

760

0.0524

140

1BG

0.7

0.3848

0.0462

325

153

0.8

0.5027

1150

0.0346

95.5

117

0.9

0.G3G2

1460

0.0274

1.0

0.7854

1800

0.0221

1.1

0.9503

2 200

0.01829

48,6

1.2

1.131

2000

0.01536

40.5

1.3

1.3-7

2 750

0.01310

34.6

44.5

1.4

1.530

3 200

0.01129

1.5

1.7G7

3 500

0.00984

26.5

33.5

1.6

2.011

4000

0.00863

1.8

2.545

6100

0.00633

3.142

G 300

0.00550

35.6

2.2

3.801

7 G00

0.00456

14.6

16.5

2.6

4.9(10

9 900

0.00354

32.2

2.8

6.158

12 300

0.00283

11.6

7.069

14 000

0.00240

8.5

TEHNIUM martie 2006

LABORATOR

A lături de ustensilele
specifice, bucătăria
zilelor noastre pre¬
supune şi existenţa unui
cronometru de laborator, deoarece
ea însăşi este un laborator. în ma¬
gazinele de specialitate, cronome-
trele de bucătărie sunt practic
întotdeauna mecanice şi din acest
motiv soneriile acestora
funcţionează doar câteva secunde,
deoarece forţa arcului este foarte
redusă şi ea trebuie să asigure, în
primul rând, funcţia de măsurare a
timpului.

In acest scop îşi
dovedeşte utilitatea
adăugarea unei
alarme electronice,
declanşată de
ciocănelul soneriei
mecanice.

Problema spaţi¬
ului nu poate fi
luată în conside¬
rare, deoarece,
oricât de miniatu¬
rizat ar fi un
cronometru
mecanic, între
mecanismul de
ceas şi carcasa
exterioară încap
mult mai multe
componente elec¬
tronice decât cele
prezentate în
schema alăturată.

Montajul este
alcătuit dintr-un
tiristor (TI) care
declanşează alar¬
ma electronică (,)
în momentul m
care se închide
contactul (K1),
acţionat de

ciocănelul crono-
metrului mecanic.

Pentru dezamor¬
sarea tiristorului şi
întreruperea alarmei
apăsat întrerupătorul K2.

Alimentarea montajului este
asigurată de trei baterii de tip
AGI 3.

Dificultăţile aparente ce trebuie
învinse sunt următoarele:

- procurarea alarmei electro¬
nice propriu-zise (.);

- realizarea întrerupătorului K1;
- realizarea unui suport pentru
bateriile AGI3.

CRONOMETRU
MECANIC
cu ALARMĂ
ELECTRONICĂ

Pagini realizate
de KULIN MAXIMILIAN,
Ploieşti

Alarma electronică poate fi
recuperată împreună cu difuzorul
piezoelectric de la un ceas elec¬
tronic analogic, găsibil aproape la
orice tarabă, la preţul unui bilet de
tramvai.

întrerupătorul K1 poate fi con¬
fecţionat dintr-o fâşie de tablă
foarte subţire, lipită cu orice adeziv
modern (ex. PICĂTURA) de supor¬
tul din plastic al mecanismului de
ceas, în dreptul ciocănelului.

Carcasa metalică (clopotul) în care
loveşte ciocănelul şi lamela din
tablă vor alcătui întrerupătorul nor¬
mal deschis K1.

Suportul bateriilor AGI3 constă
în prinderea solidară a acestora cu
bandă izolatoare din plastic, la
capete având mici discuri din tablă,
de care sunt cositorite legăturile
electrice.

Rolul funcţional al componen¬
telor ce alcătuiesc montajul elec-1
tronic este următorul:

- tiristorul TI are rolul unug
întrerupător care alimentează (sau,

nu) alarma elec¬
tronică. El poate fi I
de tipul TI N05;

- R1 limitează
curentul prin mon¬
tajul electronic la
valoarea maximă
de 25 mA;

- R2 determină
tensiunea de
1.6...1.9V la bor¬
nele alarmei elec¬
tronice. Fără
această rezistenţă
alarma nu ar
funcţiona, de¬
oarece la prima
pauză sonoră,
când consumul de
curent electric este
practic zero, tiris¬
torul ar fi dezamor¬
sat;

- CI creşte
intensitatea sonoră
a alarmei electro¬
nice fără să crească
şi tensiunea la bor-l
nele acesteia;

- C2 se încarcă
la fiecare izbitură a
ciocănelului în
clopotul metalic,!
până când impulsul
electric pe poarta
tiristorului atinge

valoarea la care poate produce
amorsarea (tiristorului);

- K1 este un întrerupător
miniatural NÎ, care în mod normal
trebuie amplasat în zona supe¬
rioară a carcasei cronometrului,
pentru a fi uşor accesibil.

Practicând o gaură 03 în car¬
casa cronometrului, în dreptul difu¬
zorului piezoelectric, alarma elec¬
tronică va fi auzită de gospodină
de la distanţă de câteva camere.

TEHNIUM martie 2006

LABORATOR

P entru acţionarea unor
consumatori cu puteri
diferite, mai mari sau mai
mici, alimentaţi în curent continuu la
diverse tensiuni, este practic să
avem în dotare un redresor cu ten¬
siune variabilă, stabilizată, ce poate
fi vizualizată prin intermediul unui
instrument de măsură ataşat sursei.

O astfel de schemă electronică
deosebit de simplă - dar foarte efi¬
cientă - pentru reglarea continuă a
tensiunii electrice în intervalul
1.3...24V şi amperaj mare (stabilit
de constructorul amator) este
expusă în figura alăturată.

Montajul este compus dintr-un
transformator (TR1) de putere con¬
venabil aleasă, care furnizează în
secundar tensiunea de maximum
27V; o punte redresoare pe care
fiecare constructor o va realiza în
funcţie de amperajul maxim cerut
de consumatorii pe care va trebui
să-i alimenteze; filtrajele şi depara¬
zitările corespunzătoare; circuitul
integrat regulator de tensiune
LM317; divizorul de tensiune
(P1/R2) pentru comanda circuitului
integrat; un anumit număr de
tranzistoare de putere (Tzl, Tz2
etc.), stabilit de constructor în
funcţie de amperajul absorbit de
consumatori; instrumentul de
măsură (IM), care va indica tensi¬
unea reglată şi amperajul con¬
sumat.

Componentele montajului elec¬
tronic şi rolul lor funcţional sunt
următoarele:

- CI şi C4 sunt condensatoare
pentru filtrarea curentului electric şi
este recomandat să aibă valori cât
mai mari, spre exemplu
1000pF/50V;

- R1 şi R6 sunt rezistenţe de
balast, care au rolul de a descărca
condensatoarele electrolitice de fil¬
trare, atunci când noua tensiune
electrică reglată este mai mică
decât cea precedentă. Valoarea lor
poate fi cuprinsă între 5 şi 10kQ;

- C2 are rol de antiparazitare şi
valoarea de 0,1|iF/50V;

-Grupul PI, R2 reglează tensi¬
unea de ieşire a alimentatorului.
Potenţiometrul PI are valoarea de
4,7kQ (pentru tensiunea de ieşire

de 24V, iar rezistenţa R2 are va¬
loarea de 200-300Q (pentru tensi¬
unea minimă de ieşire a alimenta¬
torului de 1,3V);

- R3 este un şunt pentru
potenţiometrul PI şi este necesară
numai în cazul în care trebuie
micşorată valoarea rezistenţei
potenţiometrului PI;

- D5 şi D6 au rol de protecţie şi
sunt de tipul 1N4004;

- C3 asigură un plus de calitate
grupului ce comandă circuitul inte¬
grat şi are valoarea cuprinsă între
10 şi 22nF/50V;

-Tzl, Tz2 etc. sunt tranzistoare
de putere comandate de tensiunea
de ieşire din LM317 şi pot fi de tipul
2N3055. Cu cât vor fi mai multe

REDRESOR

STABILIZAT

LM317

tranzistoare, cu atât solicitarea ter¬
mică a acestora şi a radiatorului va
fi mai mică;

- R4 şi R5 sunt rezistenţe de
egalizare a curenţilor ce străbat
tranzistoarele de putere şi se reco¬
mandă ca acestea să aibă valori
mici, spre exemplu 0,22f2, şi pu¬
terea de minimum 1W;

- IM este instrument de măsură,
adaptat ca voltmetru prin rezistenţa
adiţională R7 şi ca ampermetru prin
şuntul R8;

- K2 este un comutator cu 6 pini,
apt să reziste amperajului absorbit
de consumator. Cu ajutorul lui
alegem funcţia pe care trebuie să o
îndeplinească instrumentul de
măsură IM, respectiv voltmetru sau
ampermetru;

- K1 este un întrerupător de
reţea, care trebuie să fie protejat
pentru tensiunea de 220V;

- Siguranţa are valoarea impusă
de puterea maximă ce o poate de¬
bita această sursă reglabilă;

- Becul de control este alimentat
de o înfăşurare suplimentară a
transformatorului TR1, dar mai sim¬
plă ar fi utilizarea unui indicator cu
neon sau a unui LED.

Observaţii

1. Circuitul integrat LM317 va fi
montat pe acelaşi radiator împre¬
ună cu tranzistoarele de putere Tzl,
Tz2 etc.

2. Pentru reglarea fină a tensiunii
redresate poate fi utilizat un
potenţiometru multitură.

3. în cazul în care alegeţi vari¬
anta carcasei metalice pentru
redresor, aceasta va fi utilizată şi ca
radiator, simplificând mult con¬
strucţia aparatului.

TEHNIUM martie 2006

LABORATOR

DISPOZITIV.

pentru VERIFICAREA
TELECOMENZILOR-

VASILE-ION DIACONESCU

în depanarea TV, de multe ori este nevoie de
diverse aparate de verificare şi control. Excepţie
nu face nici operaţia de verificare a telecomen¬
zilor. Un montaj simplu şi eficient în acest scop
este prezentat m continuare.

Articolul se doreşte a fi o continuare şi, în acelaşi
timp, o completare la articolul din numărul 1/2004 al
revistei TEHNIUM, unde se prezenta o metodă sim¬
plă şi eficientă de
recondiţionare a

(TO-92)

CAPSUlA DC KAATtC

tastelor unei tele¬
comenzi.

Schema are la bază
un senzor de radiaţii
infraroşii produs de
firma Vishay Tele-
funken. Alăturat sunt
prezentate capsulele
cele mai întâlnite pen¬
tru stabilizatorul de 5V,
senzorul IR TSOP1738
şi tranzistorul BC557.

Pentru senzor, pinul
depărtat este cel de
ieşire, Vs (cel din
mijloc) este pinul pen¬
tru tensiunea de ali¬
mentare, iar GND este pinul de masă.
Privind din faţă (partea bombată), dis¬
punerea pinilor este (de la dreapta la
stânga): ieşire, alimentare şi GND.

Pentru a ne putea da seama dacă
senzorul recepţionează ceva, ieşirea

va trebui legată la un dispozitiv de

afişare: un simplu LED. După cum se

observă în schema din figura alătu¬
rată, ieşirea senzorului TSOP1738
comandă un tranzistor care are în cir¬
cuitul de colector un LED.

Pentru alimentarea senzorului se
va folosi o tensiune de 5V, obţinută
prin stabilizare cu 78L05 din tensiunea
de 9V. Condensatorul de 4,7pF rea¬
lizează filtrarea tensiunii de alimentare
în cazul alimentării montajului de la o

LA BATERIE

SLNZUR

Dispunerea pieselor şi
vederea cablajului prin trans¬
parenţă

Cablajul văzut dinspre
faţa cu lipituri

sursă de tensiune cu transformator şi redresor.
Rezistenţa poate fi de 470, 560 sau 680Q.

Funcţionarea este foarte simplă: la primirea unui
semnal în infraroşu, senzorul va converti această
informaţie într-un tren de impulsuri; acestea, la rândul
lor, vor acţiona tranzistorul, punându-l în conducţie
intermitent; LED-ul se va aprinde şi stinge foarte
repede, asemenea unei “semnalizări" foarte rapide.
Montajul are o sensibilitate foarte mare, sesizând
semnale de la distanţe relativ mari şi chiar şi atunci
când telecomenzile nu sunt
îndreptate spre el.

Ca echivalent pentru
TSOP1738 se poate folosi
TSOP1736. Se recomandă ca
întregul montaj să fie introdus
într-o cutie, cu senzorul montat
spre exterior (cu partea bom¬
bată); alimentarea se poate
face de la o baterie de
9V fixată tot în cutie;
legătura între baterie
şi montaj se poate
face cu un conector
special pentru bateriile
de 9V, care se găseşte
în comerţ; un între¬
rupător pentru

deconectarea alimen¬
tării se poate monta
tot pe un perete exteri¬
or al cutiei.

în încheiere, câteva
sfaturi în caz de
nefuncţionare a tele¬
comenzii: 1) curăţirea
contactelor de la
baterii; 2) curăţirea tastaturii şi a cabla¬
jului cu alcool izopropilic; 3) verificarea
LED-ului emiţător al telecomenzii,
tranzistorului final, cuarţului; se vor
inspecta atent şi traseele de cablaj.
Atenţie: recepţionând semnale de
aproximativ 38kHz, montajul poate să
nu fie sensibil la unele tipuri de tele¬
comenzi care emit pe alte frecvenţe
(115kHz, în cazul unor telecomenzi
pentru receptoare satelit). Montajul
testat a recepţionat semnale de la
diverse telecomenzi pentru TV, CD
player şi chiar de la telecomenzi pentru
TV-Tuner.

Schema cablajului şi dispunerea
pieselor pe placă sunt date în figurile
alăturate.

GNO

f <

_ /

TEHNIUM martie 2006

LABORATOR

Aceste circuite integrate conţin 4 numărătoare cu cir- plexate intern şi sunt decodate de un circuit BCD-7 seg-

cuite de stocare (Latch). Cele 4 numărătoare sunt mulţi- mente pentru a acţiona afişoare cu catod comun.

MMC 22925

MMC 22926/7/8

-c

1 16

VDD d £

1 18

] VDD

* [

] ° • c

3 c

f [

3 b f C

3 b

• c

] * 9

3 *

LATCH ENABLE £

] RESET XATCH ENABLE Q

J CARRY OUT

Aout Q

CLOCK DISPLAV SELECT £

^ RESET

Bout £

Dout Aout £

J CLOCK

VSS £

8 9

^ Cout Bout |”

Dout

VSS jf

9 10

Cout

MMC 22925

VDD

CLOCK

vss

TEHNIUM martie 2006

LABORATOR

Curentul maxim pentru un segment este de 40mA.
Pentru multiplexare exterioară sunt disponibile 4 ieşiri
Aout, Bout, Cout, Dout, cu un curent maxim de ieşire de
ImA. Multiplexarea este comandată de un oscilator
intern (fără componente externe) având frecvenţa la
ieşire de aproximativ 1 kHz. Frecvenţa maximă de lucru
a numărătoarelor este de 4MHz, cu comutare pe frontul
negativ al semnalului de ceas. Un nivel “1” pe intrarea de
RESET aduce toate numărătoarele la zero, inclusiv şi
ieşirea CARRY OUT în “0” logic. Un “0” logic pe intrarea
LATCH ENABLE determină memorarea conţinutului
numărătoarelor în circuitele de stocare. Nivelul “1” pe
intrarea DISPLAY SELECT selectează cifra din numără¬
tor pentru afişare, iar pentru nivel “0” selectează cifra
memorată în circuitele de stocare.

Circuitul MMC22925 (capsula cu 16 pini) conţine 4
numărătoare decadice, o intrare de ceas CLOCK,
RESET, LATCH ENABLE şi ieşirile pentru multiplexare-
afişare. Circuitul MMC 22926 (capsula cu 18 pini) este
asemănător cu MMC22925, dar conţine în plus intrarea

DISPLAY SELECT şi ieşirea CARRY OUT, utilizată pen¬
tru cascadarea numărătoarelor în diverse aplicaţii (trece
în “1” când numărătoarele ating valoarea 6000 şi revine
în “0” când numărătoarele sunt în 0000).

Circuitul MMC22927 este asemănător ca structură
circuitului MMC22926, cu excepţia celui de al doilea
digit mai semnificativ, care divizează cu 6 şi nu cu 10.

Circuitul MMC22928 este asemănător cu
MMC22926, cu excepţia celui mai semnificativ digit,
care divizează cu 2 şi nu cu 10. Ieşirea CARRY OUT
este un indicator de depăşire; ea trece în “1” la atingerea
numărului 2000 şi trece în “0” numai la resetarea
numărătorului (acesta este un numărător de 3 1/2 digiţi).

Tensiunea de alimentare pentru circuite este între 3V
şi 6V.

Aceste integrate sunt echivalente pin la pin cu cele
produse de firma National Semiconductor,
MM74C925/6/7/8.

MMC 22926

VDD

VSS

CLOCK

MMC22926
CARRY OUT

5999

- 6000

9999 - 0000

MMC22927
CARRY OUT

5599 - 6000

9599 - 0000

MMC22928
CARRY OUT

1999 - 0000

-BO. CLOCK

-00. 9

TEHNIUM martie 2006

LABORATOR

în general, la¬
boratorul electro¬
nistului amator
are în dotare un
multimetru pentru
măsurarea tensiu¬
nilor, curenţilor
sau a rezis¬
tenţelor. Când e
vorba de măsurări
mai complexe -
frecvenţe,
perioade -

lucrurile se
schimbă, şi asta
deoarece foarte
puţini amatori au
în laboratoarele
lor un

frecvenţmetru.

Preţul unui astfel
de aparat pe piaţă
este ridicat, iar
construcţia lui este costisitoare şi necesită din partea
constructorului amator cunoştinţe teoretice în dome¬
niul de funcţionare a circuitelor logice.

în cele ce urmează este prezentată construcţia
unui frecvenţmetru digital, care prezintă o serie de
particularităţi ce-l fac accesibil pentru majoritatea
constructorilor amatori, şi anume:

- folosirea circuitelor CMOS specializate;

- utilizarea unei baze de timp simple şi eficiente.

Caracteristicile frecvenţmetrului obţinut sunt:

-domeniul de măsură: 50Hz-1MHz;

-tensiunea minimă de intrare: lOOmV vv;

-tensiunea de alimentare: 5V;

-curentul maxim absorbit: lOOmA.

Funcţionare

în figura 1 este dată schema bloc a
frecvenţmetrului. Semnalul ce urmează să fie
măsurat se aplică la intrarea blocului formator de
semnal, FSD. Aici semnalul este amplificat şi trans¬
pus într-o logică asemănătoare celei TTL, dar cu alte
praguri. Pentru OL (zero logic) vom avea corespon¬
denţa: OL = U a |j mentare x 0,33V, iar pentru ÎL (unu
logic) corespondenţa: 1L = U a |j mentare x 0,66V. Tot
acest bloc cuprinde şi două divizoare decadice în
cascadă. Cei care doresc să extindă domeniul de
măsurare vor introduce în acest bloc încă un circuit
divizor.

Semnalul de la ieşirea blocului FSD este aplicat
unei porţi de acces, PA. Această poartă este de fapt
un operator ŞI-NU, care lasă să treacă impulsurile de
la FSD spre blocul numărător-decodificator-afişaj,
NDA, numai atunci când pe cealaltă intrare se află
nivelul de ÎL. Timpul cât se menţine pe această
intrare a porţii, nivelul de ÎL este dictat de blocul
bază de timp, BT. Această durată, în cazul de faţă,
este de o secundă. Cu alte cuvinte, mărimea

numărului de
impulsuri afişat de
blocul NDA este
numeric egală cu
frecvenţa sem¬
nalului de la
intrarea blocului
FSD, exprimată în
Hz.

Schema elec¬
trică de principiu
este dată în figu¬
ra 2. Blocul FSD
cuprinde: tranzis-
toarele TI şi T2, o
poartă trigger

Schmitt de tipul
MMC4093 şi divi-
zoarele decadice
de tipul

M M C 4 0 1 9 2 .
Semnalul selectat
cu ajutorul comu¬
tatorul K, de la ieşirea triggerului ori de la ieşirile
celor două divizoare, se aplică la PA.

Baza de timp cuprinde un oscilator cu cristal de
cuarţ ce lucrează pe frecvenţa de 32768 Hz, un divi¬
zor cu 4096, realizat cu circuitul MMC4040, şi un
numărător Johnson decadic, cu zece ieşiri decodifi¬
cate, de tipul MMC4017. Logica de funcţionare a
frecvenţmetrului este dată de numărătorul Johnson.
Pentru a înţelege mai bine această logică, trebuie
precizat faptul că numărătorul MMC4017 îşi trece
ieşirile 0,1,....9 în ÎL, funcţie de numărul de impul¬
suri primite de la circuitul divizor MMC4040. Astfel,
dacă a primit patru impulsuri, ieşirea decodificată 4 a
numărătorului va prezenta un nivel ÎL pe o durată de
1/8 secunde şi aşa mai departe pentru toate cele
zece ieşiri decodificate. Diodele Dl ...D8 de la ieşirile
decodificate 0...8 ale numărătorului, împreună cu
rezistenţa de 10 kQ, formează un operator logic SAU,
ceea ce înseamnă că pe durata 8 x 1/8 = 1 secunde,
pe intrarea de comandă a PA se găseşte nivelul 1L.
La începutul celui de-al nouălea impuls, nivelul de pe
această intrare trece în OL şi PA se blochează.
Ieşirile decodificate 8, respectiv 9, ale numărătorului
comandă blocul NDA.

Blocul NDA cuprinde un circuit CMOS de tipul
MMC22925, specializat pentru numărare, decodifi¬
care şi afişare. Acest circuit cuprinde în structura sa
internă patru numărătoare decadice în cascadă,
patru latch-uri pentru memorare, un decodificator
BCD-7 segmente (inclusiv driverele) şi un multiplexor
comandat de un oscilator intern. Frecvenţa maximă
de lucru a circuitului este de 4MHz.

Dacă intrarea R (pin 12) se află la OL şi se aplică
impulsurile de numărat pe intrarea CK (pin 11), cir¬
cuitul numără. Odată cu trecerea intrării R în ÎL,
numărătoarele circuitului sunt şterse. Pentru a păstra

FRECVENŢMETRU

DIGITAL

Ing. MILIAN OROS

TEHNIUM martie 2006

rezultatul numărării este necesar
ca înainte de această trecere în
ÎL a intrării R, intrarea LE (pin 5)
a circuitului, aflată pe durata
numărării în OL, să treacă în ÎL.
Aceste două comenzi pentru
intrarea R, respectiv LE, sunt
asigurate de ieşirea decodificată
9, respectiv 8, a numărătorului
Johnson (pin 11, respectiv pin 9).

Afişajul cuprinde patru ele¬
mente cu LED-uri în conexiune cu
catod comun, la care segmentele
a,b,c,d,e,f,g sunt conectate cores¬
punzător în derivaţie, obţinându-
se în final şapte borne de
comandă comune. Pentru o uni¬
formizare a iluminării segmentelor
s-a preferat folosirea rezistenţelor
de limitare a curentului pe fiecare
ramură a segmentelor comune.

Alimentarea frecvenţmetrului
se face de la un stabilizator sim¬
plu, realizat cu un circuit LM7805.
Având în vedere consumul redus
al montajului, sub lOOmA, acesta
se poate alimenta şi de la o
baterie de acumulatori, dar se va
avea în vedere ca tensiunea de
alimentare a circuitului
MMC22925 să nu depăşească 6V.

Singurul reglaj al montajului
este cel asupra oscilatorului BT,
astfel ca la intrarea circuitului
MMC4040 (pin 10) să avem
frecvenţa cât mai apropiată de
32768 Hz.

Din punct de vedere practic,
montajul se va asambla pe două
plăcuţe de circuit imprimat cu
dimensiunile de 4 x 12 cm. Pe
prima plăcuţă se montează
blocurile FSD, BT, NDA, BA, mai
puţin transformatorul de reţea,
elementele de afişaj şi comuta¬
torul K. Pe placa a doua se mon¬
tează elementele de afişaj, comu¬
tatorul K şi borna de intrare, care
este bine să fie de tip BNC. Cele
două plăcuţe se montează una
peste cealaltă, distanţate la maxi¬
mum 20 mm. Această formă de
montaj asigură o încasetare
uşoară atât într-o carcasă a unui
aparat existent (de exemplu, a
unui generator de funcţii), cât şi
într-o casetă confecţionată anume
pentru montajul prezentat.

TEHNIUM martie

LABORATOR

COMUTATOR

PENTRU TESTERUL
DE TRANZISTOARE

Tehn. G£ZA BUKARESTI, Tg. Mureş

în desenele alăturate este prezentată realizarea unui dispozitiv simplu
pentru stabilirea picioruşelor tranzistorului, respectiv emitor, bază, colector,
cât şi a tipului tranzistorului Tx, dacă acesta este pnp sau npn.

Această verificare cu ajutorul dispozitivului se poate face cu o simplă
răsucire de 360 de grade a unui disc rotativ pe care sunt fixate trei lamele
de contact de aceleaşi dimensiuni, care sunt amplasate echidistant una faţă
de cealaltă (fig. 2).

Acest disc se învârte pe un cilindru fix (fig. 1), pe care sunt montate de
asemenea trei plăcuţe de contact de aceleaşi dimensiuni şi aflate la distanţe
egale una faţă de cealaltă.

Atât cilindrul interior, cât şi plăcuţele metalice de contact sunt fixate pe o
placă de textolit. Plăcuţele metalice care sunt montate atât pe placa de tex-
tolit cât şi pe cilindrul electroizolant sunt conectate la comutatorul K1, iar
acest comutator este'legat la circuitele electronice de testare pnp şi npn.

Modul de lucru

Pe discul rotativ al comutatorului Kr se află trei puncte de cositorire -
fixare, notate pe desen cu cifrele 1, 2 şi 3, care fac legătura cu lamelele de
contact de pe discul rotativ al dispozitivului electronic. Pe fiecare dintre
aceste trei puncte se cositoreşte câte un picioruş al tranzistorului de testat,
Tx. Tranzistorul astfel fixat prin cositorire se învârte odată cu discul rotativ,
în timp ce cilindrul care este prevăzut cu plăcuţele metalice de contact stă
fix. în timpul rotirii discului, lamelele de contact fac legătura rând pe rând cu
fiecare plăcuţă fixă de pe cilindru. Dacă, de exemplu, la o rotaţie de 360 de
grade nu s-a aprins nici un LED, operaţiunea se repetă mutând comutatorul
K1 într-o altă poziţie. Dacă unul dintre cele două LED-uri se aprinde într-o
anumită poziţie, putem stabili nu numai că tranzistorul Tx este bun, dar
putem afla şi poziţia corectă a picioruşelor tranzistorului, cunoscute fiind
conexiunile existente ale legăturilor, cât şi ale plăcuţelor fixe de la baza cilin¬
drului fix.

Bineînţeles, dacă niciunul dintre cele două LED-uri din cele două circuite
de tester nu se aprinde în nicio poziţie, înseamnă că tranzis-
torul este defect.

în acest articol eu m-am rezumat numai la dispozitivul
electric de comutare. Pentru circuitul electronic de tester pro-
priu-zis se poate alege o schemă simplă cu două tranzis-
toare, unde un LED emite o lumină intermitentă. Asemenea
scheme pot fi găsite în colecţia TEHNIUM sau în diverse
cărţi de specialitate. Din montajul respectiv se elimină unul
din tranzistoare, iar în locul lui introducem comutatorul K1,
aşa cum este indicat în desenele alăturate.

Se vor face două circuite identice, unul pentru pnp şi altul
pentru npn, diferenţa fiind că la unul dintre circuitele elec¬
tronice este necesară inversarea polarităţilor.

TEHNIUM martie 2006

ATELIER

ÎNTRE¬

RUPEREA

UNEI

FAZE

ALI¬

MENTARE

Indiferent de mărimea şi pu¬
terea unui motor electric asin¬
cron trifazat, dacă din diverse
cauze, o fază se întrerupe,
înfăşurările motorului se ard în
scurt timp. Pentru a elimina
această defecţiune, de regulă
automatele şi contactoarele la
reţeaua electrică a acestor
electromotoare sunt echipate
cu relee termice cu bimetal.
Aceste relee termice prote¬
jează, dacă sunt reglate cores¬
punzător, motorul electric în

Prof. dr. Ing. SORIN PIŞCAŢI

Nulul

DISPOZITIV DE PROTECŢIE
A MOTO/lRELOR ASINCRONE

TEHNIUM martie 2004

ATELIER

cazul unei suprasarcini (care
apare şi atunci când motorul
rămâne în două faze). Din practică
rezultă însă că aceste relee ter¬
mice nu funcţionează corespunză¬
tor, mai ales după trecerea unei
perioade de timp; este cauza prin¬
cipală pentru care motoarele elec¬
trice trifazate se ard frecvent.

Pentru a proteja motoarele - şi
mai ales pe cele mari, al căror cost
este de sute de ori mai mare decât
al dispozitivului de protecţie - am
conceput, realizat şi exploatat în
practică un montaj a cărui schemă
de principiu este prezentată în
figura 1. Acest montaj, realizat în
multe exemplare de-a lungul tim¬
pului, a dat deplină satisfacţie. Nu
se uzează şi, mai ales, întotdeau¬
na intervenţia lui este promptă şi
sigură. După cum se vede şi din
figura 1, nu necesită niciun reglaj
sau punere la punct. Realizat
corect, funcţionează de la prima
încercare. Pe de altă parte, poate
echipa orice fel de motor
electric asincron trifazat,
indiferent de puterea,

mărimea şi turaţia acestuia.

Odată instalat, automatul de
protecţie nu necesită

întreţineri sau alte intervenţii
tehnice, chiar dacă

funcţionează ani de zile în

regim continuu.

Descrierea şi funcţionarea

După cum se vede în schema
de principiu din figura 1, elementul
principal îl constituie grupul celor
trei tranzistoare înseriate, TI, T2 şi
T3, care prin intermediul tranzis¬
torului de putere medie, T4,
comandă releul intermediar RI-13.
Când înfăşurarea acestuia este
pusă sub tensiune,, la deschiderea
tranzistorului T4, releul intermedi¬
ar RI-13 îşi închide contactul nor¬
mal deschis 11.

în rezumat, funcţionarea aces¬
tui aparat de protecţie este urmă¬
toarea: apăsând pe butonul de
pornire BP (normal deschis) al
contactorului motorului electric,
contactele de reţea Cc ale acestu¬
ia se închid şi motorul electric
asincron M (fig. 1) este pus sub
tensiune. în acelaşi timp, între
fiecare dintre cele trei faze şi nul
(masă) apare o tensiune alterna¬
tivă de cca 227 Vc.a. Diodele

Zener DZ1, DZ3 şi DZ5 se
deschid, iar tensiunile continue
(redresate şi stabilizate) care apar
la bornele condensatoarelor elec¬
trolitice CI, C2, C3 polarizează în
sens direct baza tranzistorului T4,
provocând în ultimă instanţă
atragerea armăturii mobile a releu¬
lui RI-13 şi închiderea contactului
normal deschis 11. Din acel
moment se poate elibera butonul
de pornire BP.

Să presupunem că după
pornirea motorului M, la un
moment dat, dintr-o cauză oare¬
care, se întrerupe faza S. în
această situaţie dispare tensiunea
la bornele condensatorului elec¬
trolitic C2 şi tranzistorul T2 se
blochează, provocând la rândul
său închiderea tranzistorului T4.
Releul RI-13 deschide contactele
11; înfăşurarea contactorului C
este scoasă de sub tensiune şi
cele trei contacte principale Cc se
deschid. întrucât motorul electric

380 V

Schema motorului asincron
monofazat

+24 Vcc

Schema conectării motorului
monofazat în cazul schimbării
sensului de rotaţie

TEHNIUM martie 2006

ATELIER

M este rapid scos de sub tensiune,
înfăşurările acestuia nu apucă să
se supraîncălzească. Apăsând din
nou butonul de pornire BP (nere¬
comandabil), vom auzi sunetul
caracteristic în lipsa unei faze.
Imediat după eliberarea butonului
BP, contactorul C va deschide con¬
tactele principale Cc, scoţând
motorul de sub tensiune. Dacă se
remediază
avaria pe
faza S,
apăsând
butonul BP,
motorul
electric va
funcţiona normal, fiind protejat de
releul electronic prezentat în figura

rolul diodelor Zener DZ1, DZ3 şi
DZ5.

în încheierea acestui articol, la
cererea unor cititori, prezint câteva
scheme de conectare a
motoarelor electrice asincrone
trifazate la reţeaua monofazată
(220 Vc.a.).

Pentru o înţelegere mai uşoară,
este necesară trecerea în revistă a

Releul se alimentează de la
reţea prin intermediul minitransfor-
matorului TR coborâtor de tensi¬
une - figura 2. înfăşurarea pri¬
mară poate fi dimensionată pentru
tensiunea
de 380 Vc.a.
când se
leagă între
două faze,
sau pentru
220 Vc.a.,
când se
leagă între
o fază şi
nulul reţelei.

D i n
motive de
protecţie la
e I e c t r o -
cutare, cele
două
înfăşurări
ale transfor¬
matorului TR vor fi despărţite de
un perete vertical al carcasei.

De notat că atunci când se
întrerupe o fază, la ieşirea diodei
redresoare respective (de exem¬
plu, D2, în cazul întreruperii fazei
S), tot apare o tensiune de 60-70
V, datorită celorlalte două faze
valide cuplate la înfăşurările
motorului M. Această tensiune
“reziduală” nu poate străpunge
dioda Zener respectivă (în exem¬
plul dat, DZ3) şi în consecinţă
automatul de protecţie intră în acţi¬
une, deconectând motorul electric
de la reţeaua trifazată. Acesta este

Schema conectării motorului
trifazat în regim monofazat

câtorva noţiuni despre motoarele
asincrone monofazate. Aceste
motoare se utilizează de regulă în
instalaţii de mică putere, la
acţionarea ventilatoarelor,

maşinilor de spălat, polizoarelor,
maşinilor de cusut, de tocat carne
etc.

în general, motoarele asin¬

crone monofazate se fabrică pen¬
tru tensiunea de 220 Vc.a., la
frecvenţa de 50 Hz. în trecut s-au
utilizat şi motoare la tensiunea de
127 Vc.a. Astfel de motoare se mai
găsesc şi azi pe ici, pe colo.

Puterea nominală a acestor
motoare asincrone monofazate
este cuprinsă, de regulă, în dome¬
niul 20-600 W.

î n

- mod

nor¬
mal,
au pe
stator
oîhgşu-

rare principală (bornele A şi X) şi
una auxiliară, Pp, de pornire.
Rezultă că fiecare motor asincron
monofazat, cu rotorul în scurt¬
circuit, are patru borne: două pen¬
tru înfăşurarea principală şi două
pentru cea de pornire. Unele
motoare au însă numai trei borne,
deoarece capetele A şi P ale celor
două înfăşurări se leagă între ele
şi la aceeaşi bornă de ieşire.

Schema de conectare a unui
motor electric monofazat este
prezentată în figura 3. înfăşurarea
auxiliară, legată la bornele P şi p,
se conectează la pornirea motoru¬
lui, odată cu cea principală, dar
după ce motorul ajunge la turaţia
nominală, ea se deconectează de
la reţea (cu întrerupătorul K din
figura 3).

în figura 4 este dată schema
aceluiaşi motor monofazat, dar cu
sensul curentului (şi, deci, sensul
de rotaţie) schimbat în înfăşurarea
de pornire.

O altă metodă - figura 5 - con¬
stă în înserierea unui condensator
cu înfăşurarea auxiliară de
pornire. în această variantă,
înfăşurarea auxiliară rămâne în
permanenţă sub tensiune, iar
cuplul de pornire al motorului
creşte. Din acest motiv, în prezent
acest sistem este generalizat.

Sunt frecvente cazurile când
este necesar să se folosească
motoare trifazate în regim mono¬
fazat. în aceste cazuri, două faze
ale înfăşurării statorice se folosesc
ca înfăşurare principală, iar a treia
ca auxiliară, de pornire - figura 6.
Când motorul ajunge la turaţia

TEHNIUM martie 2006

ATELIER

nominală, înfăşurarea de pornire
se deconectează. Trebuie ţinut
cont de faptul că puterea utilă a
motorului în regim monofazat este
cel mult 60% din puterea aceluiaşi
motor care funcţionează în regim
trifazat. Pentru a obţine decalajul
de fază

între curen- _

tul care cir¬
culă prin
înfăşurarea

de lucru şi -

cel din

înfăşurarea de pornire, de obicei
se conectează în circuitul
înfăşurării de pornire o rezistenţă.
De valoarea rezistenţei conectate
(figura 6) depind decalajul de faze
şi intensitatea curentului în
înfăşurarea de pornire şi, prin
urmare, valoarea momentului
(cuplului) de pornire al motorului.
Cuplul de

pornire al __

motorului va
avea valoare
maximă când
în serie cu
înfăşurarea de
pornire este

conectată _

(numai pe tim- C-,-
pul pornirii) o
rezistenţă a
cărei valoare
este dată în

tabelul alătu- c

rat. _/

Puterea motorului
trifazat (kW) la
tensiunea de

220 V / 380 V

Valoarea
rezistenţei
de pornire
(ohmi)

0,6

25.30

1,0

20.25

1,7

10.15

2,6

5.10

5.5-7.0

3.5

Pentru puteri cuprinse între 20
W şi 3 kW, înfăşurarea de pornire
se poate înseria cu un conden¬
sator nepolarizat (care defazează
curentul înaintea tensiunii). în
acest caz, înfăşurarea de pornire
înseriată cu condensatorul nepo¬
larizat este conectată în perma¬
nenţă la reţea - figura 7. Ca

urmare, cuplul de pornire creşte
semnificativ şi din această cauză,
actualmente, această variantă are
cea mai mare răspândire.

Pentru dimensionarea corectă
a condensatorului de pornire (a
cărui capacitate poate varia între

Schema conectării motorului
trifazat în regim monofazat
(conexiune cu condensator)

câţiva nF, pentru puteri mici, şi
câteva zeci de |*F, pentru puteri
mai mari), este necesar un volt-
metru cu scala mai mare de 250 V.
Acest voltmetru se conectează în
paralel cu înfăşurarea de pornire,
între bornele C şi Z (figura 7). Se
tatonează diferite valori ale con¬
densatorului de pornire, până
când tensiunea indicată de volt¬

metru este egală cu tensiunea de
reţea. Capacitatea condensatoru¬
lui astfel ales este cea optimă şi
motorul dezvoltă cuplul maxim.

Aşa cum am spus, pentru
motoare de puteri mari sunt nece¬
sare condensatoare de valoare

mare şi

—-— rvets.De

exem¬

plu,

pentru

- un mo¬
tor cu o

putere de 600 W/220 Vc.a., este
necesar un condensator de cca
30 jiF/400 Vc.a.

In încheiere poate fi menţionat
faptul că există şi motoare asin¬
crone monofazate cu spire în
scurtcircuit (de exemplu, la unele
ventilatoare, maşini de spălat
etc.). Aceste motoare cunosc cam
aceeaşi răspândire ca şi cele cu
condensator.

Motoarele asincrone trifazate
nu pot fi transformate în mono¬
fazate cu spire în scurtcircuit şi din
această cauză varianta nu a fost
decât amintită în prezentul articol.

Lista de piese (fig. 1)

Dl, D2, D3, D4 = 1N4007
Dzl, Dz3, Dz5 = PL 100 Z
Dz2, Dz4, Dz6 = PI 5V1 Z
R1, R4, R7 = 27 kQ / 1W
R2, R5, R8, R11 = 4,7 kQ
R3, R6, R9, R19 = 3,3 kQ
TI, T2, T3 = BC 107, BC 170,
BC 171 etc.

T4 = BD 136, BD 138, BD 140
etc.

CI, C2, C3 = 220 pF/24 V
SI, S2, S3 = siguranţe fuzibile
REL = releu RI13 / 24 V sau
echivalent

C = contactorul principal al
motorului asincron

Cc = contactele contactorului C
11 = contact normal deschis al
releului RI13

Lista de piese (fig. 2)

TR = transformator 380 V / 20 V
(P = 10-15 W)

PR = punte redresoare 1PM1
C = condensator electrolitic
1000 |iF / 40 V

TEHNIUM martie 2006

MINIAUTOMATIZĂRI ÎN GOSPODĂRIE

prin

diodă fiind limitat
de rezistenţa R8.

Circuitul de recepţie este format din foto-
tranzistorul optocuplorului conectat în baza unui
tranzistor NPN de tip BC107. Colectorul tranzistorului
este cuplat cu formatorul de impulsuri realizat cu un
comparator din acelaşi circuit integrat LM339. Dacă se
doreşte modificarea sensibilităţii circuitului, rezis-
toarele R1 şi R2 se înlocuiesc cu un potenţiometru
semireglabil cu valoarea de 47kQ- lOOkQ.

Eliminarea pornirilor repetate şi necontrolate,
datorate semnalelor perturbatoare, se realizează cu
circuitul alcătuit din monostabilul U2A şi numărătorul
U3. Circuitul basculant monostabil este de tip
MMC4098, în montaj retrigherabil cu declanşare pe
front pozitiv, durata de temporizare este de aproxima¬
tiv 5ms, deci ceva mai mare decât perioada impul¬
surilor de la intrare recepţionate de fototranzistor.
Numărătorul este de tip decadic Johnson, cu ieşiri
decodate MMC4017.

Frontul crescător al impulsurilor de la intrare
declanşează în acelaşi timp monostabilul şi numără¬
torul. Ieşirea Q a monostabilului şi ieşirea decodată cu
ponderea cea mai mare a numărătorului Q9 sunt
conectate la o poartă Şl cablat realizată cu diodele D3,

Montajul pro¬
pus utilizează ca detector un
optocuplor prin reflexie, a cărui diodă emiţă¬
toare este comandată în impulsuri scurte de curent,
dar cu valoare mult mai mare faţă de cea nominală.
Generatorul de impulsuri este un oscilator de relaxare
realizat cu un comparator de tip LM339, după o
schemă clasică. Reţeaua de reacţie pozitivă, compusă
din divizorul R5, R6 şi R7, aduce la intrarea neinver-
soare o fracţiune din tensiunea de ieşire. Aceasta este
comparată cu tensiunea de pe condensatorul CI şi în
funcţie de sensul tensiunii de eroare, ieşirea trece la
nivel maxim sau minim de tensiune. Condensatorul CI
se încarcă/descarcă prin rezistenţa R11 înseriată cu
dioda D2 sau prin R10. Semnalul de la ieşire este ne¬
simetric. Cu valorile din schemă s-a obţinut o perioadă
de aproximativ 3ms, cu o durată a impulsului pozitiv
de 0,5ms. Rezistenţa R9 polarizează ieşirea compara¬
torului, acesta fiind cu colectorul în gol. Etajul de pu¬
tere este realizat cu un montaj darlington format din
tranzistoarele Q3 şi Q4 (BC107 şi BD237), curentul

TEHNIUM martie 2006

MINIAUTOMATIZÂRI ÎN GOSPODĂRIE

D4 (1N4148) şi rezistorul R13. La ieşirea porţii Şl va
apărea un salt pozitiv de tensiune doar dacă la intrare
se aplică un tren de cel puţin 10 impulsuri. Ieşirea
negată a monostabilului resetează numărătorul dacă
perioada dintre impulsuri este mai mare de 5ms sau
dacă sunt mai puţin de zece impulsuri.

Monostabilul U2B din acelaşi circuit MMC4098
este utilizat pentru comanda uscătorului de mâini prin
intermediul unui releu de putere. Durata de tempo¬
rizare este de aproximativ 40s, de la ultimul impuls

pozitiv primit pe intrarea de ceas provenit de la poarta
Şl cablat. Releul realizează izolarea galvanică a mon¬
tajului, iar contactele sale trebuie să suporte curentul
necesar uscătorului.

Montajul se alimentează de la o tensiune pozitivă
de 12V.

în figura 1 este prezentată schema electrică, iar în
figura 2 cablajul imprimat simplu strat (vedere prin
transparenţă) şi planul de implantare cu componente
electronice.

TEHNIUM martie 2006

MINIAUTOMATIZĂRI ÎN GOSPODĂRIE

PANOU D€ R€L€€

STRTICE

COMANDATA

PRIN FIR€

^lO——— 1 '

! 8g

3 1 L3

* §

~^zr

S 2

«o

l 2

3 i-W-

s §

r> ™

«X

5 *

- -

„ 8^8

"X2T“

o io

o la

-ur¬

O»

Hf—

BoJ

-o_o-

rli"

r- *

QN9

TEHNIUM martie 2006

MINIAUTOMATIZĂRI ÎN GOSPODĂRIE

Principalele avantaje ale contactoarelor statice faţă
de cele electromagnetice sunt: lipsa pieselor mecanice
mobile, timpi de comutaţie foarte mici, gabarit redus,
putere de comandă mică, fiabilitate ridicată.

Montajul propus poate comanda două optotriace
MOC 3063 sau MOC 3083 prin două linii cu două fire
fiecare. S-a optat pentru plasarea optotriacelor cât mai
aproape de elementele comandate pentru că de obicei
acestea lucrează cu tensiuni şi curenţi mari. Montajul
(fig. 1) este de tip modular independent, dar poate să
fie multiplicat pentru numărul necesar de relee statice
avut în aplicaţie. Lungimea firelor (sute de metri) nu
influenţează funcţionarea montajului, curenţii de
comandă fiind de ordinul zecilor de miliamperi, contro¬
laţi de generatoare de curent constant. Generatoarele
sunt formate din tranzistoarele NPN Q1 şi Q2, de tip
BC107, rezistenţele R5 şi R10 (prin modificarea lor se
generează curentul dorit) şi regulatorul integrat de ten¬
siune pozitivă (+5V) LM7805. Pentru fiecare comandă
există două butoane PORNIT - OPRIT, normal
deschise, şi două diode LED de culori diferite, care
indică funcţionarea montajului. Dioda LED D2 (D4)
fiind înseriată cu dioda emiţătoare din optotriac,
luminează când este activat (pornit) releul. La
acţionarea butonului de oprire, ieşirea bistabilului trece
în “0” logic şi comandă deschiderea tranzistorului PNP,
Q3(Q4) BC251, care preia curentul generatorului;

dioda LED Dl (D3) luminează. La punerea sub tensi¬
une, datorită condensatoarelor CI, C2, montajul
pleacă din starea de repaus cu contactoarele oprite.
Tensiunea de alimentare este de +12V.
în figura 2 sunt prezentate cablajul şi planul de
implantare.

Alegerea valorii frecvenţei de tăiere între domeniile
de lucru ale difuzoarelor specializate ce echipează o
incintă se face având în vedere o seamă de elemente
care asigură funcţionarea corectă a incintei:

- obţinerea în final a unei caracteristici de frecvenţă
liniară a incintei;

- evitarea domeniului de lucru al difuzoarelor unde
acestea prezintă neregularităţi mari ale caracteristicii;

- evitarea directivităţii accentuate a difuzoarelor, cu
repercursiuni asupra dimensiunii şi calităţii imaginii
stereo etc.

în cazul în care incinta este pe trei căi, o altă condiţie
este cea reprezentată de păstrarea unui raport de 1/10
sau de 1/8 între cele două frecvenţe de tăiere.

Atunci când dispunem de caracteristica de frecvenţă
a unui difuzor, nu totdeauna fabricantul marchează pe
acest grafic şi caracteristica off-axis a difuzorului, care
ne arată cât de mult scade semnalul sonor emis de difu¬
zor pe măsură ce ne depărtăm de axa acestuia.
Directivitatea unui difuzor, respectiv, atenuarea sem¬
nalului sonor depinde de mărimea acestuia, fapt care
explică de ce nu se folosesc difuzoare de 12" pentru
frecvenţe înalte sau difuzoare de 2" pentru redarea
frecvenţelor din jurul valorii de 40 Hz.

De aceea, în tabelul alăturat se prezintă reco¬
mandările pentru alegerea frecvenţei de tăiere în funcţie
de diametrul difuzoarelor utilizate. Dacă din prima eva¬
luare a caracteristicii de frecvenţă a difuzorului, dată de
fabricant, se pare că acest difuzor poate fi utiiizat până
la o anumită valoare a frecvenţei, o verificare a tabelului
poate să ne arate că acest fapt nu este recomandabil,

_RCCOMRNDRRI

_PRIVIND

_RltGCRCR

_FR€CV€NT€I DC TRICRC

Ing. AURELIAN MATEESCU

deoarece difuzorul devine directiv pe o porţiune a benzii
pe care vrem să îl utilizăm.

Diametrul

difuzorului

(ţoii)

Frecvenţa

minimă

(Hz)

Frecvenţa

maximă

(Hz)

576

1 140

720

1 480

863

1 730

1 079

2 160

1 230

2 460

1 730

3 460

2 160

4 320

2 880

5 760

TEHNIUM martie 2006

RADIOAMATORISM

Pagini realizate cu sprijinul

Federaţiei Române de Radioamatorism

MRSURRRCA FR€CV€NT€lOR
CU RJUTORUL UNUI VOLTMCTRU DIGITAL

Schema electronică a acestui “frecvenţmetru” simplu
este prezentată în figura 1 şi a fost publicată de G4SGF
în revista SPRAT. Drept amplificator de RF este utilizat
tranzistorul BC549C; acesta transformă semnalul de
intrare în impulsuri.

Circuitul integrat 74CT4020 primeşte semnalele
dreptunghiulare sau sinusoidale şi divizează frecvenţa
acestora cu 1024. Un circuit de diferenţiere (format din
C = 680pF, R = 2 x 1 kQ, 4,7kQ, 100Q) transformă sem¬
nalul dreptunghiular într-o serie de impulsuri pozitive şi
negative.

Cel de-al doilea tranzistor realizează detecţia sem¬
nalului, obţinându-se astfel o serie de impulsuri pozitive
care sunt aplicate unui circuit RC de integrare. In acest
mod, cu cât frecvenţa este mai mare, cu atât tensiunea
obţinută este mai mare.

Aplicând această tensiune unui voltmetru digital, se
obţine un “frecvenţmetru digital”.

Reglaje

Se reglează potenţiometrul de lOOkO până la atin¬
gerea tensiunii de 1,4V în colectorul lui BC549C. Apoi se
poziţionează comutatorul pentru calibrare, primul tran¬

zistor comportându-se acum
drept oscilator Pierce pe
18MHz.

Se reglează potenţiome-
trele de 1 k£2 şi 1OOfi pentru
citirea pe voltmetru a unei
tensiuni de aproximativ
180,0 mV. După efectuarea
acestei calibrări, comuta¬
torul se repune în poziţia
pentru măsurare.

Condensatorul de 680pF
trebuie să fie un conden¬
sator ceramic de foarte
bună calitate. Condensa¬
torul de lOOnF este din poli-
ester (Mylar, MKT). Dacă se
produce o fugă a frecvenţei
cauzată de variaţiile tem¬
peraturii, se înlocuieşte
condensatorul de lOOnF prin mixarea unuia ceramic cu
un coeficient de temperatură negativ cu unul din poli-
ester cu coeficient de temperatură pozitiv. Rezoluţia este
de 10kHz pentru scala 2000 şi de 100kHz pentru scala
200. Tensiunii de 500mV citite pe voltmetru îi cores¬
punde frecvenţa de 50MHz.

Acest frecvenţmetru poate fi folosit pentru un recep¬
tor superheterodină. Nu trebuie decât să fie modificat
circuitul de ieşire. Modificarea necesară citirii frecvenţe»
unui oscilator ce oscilează pe o frecvenţă mai mică
decât cea recepţionată este prezentată în figura 2A, iar
modificarea necesară pentru situaţia în care oscilatorul
rezonează pe o frecvenţă mai mare decât cea recepţio¬
nată este prezentată în figura 2B.

în ambele cazuri trebuie reglat potenţiometrul de
lOOkQ pentru a se citi valoarea FI pe voltmetrul digital
atunci când emitorul tranzistorului BD137 este conectat
la masă.

Traducere şi adaptare de elev Andrei Lucian
Ungur, Y03HGD

Două circuite integrate şi o placă de circuit imprimat
reprezintă tot ceea ce este necesar pentru a rezolva
problema distribuirii semnalului audio de la un receptor
(receiver) spre mai multe dispozitive, cum ar fi: un TNC,
o interfaţă PC sau un difuzor. Ben Spencer, G4YNM, a
descris acest proiect în luna martie a anului 1995, în
revista QST.

Semnalul audio de la ieşirea receptorului este prelu¬
at şi aplicat intrărilor a patru amplificatoare de nivel mic,
identice şi independente, şi unui amplificator de putere
(1W). Fiecare dintre amplificatoarele de nivel mic poate
să asigure un câştig de până la 20dB, ajustabil în mod
independent.

Descrierea circuitului

Elementele principale ale celor patru canale sunt
patru amplificatoare operaţionale identice, montate în

DISTRIBUITOR RUDIO

aceeaşi capsulă (de exemplu, LM324, TL084). Schema
circuitului este prezentată în desenul alăturat.

Condensatorul CI conectează mufa de intrare J1 la
intrarea neinversoare a amplificatorului UI A. R3 şi R4
setează câştigul în tensiune al lui UI A. Din R4 se
reglează câştigul, astfel: când rezistenţa este maximă,
câştigul este de 20dB, iar când rezistenţa este minimă,
câştigul este OdB.

Banda de frecvenţe se întinde de la 16 Hz (valoare
setată de C2 şi R6), depăşind pragul de sus al spectru¬
lui de frecvenţe audio.

Ieşirea fiecărui canal este izolată în curent continuu
de sursă; de exemplu, ieşirea lui UI A este izolată de C3.

TEHNIUM martie 2006

RADIOAMATORISM

Din R17 se reglează nivelul semnalului de ieşire al
amplificatorului de putere U2. Acest etaj poate asigura o
putere de 1W, pe o sarcină de 4Q.

Construcţia

întregul montaj trebuie închis într-o cutie metalică;
potenţiometreie pot fi fixate pe panoul frontal, caz în
care mufele de intrare şi ieşire trebuie plasate pe latura
dorsală.

Tensiunea de alimentare este de 12V, curentul nece¬
sar fiind de 500mA.

Lista de componente

. C1,C3,C4,C6,C7,C9,C10,C12,C13,C15,C17-
100pF/16V

02,05,08,011 - IpF / 16V

C14, C16 - 0,1pF / 50 V

R1,R2, R5, R6, R9, R10,R13,R14 - 100 kQ

R3,R7,R11 ,R15 - 10 kQ

R4,R8,R12,R16,R17 - 100 kQ log

R18-2.7Q 1/2W

Toate rezisoarele sunt de 0.25W, cu o toleranţă de 5%.

UI -TL084, TL074, LM324

U2 - LM380N (capsulă DIP, 14 pini)

Verificarea circuitului

După verificarea cablajului şi a lipiturilor, alimentaţi
montajul cu o tensiune de 12V.

Curentul absorbit nu ar trebui să depăşească 50mA,
atunci când nu este aplicat semnal audio la intrare.

Conectaţi mufa J1 la ieşirea audio a receptorului şi
un difuzor la mufa J6, reglând din R17 nivelul audio
necesar unei audieri comode.

Verificaţi funcţionarea celor patru canale prin
conectarea succesivă a unei căşti la mufele J2, J3, J4,
J5 şi prin ajustarea potenţiometrelor respective.

Traducere după ‘The ARRL Handbook 2005”, de
elev Andrei Ungur -Y03HGD

•r

■I

100uX

r U lOk

-0+12V

—

LM386

j lOOu

-lh

470u

9 0,1

0 .

Rx ('>] Amplificare
3.3 74dB

10 70dB

33 54dB

100 44dB

820 34dB

AMPLIFICATOR AUDIO

cu câştig mare

pentru receptoarele sincrodină

Această schemă utilă este preluată de pe un site de
Internet (www.initio.or.jp/jf10zl) aparţinând radioama¬
torului japonez Kazuhiro Sunamura, JF10ZL.

Multe amplificatoare de audiofrecvenţă pentru recep¬
toarele cu conversie directă utilizează circuitul integrat
LM386, de la National Semiconductor.

Dacă se doreşte mărirea amplificării, pentru o mai
bună sensibilitate, o soluţie poate fi şi cea propusă de
JF10ZL şi arătată în figura alăturată.

Dacă montajul este bine realizat şi nu este perturbat
(sau nu oscilează), prin montarea în locul rezistorului
notat cu Rx a unor rezistoare cu valorile din tabel se pot
obţine amplificări de până la 70...74dB.

Traducere de Y03GWR

TEHNIUM martie 2006

AUTO - MOTO

ISPOZITIV
DE COMANDĂ

ANTENEI

AUTO

Automobilele moderne sunt prevăzute, de regulă, cu antene care se
depliază şi se retrag în mod automat, la pornirea şi, respectiv, oprirea radio-
casetofonului amplasat în bordul maşinii.

Sunt însă situaţii când, din diferite motive, aparatura de comandă - exe¬
cuţie a antenei de recepţie se defectează catastrofic şi nu mai poate fi
reparată, iar înlocuirea ei cu alta de acelaşi fel este, de regulă, scumpă. De
făcut alta la fel este în majoritatea cazurilor dificil.

Pentru rezolvarea acestor cazuri se poate
realiza instalaţia electronică descrisă în cele ce
urmează. Aparatura prezintă avantajul că poate
fi realizată cu piese şi materiale destul de ieftine
şi care se găsesc oricând în comerţ. Pe de altă
parte, realizarea acestei instalaţii nu necesită o
pregătire teoretică şi practică deosebită pentru
cei care vor să o construiască. Sunt necesare
puţină răbdare, perseverenţă, îndemânare şi un
minimum de scule.

Aparatura, a cărei schemă de principiu este
prezentată în figurile 1 şi 5, se compune din
două ansamble, şi anume:

- generatorul de impulsuri (figura 1) şi

- servomecanismul de execuţie (figura 5).

Generatorul de impulsuri

Este amplasat în bordul autoturismului, ast¬
fel încât butonul potenţiometrului P
(potenţiometru cu variaţie liniară a rezistenţei
ohmice) să fie la îndemâna conducătorului auto.

Lângă potenţiometrul P, sau în locul acestuia, se
poate monta întrerupătorul cu trei poziţii K1K2.

Semnal

J“L

Lista de piese

T1+T5 => BC171B

R1 =» 4K7

D1;D2 => EFD108

R2 => lOOKfi

P => IKQ (liniar)

R3 => 4K7

Srl => 100KD (liniar)

R4 => 470Q

Sr2 => 2K2 (liniar)

R5 => 2K2

Ra;Rb => Vezi textul

R6 => 1K Q

CI => lOOnF

R7 => 4K7

C2 => lOOnF

R8=> 510Q

C3 => 4,7nF

R9 => 10KQ

C4 => 4,7nF

R10 => 47KH

C5 => 2200pF

R11 => 470Q
R12 => 22KQ
R13 => 100Q

TEHNIUM martie 2006

AUTO - MOTO

Cu acest întrerupător în
poziţie de mijloc (neutră),
rotind potenţkxnetnJ P în-
tr-un sens sau In ceHta B,
antena se va deo-asa în sus
sau în jos, ocupând orice
poziţie intermediară între
cele două extreme (complet
depliată sau complet
retrasă). Acţionând între¬
rupătorul astfel încât K1
(fig. 1) să se închidă, ante¬
na se va deplia complet;
închizând pe K2, aceasta
se va retrage complet.

De menţionat că, prin
construcţie, butonul nu per¬
mite ca ambele contacte K1
şi K2 să poată fi închise
simultan.

Schema de principiu a
generatorului de impulsuri
este prezentată în figura 1.
Cu datele din schemă, mul-
tivibratorul simetric, realizat
cu tranzistoarele TI, T2 şi
componentele pasive afe¬
rente, va genera un semnal
simetric cu frecvenţa de cca
50 Hz şi perioada de 20 ms
(fig. 2). Un reglaj fin al aces¬
tora se poate realiza cu aju¬
torul potenţiometrului semi-
reglabil (cu variaţie liniară a
rezistenţei ohmice) SR1.

Prin intermediul capa¬
cităţii C3 şi al diodei D2,
semnalul de la ieşirea multi-
vibratorului atacă intrarea
monostabilului în compo¬
nenţa căruia intră tranzis¬
toarele T3, T4 şi piesele
pasive aferente. Perioada
semnalului activ generat de
monostabil (figura 3) poate
fi variată între 1,2 şi 2,1 ms
cu potenţiometrul P. Dacă
se închide contactul K1,
semnalul util generat de
monostabil va avea va¬
loarea de 1,2 ms, iar dacă
se închide K2, de 2,1 ms.

in continuare, semnalul
de la ieşirea monostabilului
esîe inversat de T4 şi apli¬
cat pe baza tranzistorului
finalT5. La ieşirea A a aces¬
tui etaj se va obţine sem¬
nalul (fig. 4) care comandă
servomecanismul de exe¬
cuţie, a cărui schemă de
principiu este dată în figura
5.

Sigur că poate fi utilizată
orice altă schemă electro¬
nică de servomecanism, cu
condiţia să aibă parametrii
tehnico-funcţionali asemănă¬
tori, iar semiconductoarele
din etajul final să poată

lOms lOms

<->

0 10 20 ms

rezista la curenţii şi tensiunile pe
care le necesită o bună funcţionare
a motorului electric M, motor care,
la rândul său, antrenează ser¬
vomecanismul de ridicare şi
coborâre a antenei de radio.

De altfel, se poate utiliza orice
servomecanism de fabricaţie
industrială, ale cărui roţi dinţate
sunt metalice, iar motorul electric
al acestuia este capabil să dez¬
volte la ieşirea reductorului
mecanic un cuplu motor suficient
pentru ca antena să poată fi
acţionată, fără probleme, în sus
sau în jos.

Raportul de transmitere al
trenului de pinioane din compo¬
nenţa unui astfel de servomeca¬
nism este cuprins între 1/70 şi
1/80. în acest caz, puterea
motorului de acţionare M (fig. 5)
poate să fie de cca 5 W, la un
consum de aproximativ 500 mA,
sub o tensiune de 12 Vc.c.
întrucât tensiunea de alimentare
a generatorului de impulsuri tre¬
buie să fie bine filtrată şi stabiliza¬
tă, montajul a fost prevăzut cu
condensatorul electrolitic de fil¬
trare C5, a cărui valoare poate fi
aleasă între 2200 şi 4700 (.iF/40 V,
rezistenţa R13 şi dioda Dz.
Această diodă Zener poate stabi¬
liza tensiunea de la ieşirea rezis¬
tenţei R13 între 5,1 şi 7,5 V. Cu
alte cuvinte, se poate alege o
diodă Zener de 5,1 V, dar şi una
de 6,2 V sau 7,5 V. Se recomandă
PL5V1Z sau PL6V2Z, diode stabi¬
lizatoare a căror putere este de 1 W.

Rezistenţele Ra şi Rb au valori
de cca 1 kQ. Mărimea lor se
tatonează astfel încât la

închiderea contactului K1 sau K2,
antena auto să se deplieze sau să
se retragă complet. Am prevăzut
această facilitate deoarece, în
majoritatea cazurilor, aceste două
poziţii ale antenei sunt preferate
de conducătorii auto. De aici se
poate trage concluzia că

potenţiometrul P poate să

lipsească, el fiind înlocuit cu o
rezistenţă fixă a cărei valoare este
de 1 k£L

Provizoriu, pentru uşurarea
stabilirii valorilor exacte ale rezis¬
tenţelor Ra şi Rb, acestea vor fi
înlocuite cu potenţiometre semi-
reglabile miniatură a căror valoare
maximă este de 2^2,5 kQ. Se
măsoară apoi cu un ohmmetru
rezistenţa reglată a acestora,
după care se înlocuiesc cu rezis¬
tenţe fixe de valoare egală cu a
celor măsurate.

Notă. Semireglabilul care în
timpul operaţiei de reglare

TEHNIUM martie 2006

AUTO - MOTO

înlocuieşte rezistenţa Ra se înseriază cu o rezistenţă
fixă de 100+150Q, evitându-se astfel suprasolicitarea
tranzistoarelor T3 şi T4.

Se recomandă realizarea montajului pe o plăcuţă de
sticlotextolit placată cu cupru pe o singură faţă. Din con¬
siderente de rezistenţă mecanică, grosimea plăcuţei tre¬
buie să fie de cel puţin 1,5 mm. întrucât în funcţionarea
montajului nu pot apărea niciun fel de interferenţe
nedorite între piese, dispunerea componentelor pe

placă, dimensiunile lor şi mărimea montajului rămân la
alegerea constructorului. Este indicată încasetarea
aparatului într-o cutiuţă izolantă din material plastic, ce
va fi apoi fixată cu grijă în interiorul bordului maşinii.

Servomecanismul de execuţie

După cum se vede în figura 5, partea electronică a
servomecanismului de execuţie dispune de un circuit
specializat (NE-544 sau echivalent), destul de răspândit

TEHNIUM decembrie 2005

AUTO - MOTO

în rândul modeiştior şi nu numai. Acest integrat conţine
şi un circuit bascuâr: monostabil a cărui intrare (A) este
conectată la ieş.rea generatorului de impulsuri prezentat
în figura 1. Prin MarandU grupului serie C4, R4, fron¬
turile crescătoare aie impulsurilor pozitive trimise de
generatorul de impirisuri declanşează monostabilul din
ineriorul drcufeiu integrat CI. Acesta generează impul¬
suri de potarnaîe inversă (negativă) şi, de regulă, de
lungime driertă de a celui de la intrare (fig. 6). Lungimea
impulsului generat de monostabilul integratului depinde
de poziţia cursorului potenţiometrului P din figura 5. Axul
acestu potenţţkxnetru este cuplat mecanic cu ieşirea
reductorjiui şi, în ultimă instanţă, cu motorul electric M.
Prin construcţia montajului, semnalul la ieşirea mono-
staosUui are practic aceeaşi amplitudine cu cel de la
ntrare. Cele două semnale (impulsuri de sens contrar)
sunt aplicate ia intrarea unui comparator. Dacă un sem¬

nal are o durată mai mare decât celălalt, motorul M se
va roti într-un sens, fiind activat unul din braţele amplifi¬
catorului cu tranzistoare, montate după o schemă în H.
Invers, motorul M se va roti în sens contrar, datorită
activării celuilalt braţ al amplificatorului final. Dat fiind
faptul că arborele de la ieşirea reductorului mecanic
acţionat de motorul electric M (cu magneţi permanenţi)
este cuplat şi cu potenţiometrul P, acesta din urmă va fi
rotit astfel încât semnalul la ieşirea monostabilului din
integratul specializat NE-544 să fie nu numai de aceeaşi
amplitudine, dar şi de aceeaşi lungime (fig. 7).

La intrarea comparatorului, cele două semnale (de
polaritate inversă) se anulează reciproc, puntea H se
dezactivează şi motorul M se opreşte până la o nouă
variaţie a semnalului de la intrarea servomecanismului.

De menţionat că sunt multe tipuri de servomeca-
nisme industriale care se pretează la antrenarea

—

1,7 ms
->|—k—

Semnal la intrarea
:— monostabilului

Semnal la ieşirea
e— monostabilului

6— Semnal util.
(Motorul (M - Fig.5)
se roteşte pe dreapta)

1.7 ms

Semnal la intrarea
;— monostabilului

Semnal la ieşirea
<j— monostabilului

i >
I I

• Semnal util.
(Motorul (M-Fig.5)

. se roteşte pe stânga)

Semnal la Intrarea
<— monostabilului

Semnal la ieşirea
<— monostabilului

Stare de repaus a

servomecanismului

+4,8

Intrare

antenelor auto. Dacă se preferă un astfel de servome-
canism în locul celui descris mai sus, trebuie să se ţină
cont de următoarele trei condiţii:

- să funcţioneze sub o tensiune de alimentare de 12
V, debitată de bateria de acumulatori a autovehiculului;
majoritatea servomecanismelor din comerţ funcţionează
la 4,8+6 Vc.c.;

- servomecanismul să dezvolte un cuplu superior
celui opus de antena auto la ridicarea sau coborârea
acesteia;

- să lucreze cu impulsuri pozitive; în cazul celor care
lucrează cu impulsuri negative la intrare se va utiliza
inversorul electronic prezentat în figura 8.

TEHNIUM martie 2006

DIVERT

ORIZONTAL: 1) Locul de la subsolul casei părinteşti unde
Thomas Alva Edison, pe vremea când avea numai 12 ani, îşi
amenajase un mic laborator unde îşi petrecea timpul liber citind
cărţi de fizică şi chimie şi făcând tot felul de experienţe - Tânărul
cu care s-a împrietenit Edison, în 1865, la Cincinnati, cel care l-a
ajutat să se angajeze ca telegrafist la publicaţia “Scientific
American”, unde a făcut mai multe invenţii, printre care aparatele
telegrafice de înregistrare a ştirilor “Duplex” şi “Multiplex”(Milton
F.). 2) Tipul de centrală construită de Edison, pentru prima dată în
lume, în 1882, la New York, cu ajutorul căreia au fost iluminate cu
lămpi electrice casele din această localitate. 3) Cei 5 “bănuţi” cu
care îşi vindea la început Edison ziarul “Weekly Herald”, pe care

THOMAS fllVfl €DISON (1847 1931)

îl tipărea în
vagonul unui tren
- împărat roman
despre care se
spune că ar fi
incendiat Roma în
anul 64 d.Hr. 4)
Vasile Tomazian -
Stat federal din
care face parte şi
statul Ohio, în
care, la 11 febru¬
arie 1847 s-a năs¬
cut, în localitatea
Milan, Thomas
Edison, autorul a
numeroase invenţii, dintre care amintim: telegraful multiplu de
transmitere simultană a mesajelor, microfonul telefonic cu praf de
cărbune, fonograful, dulia şi soclul cu filet pentru bec etc. (siglă) -
Yvonne Petric. 5) în martie! - Siglă pentru “Spitalul Militar Central”.
6) Sistem de alertare, la nevoie, a poliţiei sau a pompierilor, con¬
ceput de Edison - Agricultură (abr. uz.). 7) Cursă automobilistică
- Muncă dificilă. 8) Localitate în Japonia - Munţi în Irak şi Arabia
Saudită. 9) Olga Popescu - Oraş situat în partea de nord a SUA,
unde Edison a lucrat un timp ca telegrafist. 10) Vehiculul marin
“S.S. Columbia”, pe care Edison, după ce a discutat cu propri¬
etarul său, miliardarul Henry Villard, l-a electrificat, instalând un
generator şi o reţea de lămpi electrice - Funcţie trigonometrică.

VERTICAL: Lampă electrică cu incandescenţă realizată de
Edison după mai multe încercări nereuşite - Numele primei fetiţe pe
care Edison o are cu prima soţie a sa, Mary Stillwel! (.. .-Estelle). 2)
Situaţia lui Edison la şcoala primară din Port-Huron, de unde este
exmatriculat pentru că, într-o pauză, a făcut o experienţă în toaletă
şi era gata să dea foc şcolii - Sursă electrică de lumină inventată de
Edison, formată dintr-o pară de sticlă din care s-a scos aerul şi s-a
introdus un filament de formă spiralată. 3) Instalaţie complexă ce
făcea parte din “Compania Edison”, care producea energia elec¬
trică pentru alimentarea celor 110 000 de abonaţi din New York. 4)
Siglă pentru “Institutul de Cercetări Textile” - Tub electronic cu vid şi
trei electrozi, care are la bază “efectul Edison”. %) Tisă (reg.) - în
armură! 6) în vară! - Mijloc de intrare într-o locuinţă pe care Edison,
conform unei anecdote, îl conectase la o pompă şi la fiecare
închidere şi deschidere îi umplea cu apă un bazin - Abreviaţie pen¬
tru “baterie de serviciu”. 7) Generator de curent continuu îmbunătăţit
de Edison prin legarea rotorului la o maşină cu abur - Staţiile de
cale ferată prin care Edison îşi vindea ziarul tipărit în tren. 8) Rolul
pe care îl juca “peniţa electrică” la mimeograful inventat de Edison,
care perfora pe o hârtie parafinată textul trimis pentru multiplicare
(pl.) - Material din care Edison a realizat, la 28 noiembrie 1879, fi¬
lamentul lămpii electrice care a ars continuu, timp de 40 de ore. 9)
Numele soţiei lui Edison, care i-a dăruit acestuia o fată, pe Marion-
Estelle, şi doi băieţi: William-Leslie şi Thomas Alva-junior - Cea mai
înaltă formă de dezvoltare a aptitudinilor spirituale ale individului
întruchipată în creaţii, realizări de o deosebită originalitate şi de
excepţională valoare, despre care Edison spunea că reprezintă 1%
inspiraţie şi 99% transpiraţie. 10) Instituţie de cultură din Paris a
cărei iluminare cu lămpi electrice este organizată de Edison cu
prilejul participării la Expoziţia Universală din 1889 - Ţese!

Dicţionar: IMAO, BATN, TIS, BTS.

Gheorghe BRAŞOVEANU

SMENT

CÂND OAMENII
D€ STIINTfl ZÂMBESC

r r

• Celebrul matematician francez Andre Mărie
Ampere (1775-1836), scos din sărite de răspunsul sub
orice critică pe care-l dăduse un student la examen, îşi
pierdu cumpătul şi-l apostrofă:

- Măgarule! Nu ştii nimic!

Dar se calmă imediat, părând că ar vrea să-şi ceară
scuze, după felul în care a început să vorbească:

- Regret, am greşit şi-mi pare rău... Măgarul e un
animal credincios, sobru şi mai ales foarte muncitor...
L-am jignit fără să vreau...

• Naturalistul englez Charles Darwin (1809-1882),
invitat la o petrecere, stătea lângă o doamnă frumoasă
care, la un moment dat, l-a întrebat ironic:

- Ştiu că teoria dv. susţine că omul se trage din
maimuţă. O puteţi raporta şi la persoana mea?

- Fără îndoială, frumoasă doamnă - răspunse
Darwin - cu deosebirea că dv. nu vă trageţi dintr-o
maimuţă oarecare, ci dintr-una fermecătoare...

• Fizicianul şi savantul german Albert Einstein (1879-
1955) este întrebat de colegul său de universitate,
Oppenheimer, în ajun de examen, dacă întrebările lui
vor fi grele. Einstein îi răspunde:

- Deloc, sunt identice cu cele de anul trecut.

La care colegul său îl întreabă:

- Şi nu te temi că vei primi aceleaşi răspunsuri?

- Nu, afirmă Einstein, deoarece ştiinţa a progresat cu
paşi uriaşi în acest an!

• Pe când era în vârstă, fiind întrebat câţi ani are,
fizicianul şi matematicianul Galileo Galilei (1564-1642) a
răspuns prompt:

- Opt sau zece.

Şi în faţa uimirii celui ce-l întrebase, el a adăugat:

- Mă refer la anii pe care bănuiesc că i-aş mai avea
de trăit, deoarece anii care au trecut nu mai au nici o va¬
loare, întocmai ca banii deja cheltuiţi.

• Chirurgul englez Berkeley Hill (1834-1892), vrând
să se răzbune pe Academia Regală din Londra pentru
faptul că-i respinsese cererea de a-l primi printre mem¬
brii săi, sub numele fictiv al unui medic de provincie,
trimise o amplă relatare referitoare la un picior vindecat
cu ajutorul păcurii. Cele relatate păreau verosimile, cu
atât mai mult cu cât în perioada aceea un mare acade¬
mician proslăvea binefacerile miraculoase ale păcurii.
De aceea, într-una din şedinţele Academiei, cazul
descris de “doctorul din provincie” a fost analizat cu cea
mai mare seriozitate. A doua zi, doctorul Hill trimise o
altă scrisoare Academiei, concepută astfel:

“în ultima mea relatare, în legătură cu piciorul îndrep¬
tat cu ajutorul păcurii, am uitat un mic amănunt: piciorul
îndreptat era de lemn...”

• La scurt timp după ce Napoleon Bonaparte l-a
numit pe matematicianul şi fizicianul Pierre Simon
Laplace (1749-1827) ministru de interne, a trebuit să-l
roage să renunţe, făcând următoarea observaţie:

- Laplace şi în sarcinile politice, pare mai preocupat
de ceea ce se întâmplă în cer, decât pe pământ.

TEHNIUM martie 2006

Din numărul 268 - septembrie 2002 al revistei Electronique Pratique sem¬
nalăm constructorilor interesaţi articolul Adaptor de alimentare pentru auto¬
mobil (autor Y. Mergy, pag. 78-79), în care se descrie pe larg construcţia unui

stabilizator de tensiune folosind
circuitul integrat LM317
(sursă pozitivă ajusta¬
bilă). Adaptorul a fost
conceput pentru ali¬
mentarea în autotu¬
rism, cu energie elec¬
trică preluată de la
acumulatorul maşinii
(sub tensiunea de
12V-14V), a unor mici
consumatori electrici

D2/1N4007

care necesită tensiuni continue de
alimentare mai mici de 12 V, bine
stabilizate. Tensiunea de ieşire
poate fi selectată, cu ajutorul unui
comutator adecvat, în mai multe
trepte fixe dorite (1,5 V; 3 V; 4,5 V;
6 V etc.) sau poate fi aleasă ajusta¬
bilă continuu, în plaja 1,5 V - 9 V.
Pentru a nu avea probleme cu disi-
paţia termică, mai ales atunci când
tensiunea de ieşire este sub 7,5 V,
este indicat să nu se depăşească
valoarea de cca 0,5 A pentru
curentul de sarcină.

Prise aJIume-cigares
â fusible irrtegrâ

1N4007

-M-

IOOOjjF

Din numărul 298 - octombrie 2005 al
aceleiaşi reviste Electronique Pratique vă
semnalăm articolul Lanternă cu o baterie
de 1,5 V (autor G. Samblancat, pag. 32-33),
care descrie pe larg construcţia unei mini-
lanterne alimentate cu o singură baterie
R6 de 1,5 V, care în locul becului cu incan¬
descenţă foloseşte un LED alb de înaltă
luminozitate, sau chiar un LED alb de tip
„Luxeon Star 10“, cu optică integrată, caz
în care autorul recomandă să fim atenţi la

LM317

220

vTT* v/Ti VtT/ V7T/

+1,25 â9V
O

1N4007

V77* V77i

ochi. Montajul propriu-zis este un
convertor ridicător de tensiune rea¬
lizat cu componente discrete foarte
uşor accesibile. Oscilatorul (TI, T2
şi piesele aferente) lucrează pe o
frecvenţă de cca 60 kHz. Singura
componentă pe care trebuie s-o
realizeze constructorul este bobina
LI, a cărei rezistenţă ohmică tre¬
buie să fie de ordinul a 0,1 Q.

ARITMOGRIF CHIMIC

l i J sl kJT yjV CAUŢI?... NU GĂSEŞTI?... E PREA SCUMP?... Ai încercat la:TRIODA ORADEA?

“îmralLîţ y vă oferim produse de înaltă calitate la un preţ accesibil, ca reprezentant pentru România al firmelor:

• Bevonastechnologia ERD/Ungaria

(PISTOALE $1 SISTEME COMPLETE DE VOPSIRE ÎN CÂMP ELECTROSTATIC, CONSUMABILE, ACCESORII)

• MINIPA SAO PAOLO/Brazilia

(MULTIMETRE DIGITALE, OSCILOSCOAPE, TESTOARE PRIZĂ PĂMÂNTARE Şl IZOLAŢIE, FAZMETRE)

• EMOS PREROV/Cehia

(LANTERNE, ACUMULATORI, PRELUNGITOARE, CONECTICĂ, CABLURI, SISTEME DE SUPRAVEGHERE)

• RELPOL ZARY/Polonia

(RELEE STATICE, RELEE DIVERSE, CONTACTORI, ELECTRONICĂ DE PUTERE Şl AUTOMATIZĂRI)

Vă stăm la dispoziţie cu peste 150.000 repere din cataloagele: ASWO - Germania, NEDIS - Olanda etc.

• Componente electronice: CIRCUITE INTEGRATE, TIRISTORI, PASIVE, TELECOMENZI, TRANSFORMATOARE

• Scule şi accesorii depanatori: PRO’S KIT, PROLINE, HAUPA, WELLER, HANDY, LOCTITE, KONTAKT CHEMIE

• Difuzoare: SAL, MNC, BM, PRO WEST, LG, SHAMSONIC, Lumini discotecă, PANASOUND, stroboscop etc.

• Staţii pentru radioamatori şi taximetrie ALINCO, componente calculatoare SWEEX: player MP3, webcam, multimedia.
Magazine în Oradea: telefoane: 0259-436.782,267.223 Non-stop internet: www.trioda.ro, e-mail: [email protected]
Solicitaţi prospectele noastre gratuite prin e-mail sau prin poştă!

înlocuind cifrele cu litere veţi afla pe orizonţ
care, în Evul Mediu, făceau experienţi
pentru a descoperi piatra filoso fală -
verticale veţi afla numelş^unor elemente
lui Mendeleev. jfţ

G haorghexBRAŞgS^^KR^ 1

lumele